JP2007181194A - 波長安定化装置および波長安定化方法 - Google Patents

Abstract

【課題】波長多重通システムにおいて、簡易な構成で信号光の波長を安定化させる。
【解決手段】本発明の一実施形態によれば、波長安定化装置は、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で分波するアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）を備え、この波長透過特性を所定の周波数ｆでディザリングする。これにより、ＡＷＧを透過した光信号には、分波された光信号の波長λ_０と波長透過特性の中心波長λ_ｃとの関係に応じて位相と最大振幅が変化する周波数ｆから２ｆの強度変調成分が重畳される。この光信号を電気信号に変換し、周波数ｆの強度変調成分を抽出する。抽出した信号の位相成分および振幅成分から光信号の波長を制御する信号を生成する。この制御信号を光送信器の波長制御器にフィードバックすることで、光送信器からの光信号の波長をＡＷＧの波長透過特性に適合させることができる。
【選択図】図６

Description

本発明は、光通信において光信号の波長を安定化させる技術に関し、特に、波長多重通信において光信号の波長を安定化させる技術に関する。

近年、インターネットをはじめとするデータ通信トラフィックの増大により、大容量の光通信システムの構築が進んでいる。そのような中、波長多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術が盛んに導入されている。この技術は、ネットワークの大容量化だけでなく、波長ごとに異なるサービスやユーザを割り当てることができるのでネットワークの柔軟な構築にも寄与し得る。通信容量は、利用できる波長数に依存し、波長数は使用する波長合分波器などの光デバイスの帯域によって制限される。したがって、通信容量を増大するためには、波長間隔の高密度化が必要となる。そのため、信号光の波長を安定化させる技術が必要とされ、例えば特許文献１や特許文献２に見られる技術が提案されている。

また、波長透過特性を所定の周波数でディザリングしたマッハツェンダ干渉計回路（ＭＺＩ回路）とアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）を接続した波長透過手段を用いた波長安定化装置について、特許文献３および４に開示されている。

特開平１１−３１８５９号公報 特開２００３−２５８３７３号公報 特開平８−５１４１１号公報 特開平９−２６１１８１号公報

特許文献１では、信号光の波長を安定化させるために、光源ごとに波長ロッカを取り付けている。しかしながら、波長ロッカは、光フィルタをはじめとする高価な光部品を多く必要とするため、送信部のコストが大幅に上昇するという問題があった。そのため、特許文献２では波長ロッカを用いない波長安定化手法が提案されている。

しかしながら、特許文献２に見られる技術では、波長を安定化させるための制御信号とデータ信号成分がスペクトル上で重なり、そのために制御信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が劣化するという問題があった。また、特許文献２のパイロット信号を用いる手法によれば、光送信器および光受信器の構成が複雑になり、コスト上昇を招くという問題があった。また、特許文献２の構成では、光送信器側において強度変調器の使用が必須となり、半導体レーザをデータ信号で直接変調する光送信器には適用できないという問題があった。

また、特許文献３および４には、ＭＺＩ回路の１つの出力ポートに１つのＡＷＧを接続した構成が提案されている。ＭＺＩ回路の１つの出力ポートへの透過特性では、−３ｄＢ透過帯域幅が波長多重信号のチャネル間隔の半分を超えることができない。よって、この構成は透過帯域が狭いために、波長を制御する信号の生成に使用できても、波長多重された信号光の光分波器としては使用できない。

また、特許文献４には、ＭＺＩ回路の２つの出力ポートそれぞれに２つのＡＷＧを接続した構成が提案されている。この構成では、２つのＡＷＧの出力の比較で波長偏差検出を行うために、信号波長とＭＺＩ回路およびＡＷＧの透過中心波長は離れている。よって、この構成は、波長多重された信号光の光分波器としては使用できない。

以上より、特許文献３および４においては、光カプラを用いて、波長偏差検出のための信号光とデータを伝送する信号光とを予め分ける構成が必要である。このため、複雑で構成部品が多いという問題があった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、簡易な構成で波長を安定化させることのできる波長安定化装置および波長安定化方法を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、光信号を所定の波長透過特性で透過させる波長透過手段と、前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングするディザリング手段と、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した光信号を電気信号に変換する光電気変換手段と、前記光電気変換手段により変換された電気信号から前記所定の周波数の信号を抽出するフィルタ手段と、前記抽出された信号の位相成分と振幅成分から前記光信号の波長を制御する信号を生成する信号生成手段とを備えたことを特徴とする。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の波長安定化装置において、前記信号生成手段は、前記光信号の波長が前記所定の波長透過特性の中心波長に一致するように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の波長安定化装置において、前記信号生成手段は、前記光信号が伝搬した光ファイバ伝送路に許容されるロスバジェットのペナルティが最適になるように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、前記光信号は、ギガビットイーサネット（登録商標）信号またはマンチェスター信号であることを特徴とする。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、前記波長透過手段は、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させるアレイ導波路回折格子であり、前記ディザリング手段は、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性を所定の周波数でディザリングし、前記光電気変換手段は、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した複数の波長の光信号をそれぞれ複数の電気信号に変換し、前記フィルタ手段および前記信号生成手段は、切替器を介して前記複数の電気信号に対して共通化するよう構成されたことを特徴とする。

また、請求項６に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、前記波長透過手段は、マッハツェンダ干渉計回路の２つの出力にそれぞれ２つのアレイ導波路回折格子が接続された構成を有し、全体として複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、前記ディザリング手段は、前記マッハツェンダ干渉計回路の波長透過特性を所定の周波数でディザリングするように構成されたことを特徴とする。

また、請求項７に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、前記波長透過手段は、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させるアレイ導波路回折格子であり、前記ディザリング手段は、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性をアレイ導波路表面に形成された導電性薄膜ヒーターにより所定の周波数でディザリングするように構成されたことを特徴とする。

また、請求項８に記載の発明は、光信号を所定の波長透過特性で透過させるステップと、前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングするステップと、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した光信号を電気信号に変換するステップと、前記変換された電気信号から前記所定の周波数の信号を抽出するステップと、前記抽出された信号の位相成分と振幅成分から前記光信号の波長を制御する信号を生成するステップとを備えることを特徴とする。

また、請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の波長安定化方法において、前記生成するステップは、前記光信号の波長が前記波長透過特性の中心波長に一致するように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、請求項１０に記載の発明は、請求項８に記載の波長安定化方法において、前記生成するステップは、前記光信号が伝搬した光ファイバ伝送路に許容されるロスバジェットのペナルティが最適になるように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、請求項１１に記載の発明は、請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、前記光信号は、ギガビットイーサネット（登録商標）信号またはマンチェスター信号であることを特徴とする。

また、請求項１２に記載の発明は、請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、前記透過させるステップは、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、前記ディザリングするステップは、前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングし、前記変換するステップは、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した複数の波長の光信号をそれぞれ複数の電気信号に変換し、前記複数の電気信号を切り替えて、前記抽出するステップおよび前記生成するステップを実行することを特徴とする。

また、請求項１３に記載の発明は、請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、前記透過させるステップは、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて奇数番目の波長グループと偶数番目の波長グループとに分けるステップと、各波長グループをさらに波長ごとに分波するステップを含み、全体として前記光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、前記ディザリングするステップは、前記分けるステップにおける波長透過特性をディザリングすることを特徴とする。

また、請求項１４に記載の発明は、請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、前記透過させるステップは、アレイ導波路回折格子により複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、前記ディザリングするステップは、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性をアレイ導波路に形成された導電性薄膜ヒーターにより所定の周波数でディザリングすることを特徴とする。

以下、最初に本願発明の比較例について説明し、続いて本発明の実施形態について説明する。

（比較例）
図１に、本発明の比較例として波長ロッカを用いないで信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムを示す（特許文献２参照）。この通信システムは、波長の異なる光信号を出力する複数の光送信器１０−１〜Ｎと、これら波長の異なる光信号を多重して光ファイバに送出する波長合波器２０と、波長多重された光信号が伝搬する光ファイバ３０と、光ファイバからの光信号を波長に応じて分波する波長分波器４０と、分波されたそれぞれの光信号を受信する複数の光受信器５０−１〜Ｎとから構成されている。光送信器１０−１〜Ｎは、それぞれ同様の構成および機能を有し、互いに異なる波長の光信号を出力する。また、光受信器５０−１〜Ｎもそれぞれ同様の構成および機能を有し、対応する光送信器の波長の光信号を受信する。

先ず、図１の光送信器１０の各部の構成および動作について説明する。半導体レーザ１１は、波長制御器１２によって設定された所定の波長の連続光を出力する。波長制御器１２は、対応する光受信器５０からの制御信号に応じて、波長設定信号を半導体レーザ１１に出力し、半導体レーザから出力される連続光の波長を制御する。半導体レーザとしては、分布帰還型レーザ（ＤＦＢ−ＬＤ：Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｌａｓｅｒ−Ｄｉｏｄｅ）や分布ブラッグ反射型レーザ（ＤＢＲ−ＬＤ：Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｂｒａｇｇ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｒ Ｌａｓｅｒ−Ｄｉｏｄｅ）を用いることができる。ＤＦＢ−ＬＤおよびＤＢＲ−ＬＤの出力波長は、それぞれ温度および注入電流により設定されるので、波長設定信号はそれぞれに適合した信号とすることができる。

正弦波信号源１４は、周波数ｆの正弦波信号を出力する。電流源１５は、正弦波信号源１４から出力される正弦波信号と所定のバイアス値を重畳した電流を半導体レーザ１１に供給する。極性反転器１６は、正弦波信号源１４から出力される正弦波信号の極性を反転させる。分周器１７は、正弦波信号源１４から出力される正弦波信号の周波数ｆを整数分の一に分周し（もしくは逓倍し）、周波数ｆ’の正弦波信号（以下、パイロット信号）を出力する。加算器１８は、極性反転器１６で極性が反転された正弦波信号と、分周器（もしくは逓倍器）で生成されたパイロット信号と、対応する光受信器へ伝送するデータ信号とを加算する。

強度変調器１３は、加算器１８から得られた信号によって半導体レーザ１１からの連続光を強度変調する。この際、半導体レーザからの正弦波信号と加算器からの正弦波信号の強度変調成分が相殺されるように調整する。

次に、波長合波器２０は、光送信器１０−１〜Ｎから出力された異なる波長の光信号を波長多重し、ＷＤＭ信号を生成する。波長合波器としては、例えばアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ：Ａｒｒａｙｅｄ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｇｒａｔｉｎｇ）やファイバーグレーティングなどの光フィルタを用いることができる。また、光フィルタではなく、光カプラを利用することもできる。波長合波器から出力されたＷＤＭ信号は、光ファイバ３０を介して波長分波器４０に伝送される。波長分波器４０は、ＷＤＭ信号を波長に応じて分波し、それぞれの光受信器５０−１〜Ｎに出力する。波長分波器としては、例えばアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）やファイバーグレーティングなどを用いることができる。

次に、この波長多重通信システムにおける波長安定化メカニズムについて説明する。波長合波器２０の入力から波長分波器４０の出力までの波長透過特性を図２（ａ）に示す。光送信器の１つから出力される光信号の波長がλ_０を中心として正弦波で変調されているとき、この光信号の波長の時間変化は、次式で表される。

このとき、波長透過特性の中心波長λ_ｃと光信号の中心波長λ_０がずれていれば、図２（ａ）に示すように光信号の波長変化が強度変化に変換される。これは、以下のように説明できる。すなわち、波長合波器から波長分波器までの透過率Ｔは、波長λ_０を中心として、次式のように展開できる。

波長合波器２０に入力される前の光信号パワーをＰ_ｉｎとすると、波長分波器４０を透過した後の光信号パワーＰ_ｏｕｔは、次式により求められる。

式（３）の右辺の第２項は、波長分波器４０の透過後、光信号には式（１）の波長の時間変化と同じ周波数の強度変調成分が生じ、その振幅は透過特性の透過率Ｔの１階微分に比例することを示している。

図２（ｂ）は、図２（ａ）に示した透過特性の透過率Ｔの１階微分成分を示している。この透過特性が透過中心波長λ_ｃに対して対称な場合、透過中心波長λ_ｃにおける透過率の１階微分成分は０となる。したがって、あらかじめ光信号の波長を正弦波で変調しておき、波長分波器の透過後にこの正弦波と同じ周波数の強度変調成分を検出し、この振幅が０となるように光信号の中心波長λ_０を制御すれば、光信号の中心波長λ_０と波長合波器から波長分波器までの透過特性の中心波長λ_ｃとを一致させることができる。

次に、図３および図４を参照して、各ブロックにおける信号について説明する。正弦波信号源１４から出力される信号波形が図３（ａ）のように表されるとき、半導体レーザ１５の出力光は、その強度が図３（ｂ）に示すように変調され、同時にその波長が図４（ａ）に示すように変調される。以下の説明では、半導体レーザに注入される電流量の増加に伴い波長が長波長側に変化し、強度変調成分と波長の変調成分との間に位相差がないものとする。

極性反転器１６から出力される信号の波形は、図３（ｃ）に示すように図３（ａ）の波形を反転したものとなり、図３（ｄ）に示す伝送すべきデータ信号と多重され、強度変調器１３に入力される。この信号により半導体レーザからの出力光を強度変調すると、正弦波信号による強度変調成分がキャンセルされ、図３（ｅ）に示すようにデータ信号による強度変調成分のみが残る。一方、波長の変調成分は、強度変調器では影響を受けず、図４（ｂ）に示すように半導体レーザで与えられた波長変化がそのまま残る。以上より、データ信号により強度が変調され、正弦波により波長が変調された光信号が得られる。

この光信号は、波長合波器２０から光ファイバ３０を介して波長分波器４０を透過し、図２に示した透過特性の影響を受ける。そのため、光信号の中心波長λ_０と透過特性の透過中心波長λ_ｃがずれた場合、波長分波器４０の出力では、正弦波信号と同じ周波数で、振幅が透過率の１階微分に比例する強度変調成分（以下、透過率微分信号）が発生する。

この光信号は、光受信器５０の光電気変換器５１で電気信号に変換され、制御信号検出部５２で処理される。具体的には、光電気変換器５１で変換された電気信号からバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）５３を介して周波数ｆの透過率微分信号が抽出される。また、光電気変換器５１で変換された電気信号からバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）５４を介して周波数ｆ’のパイロット信号が抽出される。抽出された周波数ｆ’のパイロット信号は、次に逓倍器（もしくは分周器）で透過率微分信号と同じ周波数ｆの信号に変換され、掛け算器５４で周波数ｆの透過率微分信号と乗算される。ここで、透過率微分信号の位相が、λ_０＜λ_ｃの場合にパイロット信号の位相と同相になるようにフェーズロックすると、λ_０＞λ_ｃの場合は逆相となる。また、その透過率微分信号の振幅は、λ_０＝λ_ｃのときゼロとなり、波長差が大きくなると大きくなる。したがって、掛け算器５４で乗算された信号は、λ_０とλ_ｃの大小関係に応じて符号がプラスまたはマイナスに変化し、その波長差に応じて振幅が変化する信号となる。この信号からローパスフィルタ（ＬＰＦ）５５を介して直流成分を抽出し、光送信器の波長制御器１２にフィードバックし、半導体レーザ１１の出力波長を制御することで、光送信器から出力される光信号の中心波長λ_０を波長合波器２０から波長分波器４０までの波長透過特性の透過中心波長λ_ｃと一致させることができる。

図５は、光電気変換器５１の出力におけるデータ信号、透過率微分信号、パイロット信号の周波数スペクトルを示す。なお、図５では、パイロット信号の周波数ｆ’として、正弦波信号源１４の周波数ｆを二分の一に分周した場合を示している。図に示すように、透過率微分信号とパイロット信号は、それぞれ制御信号検出部５２のＢＰＦ１およびＢＰＦ２によって抽出される。しかしながら、これらの信号はデータ信号のスペクトルと重畳しているので、データ信号の一部が抽出した信号に対して雑音となる。また、受信器には、回路雑音が存在する。したがって、これらの信号を乗算した制御信号にも雑音が生じ、波長安定化の精度や波長安定化が可能な伝送距離が制限される。なお、正弦波信号源１４の周波数を逓倍器によりデータ信号のビットレートより高く設定し、重畳される雑音を低減することができるが、これによって光信号のスペクトルが広がることになるのでＷＤＭ信号の高密度化に不利となる。

また、上記の比較例では、光送信器において強度変調器１３を用いることを前提としており、半導体レーザのバイアス電流を直接データ信号で変調する直接変調型の光送信器には適用できない。さらに、上記で説明したパイロット信号を用いる手法によれば、光送信器および光受信器の回路構成が複雑になる。

（第１の実施形態）
図６に、本発明の第１の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムを示す。この通信システムは、比較例の場合と同様に、複数の光送信器１１０−１〜Ｎと、波長合波器１２０と、光ファイバ１３０と、波長分波器１４０と、複数の光受信器１５０とを備えている。本発明の第１の実施形態による通信システムはさらに、波長分波器１４０の温度を設定する温度設定器１６１と、周波数ｆの正弦波信号を発生する正弦波信号源１６２と、温度設定器１６１からの信号と正弦波信号源１６２からの信号を加算して波長分波器１４０の透過中心波長を制御する信号を出力する加算器１６３とを備えている。

光送信器１１０は、半導体レーザ１１１と、波長制御器１１２と、強度変調器１１３とを備えている。半導体レーザ１１１は、比較例の場合と同様に、バイアス電流により駆動され、所定の波長の連続光を出力する。半導体レーザには、分布帰還型レーザ（ＤＦＢ−ＬＤ）や分布ブラッグ反射型レーザ（ＤＢＲ−ＬＤ）を用いることができる。

波長制御器１１２も比較例の場合と同様に、対応する光受信器１５０からの制御信号に応じて、半導体レーザ１１１から出力される連続光の波長を制御する。ＤＦＢ−ＬＤの場合、連続光の波長は温度によって制御され、例えばペルチェ素子を用いた場合は、波長制御器１１２から電圧によって波長を制御することができる。また、ＤＢＲ−ＬＤの場合、連続光の波長はバイアス電流によって制御され、波長制御器１１２から電流によって制御することができる。ＤＦＢ−ＬＤおよびＤＢＲ−ＬＤそれぞれの場合について、単位電圧もしくは単位電流に対する波長の変化量を予め把握しておけば、検出された変化量に対応した波長制御が行える。また、強度変調器１１３は、伝送するデータ信号により半導体レーザ１１１から出力される連続光を強度変調する。

次に、波長合波器１２０は、光送信器１１０−１〜Ｎから出力された光信号を波長多重し、ＷＤＭ信号を生成する。波長合波器としては、比較例の場合と同様に、例えばアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）やファイバーグレーティングなどの光フィルタを用いることができる。また、光フィルタではなく、光カプラを利用することもできる。波長合波器から出力されるＷＤＭ信号は、光ファイバ１３０を介して波長分波器１４０に伝送される。波長分波器１４０は、ＷＤＭ信号を波長に応じて分波し、それぞれの光受信器５０−１〜Ｎに出力する。波長分波器としては、例えばアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）を用いることができる。

次に、本発明の第１の実施形態における波長安定化メカニズムについて説明する。ＡＷＧの波長透過特性は、温度により変化する。そのため、例えばペルチェ素子を用いると、温度設定器１６１から電圧によってＡＷＧの透過特性を制御することができる。そこで、温度設定器からの温度設定信号に周波数ｆの正弦波信号を加算し、ＡＷＧの温度を設定値を中心に変動させると、図７に示すようにＡＷＧの透過特性も温度変化に応じてディザリングされる（ディザリング幅＝２Ａ）。このＡＷＧの透過中心波長λの時間変化は、温度設定器の設定値における透過中心波長λ_ｃを中心として周波数ｆの正弦波で変調されているので、次式のように表される。

このとき、光信号の波長変化は、ＡＷＧの透過中心波長λ_ｃと光信号の中心波長λ_０のずれに応じて異なる強度変化として現れる。この強度変化について図８を参照して説明する。

ＡＷＧの透過中心波長λは、加算器１６３からのディザリングされた信号により図８（ａ）に示すように変調される。ＡＷＧの設定透過中心波長λ_ｃと光信号の中心波長λ_０が一致する場合は、ＡＷＧ透過後の光信号には、図８（ｂ）に示すように周波数２ｆの強度変調成分が現れる。これは、ＡＷＧを透過した後の光信号の強度は、ＡＷＧの透過中心波長λが光信号の中心波長（λ_０＝λ_ｃ）と一致したときに最大となり、光信号の中心波長（λ_０＝λ_ｃ）から最大に偏位したときに最小となるためである。

一方、光信号の中心波長λ_０がＡＷＧの透過中心波長λｃからディザリング幅の半分（Ａ）以上ずれた場合は、ＡＷＧ透過後の光信号には、図８（ｃ）または図８（ｄ）に示すように周波数ｆの強度変調成分が現れる。これは、ＡＷＧを透過した後の光信号の強度は、ＡＷＧの透過特性が光信号の中心波長λ_０の方へシフトしたときに最大となり、逆方向へシフトしたときに最小となるためである。

また、ＡＷＧの透過中心波長λ_ｃと光信号の中心波長λ_０の大小関係に応じて、図８（ｃ）および図８（ｄ）に示すようにＡＷＧ透過後の光信号の強度変調成分の位相が反転する。これは、λ_０とλ_ｃの大小関係に応じてＡＷＧの透過特性の傾きが逆転するためである。また、光信号の中心波長λ_０がＡＷＧの透過中心波長λ_ｃからディザリング幅の半分と同程度かそれ以下の範囲でずれた場合は、ＡＷＧ透過後の光信号には、周波数ｆと２ｆの両方の強度変調成分が現れることになる。

ＡＷＧ透過後の光信号には、ＡＷＧの透過特性のディザリングにより上記のような強度変調成分が含まれ、この光信号は、光受信器１５０の光電気変換器１５１により電気信号に変換され、制御信号検出部１５２で処理される。具体的には、光電気変換器１５１で変換された電気信号からバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５３を介して周波数ｆの強度変調成分が抽出される。抽出された周波数ｆの強度変調成分は、掛け算器１５４で正弦波信号源１６２からの周波数ｆの正弦波信号と乗算される。ここで、光信号の中心波長λ_０がＡＷＧの透過中心波長λ_ｃよりも長波長側にずれたとき（λ_０＞λ_ｃ）の強度変調成分と、正弦波信号源１６２からの正弦波信号が同相になるようにフェーズロックすると、λ_０＜λ_ｃの場合は逆相となる。また、強度変調成分の最大振幅は、λ_０＝λ_ｃのときゼロとなり、波長差が大きくなると大きくなる。したがって、掛け算器１５４で乗算された信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５５で直流成分を抽出すると、λ_０＞λ_ｃの場合は符号がプラスになり、λ_０＜λ_ｃの場合は符号がマイナスになる。また、この直流成分の振幅は、図９に示すように、λ_０＝λ_ｃのときゼロとなり、波長差が大きくなるのに応じて大きくなる。この信号を光送信器の波長制御器１１２にフィードバックし、半導体レーザ１１１の出力波長を制御することで、光送信器から出力される光信号の中心波長λ_０を波長分波器１４０の透過中心波長λ_ｃと一致させることができる。

以上のように、本発明の第１の実施形態によれば、波長分波器としてのＡＷＧの透過特性をディザリングすることによって、制御信号のＳＮＲ劣化を防ぎ、光送信器および光受信器の回路構成を簡略化することができる。

（第２の実施形態）
上記の比較例では、光送信器は、半導体レーザと強度変調器を用いた構成に限られていた。これは、光信号の波長を変調することで生じた強度変調成分を強度変調器でキャンセルしなければならないためである。しかし、本発明では、図６に示した半導体レーザと強度変調器を用いた光送信器だけでなく、半導体レーザのバイアス電流を直接データ信号で駆動する直接変調型の光送信器と共に使用することもできる。

図１０に、本発明の第２の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムを示す。この通信システムは、第１の実施形態の場合と同様に、複数の光送信器２１０−１〜Ｎと、波長合波器１２０と、光ファイバ１３０と、波長分波器１４０と、複数の光受信器１５０−１〜Ｎとを備えている。図に示すように、本発明の第２の実施形態は、光送信器の構成以外は第１の実施形態の場合と同様の構成とすることができる。そのため、第１の実施形態と同様の構成要素は、図６の符号と同様の符号を付し、説明を省略する。

光送信器２１０は、半導体レーザ２１１と、波長制御器２１２とを備えている。本発明の第２の実施形態では、半導体レーザ２１１には、直接変調可能な半導体レーザとして、分布帰還型レーザ（ＤＦＢ−ＬＤ）を用いることができる。ＤＦＢ−ＬＤの出力波長は、温度によって制御され、例えばペルチェ素子を用いた場合は、波長制御器２１２から電圧によって波長を制御することができる。したがって、上記の第１の実施形態の場合と同様に、対応する光受信器１５０からの波長制御信号に基づいて、半導体レーザ２１１の出力波長を制御することで、光送信器２１０から出力される光信号の中心波長λ_０を波長分波器１４０の透過中心波長λ_ｃと一致させることができる。

以上のように、本発明の第２の実施形態によれば、強度変調器を必要としないので、光送信器の構成を簡略化することができる。なお、上記の比較例では、光信号の波長を変調することで生じた強度変調成分をキャンセルするために、強度変調器の使用が必須であり、本実施形態のような直接駆動型の光送信器を用いることはできない。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は、ＡＷＧの透過特性のディザリングによる変動域を最適化することに関する。具体的には、ＡＷＧの透過特性のディザリングによる変動域を光信号のスペクトルの広がりに合わせて最適化する。

図１１は、断熱チャープの支配的なＤＦＢ−ＬＤを１．２５ＧＨｚ（ＰＮ７段）のデータ信号により直接変調したときの光スペクトルと、５０ＧＨｚ間隔のＷＤＭ信号を合分波することのできるＡＷＧの透過特性の測定例を示している。図に見られるように、ＡＷＧの透過特性は、透過中心波長（図の相対周波数０ＧＨｚ）に対して左右対称であるのに対し、直接変調された光信号のスペクトルは、左右非対称となっている。また、ＡＷＧの透過幅（３ｄＢ幅＝２７．５ＧＨｚ）に対して、光スペクトルは無視できないほど広がっている。ここで、直接変調の光スペクトルの相対周波数は、光強度がピークとなるところを０ＧＨｚとなるように示している。最近の研究開発により、直接変調による光スペクトルの広がりは改善されつつあるものの、５０ＧＨｚ間隔や１００ＧＨｚ間隔などの高密度ＷＤＭへの適用を考えると、その広がりは無視できない。

図１２に、直接変調による光スペクトルの広がりおよび非対称性による影響を示す測定結果を示す。使用したＤＦＢ−ＬＤおよびＡＷＧは、図１１に示したものと同一である。図の横軸は、ＡＷＧの透過中心波長ずれ（周波数ずれ）を表し、縦軸は、それぞれ相対光強度およびパワーペナルティを表している。相対光強度は、ＡＷＧの透過中心波長がＤＦＢ−ＬＤの波長に対して相対的にずれた場合に、ＡＷＧを通過した光信号の強度が変化する程度を表し、最大値を０ｄＢとして規格化している。また、パワーペナルティは、ＢＥＲ＝１０^−１２での受信感度が−３４．２ｄＢｍのＡＰＤを用いてＡＷＧを透過した光信号を受信したときの受信感度劣化を表している。

この場合、直接変調による光スペクトルの広がりがＡＷＧの透過幅に対して無視できるほど小さければ、相対光強度およびパワーペナルティがそれぞれ０ｄＢとなる領域が得られるはずである。しかしながら、図に見られるように、そのような領域はほとんどなく、相対光強度およびパワーペナルティはそれぞれＡＷＧの周波数ずれに対して敏感に影響を受けている。また、光スペクトルが左右非対称であるため、ＡＷＧの周波数ずれに対していずれの曲線も非対称になっている。

図１３は、本波長安定化装置において生じる相対光強度の減少およびパワーペナルティの劣化により、光ファイバ伝送路１３０に許容されるロスバジェットがどの程度減少するかを示している。このロスバジェットの減少量をロスバジェットのペナルティと定義する。相対光強度の減少およびパワーペナルティの劣化は共に、伝送路で許容されるロスバジェットの減少を招く。したがって、パワーペナルティと相対光強度の差をロスバジェットのペナルティとして、図１３の縦軸に示している。図に見られるように、ロスバジェットのペナルティは、ＡＷＧの周波数ずれ０ＧＨｚに対して左右非対称に変化する。例えば、ロスバジェットのペナルティ３ｄＢを許容する波長安定化装置の設計を行った場合、ＡＷＧで許容される周波数ずれは、−４．５ＧＨｚ〜８ＧＨｚとなる。この場合、信号光の光スペクトルにおける強度のピークがＡＷＧの透過中心波長に一致するように制御すると、ＡＷＧの周波数ずれによるロスバジェットのペナルティは、低周波側に対して厳しくなり、最適な波長安定化がなされない。図１３に示したケースでは、ロスバジェットのペナルティが最小となるＡＷＧの周波数ずれは＋１．７５ＧＨｚであり、この位置で特性はほぼ左右対称となっている。図１２によると、相対光強度がゼロになるのは、ＡＷＧの周波数ずれがほぼ０ＧＨｚのときであり、通常、半導体レーザの波長はこの位置にロックされる。したがって、波長制御器においてＡＷＧの透過中心波長から−１．７５ＧＨｚオフセットした値に半導体レーザの波長を制御することにより、最適な波長安定化を達成することができる。

なお、第２および第３の実施形態のように、直接変調型の光送信器を用いる場合には、光スペクトルの広がりによる影響が大きいため、波長合波器としてＡＷＧなどの光フィルタではなく、光カプラを用いることが望ましい。

（第４の実施形態）
本発明の第３の実施形態において、波長制御信号の大きさは、光受信器で受信する光パワーの大きさに比例して変化する。すなわち、光送信器と光受信器との距離に応じて、波長制御信号の大きさも変わる。そのため、ロスバジェットのペナルティが最小になるように設定するオフセット値も、この光パワーに比例して変化させる必要がある。本発明の第４の実施形態は、受信光パワーに応じて波長制御信号のオフセット値を変更することに関する。

図１４に、本発明の第４の実施形態に係る光受信器の構成を示す。図に示すように、この光受信器２５０−１は、図１０の光受信器１５０−１の構成にさらに、受信光パワーを検出する光パワー検出器２５１と、α倍の掛け算器２５２と、波長制御信号にオフセット値を加算する加算器２５３とを備えている。光パワー検出器２５１は、光電気変換器１５１からの信号の大きさに比例した信号を出力する。掛け算器２５２は、光パワー検出器の出力をα倍し、その光パワーに応じたオフセット値を出力する。このオフセット値は、加算器２５３で波長制御信号と加算され、光送信器１１０−１にフィードバックされる。

このように構成することで、光受信器が受信する光パワーの大きさに応じて、適切なオフセット量を波長制御信号に加えることができ、光送信器と光受信器の距離を変更しても、適切にオフセットされた波長制御信号をフィードバックすることができる。ここで、αは、装置ごとに固定値として設定することができる。

（第５の実施形態）
図１５に、本発明の第５の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムを示す。この通信システムは、第２の実施形態の場合と同様に、複数の光送信器２１０−１〜Ｎと、波長合波器１２０と、光ファイバ１３０と、波長分波器１４０と、複数の光受信器３５０−１〜Ｎとを備えている。図に示すように、本発明の第５の実施形態は、制御信号検出部の構成以外は第２の実施形態と同様の構成とすることができる。そのため、第２の実施形態の場合と同様の構成要素は、図１０の符号と同様の符号を付し、説明を省略する。

本発明の第５の実施形態では、光受信器３５０−１〜Ｎは、制御信号検出部３５２を共通化した構成となっている。各光受信器の光電気変換器３５１からの電気信号を切替器３５６を介して切り替えることより、各光受信器について波長制御信号を生成することができる。具体的には、上記の実施形態の場合と同様に、光電気変換器１５１で変換された電気信号からバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３５３を介して周波数ｆの強度変調成分が抽出される。抽出された周波数ｆの強度変調成分は、掛け算器３５４で正弦波信号源１６２からの周波数ｆの正弦波信号と乗算される。そして、掛け算器３５４で乗算された信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５５で直流成分を抽出することで波長制御信号を得る。この信号を光送信器の波長制御器２１２にフィードバックし、半導体レーザ２１１の出力波長を制御することで、光送信器から出力される光信号の中心波長λ_０を波長分波器１４０の透過中心波長λ_ｃと一致させることができる。なお、切替器３５６は、所定の時間間隔で切り替えてもよいし、光送信器または光受信器の要求または動作に応じて切り替えるようにしてもよい。

本発明の第５の実施形態によれば、制御信号検出部３５２を共通化することにより光受信器の構成を簡略化することができる。

（第６の実施形態）
波長分波器（例えば、ＡＷＧ）の透過中心波長を変化させる上述の方法は、波長分波器の温度変化によるものであるため、ディザリング周波数ｆは１ｋＨｚ程度が上限である。したがって、光電気変換器１５１において変換された電気信号に重畳される周波数ｆの強度変調信号は、ＧｂｐｓオーダのＮＲＺ信号を想定すると、ゼロヘルツ近傍に現れる。その様子を図１６（ａ）に示す。ここで、図中のＢはデータ信号のビットレートを表す。

この場合、周波数ｆの強度変調信号を電気のＢＰＦ１５３で抽出すると、信号成分が雑音となって、検出される波長制御信号のＳＮＲが劣化することになる。この問題は、図１６（ｂ）に示すように、電気スペクトルの低周波成分に落ち込みのある信号を用いることにより低減することができる。このような信号としては、ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．３ｚ−１９９８に規定されているギガビットイーサネット（登録商標）（ＧｂＥ：Ｇｉｇａｂｉｔ Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標））信号や、マンチェスター信号を挙げることができる。

図１７に、ＧｂＥ信号のデータフレームに、ＰＮ９段の擬似ランダム信号を挿入したときの電気スペクトルの測定結果を示す。図に示されるように、６０ＭＨｚ以下の周波数において信号成分の落ち込みがある。この信号成分の落ち込みは、電気信号を光信号に変換する際に、８Ｂ→１０Ｂ変換を行うことにより生じるものである。したがって、１ｋＨｚ以下のディザリング周波数を用いた場合、図１６（ａ）に示される電気スペクトルを有するＮＲＺ信号に比べて、波長制御信号のＳＮＲを大幅に改善することができる。

図１８（ａ）は、マンチェスター信号の電気スペクトルを表している。図に示されるように、データの信号スペクトルは、図１６（ｂ）のものとは異なり、信号ビットレートの２倍（＝２Ｂ）まで拡がっているが、低周波成分に落ち込みが存在する。

図１８（ｂ）は、マンチェスター信号の時間波形を表している。図に示されるように、この信号は、マーク（Ｍ）とスペース（Ｓ）の１ビットを、それぞれ、プラスとマイナスの振幅の組合せ、マイナスとプラスの振幅の組合せにより表すことにより生成される。ここで、これらの組合せとビットの関係は逆であってもよい。

なお、直接変調ＤＦＢ−ＬＤのように、マイナスの振幅を有する電気信号によって光信号を生成できない場合もある。その場合には、図１８（ｃ）に示されるように、図１８（ｂ）の信号をバイアスすることにより光信号を生成することができる。

このように、本実施形態によれば、特定の信号を用いることで、波長制御信号のＳＮＲを改善することができる。

（第７の実施形態）
図１９に、本発明の第７の実施形態に従って波長透過手段およびディザリング手段としてＭＺＩ回路とＡＷＧの２つを用いた例を示す。なお、図１９は、図６、１０または１４に示す波長多重通信システムの一部を示している。

波長合分波器４４０は、波長多重された信号光を奇数番目の波長チャンルと偶数番目の波長チャネルとに分けるマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）回路４４１と、ＭＺＩ回路の一方の出力ポート４４５に接続されたアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）４４３と、ＭＺＩ回路の他方の出力ポート４４６に接続されたアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）４４４とから構成されている。このＭＺＩ回路および２つのＡＷＧは、平面基板上の光導波路を用いて作製することができる。光導波路を用いると、波長透過特性を高精度に設定でき、ＭＺＩ回路とＡＷＧとを一体化して小型化し、低コストで生産可能となる利点がある。

ＭＺＩ回路４４１のフリースペクタラルレンジ（ＦＳＲ）、およびＡＷＧ４４３、４４４の波長チャネル間隔は、信号光波長の間隔の２倍に設定されている。ＭＺＩ回路の一方の出力４４５は、奇数番目の波長信号光を出力し、その波長信号光を分波するＡＷＧ４４３に接続されている。ＭＺＩ回路の他方の出力４４６は、偶数番目の波長信号光を出力し、その波長信号光を分波するＡＷＧ４４４に接続されている。このＭＺＩ回路および２つのＡＷＧ全体で、波長分波器４４０が構成されている。

正弦波信号源１６２の出力電圧と中心波長設定器４６１から出力される直流電圧が加算器１６３で加算され、ＭＺＩ回路４４１中に設けられた位相変調器４４２に加えられる。位相変調器４４２は、ＭＺＩ回路の一方の光路の光路長を変化させることにより、ＭＺＩ回路の周期的な透過中心波長全体をシフトさせることができる。位相変調器としては、光導波路の熱光学効果を利用する薄膜ヒーターが一般的であるが、電気光学効果等の他の光路を可変とする効果を用いても同様の効果が得られる。

中心波長設定器４６１の出力は、ＭＺＩ回路の透過中心波長が、波長多重された信号光の各チャネルの目標波長に一致させるか、透過光強度が大きく下がらない範囲でオフセットを与えるように設定する。この状態で正弦波信号を加えたときの波長分波器の動作を図２０に示す。

波長λｃ１〜λｃ６は、波長多重された各信号光の安定化目標波長である。ＭＺＩ回路の出力１（４４５）およびＡＷＧ１（４４３）の透過中心波長は、奇数番目の信号波長に、ＭＺＩ回路の出力２（４４６）およびＡＷＧ２（４４４）の透過中心波長は、偶数番目の信号波長に合わせられている。波長分波器４４０の透過率は、ＭＺＩ回路４４１とＡＷＧ４４３、４４４の透過率の積で決まるので、ＭＺＩ回路中の位相変調器４４２へのディザリング信号入力のみで、波長分波器のすべての出力ポートの透過特性がディザリングされる。また、図２０に示すように、ＭＺＩ回路のＦＳＲ、すなわち透過波長周期が、波長多重信号のチャネル間隔の２倍となるため、波長分波器の各チャネルの透過帯域は広くなり、信号光の分波手段としても充分機能していることが分かる。

ＭＺＩ回路中の薄膜ヒーターは、加熱部分の熱容量が小さいため、少ない電力で高速にディザリングを行うことができる。石英系光導波路回路により作製したＭＺＩ回路においては、８ｍＷのヒーター電力振幅で、２ＧＨｚ振幅の中心波長変化が得られた。また、１００Ｈｚ以上のディザリング周波数まで波長変化が追従できることを確認した。

以上より、本実施形態により、低消費電力で高速のディザリングが可能な波長分波器を構成することができる。

（第８の実施形態）
図２１に、本発明の第８の実施形態に従ってディザリング手段としてＡＷＧ上に設けた薄膜ヒーターを用いた例を示す。なお、図２１は、図６、１０または１４に示す波長多重通信システムの一部を示している。

波長分波器５４０は、波長多重された信号光を波長ごとに分波するアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）５４１を備え、ＡＷＧ５４１は、その表面に薄膜ヒーター５４３を備えている。波長分波器５４０は、平面基板上の光導波路を用いて作製することができる。薄膜ヒーター５４３は、ＡＷＧ回路中のアレイ導波路５４３の表面に形成した金属等の伝導性薄膜および給電リード線である。伝導性薄膜の形成には、蒸着、スパッタリング、金属箔貼り付けなど一般の製膜プロセスが使用できる。

正弦波信号源１６２の出力電力と中心波長設定器４６１から出力されている直流電圧を加算器１６３で加算して、薄膜ヒーター５４３に加えることで、アレイ導波路５４２の温度を周波数ｆで変調することができる。ＡＷＧ５４１は、導波路材料の熱光学効果により透過中心波長がディザリングされる。

薄膜ヒーター５４３および薄膜ヒーターで加熱されるアレイ導波路５４２は、その厚さが共に数μｍから数十μｍと薄いため、熱容量が小さい。そのため、ディザリングに必要な電力は少なく、応答周波数も高くなる。石英系ガラス材料を用いたＡＷＧと、金合金薄膜を用いた薄膜ヒーターとの組合せでは、４００ｍＷのヒーター電力振幅で、２ＧＨｚ振幅の中心波長変化が得られた。また、１０Ｈｚ以上のディザリング周波数まで波長変化が追従できることが確認した。

本実施形態においては、波長分波器のＡＷＧに薄膜ヒーターを付加するだけでよく、低コストで高速のディザリングが可能な波長分波器を構成することができる。

以上、本発明について、具体的にいくつかの実施形態について説明したが、本発明の原理を適用できる多くの実施可能な形態に鑑みて、ここに記載した実施形態は、単に例示に過ぎず、本発明の範囲を限定するものではない。例えば、第５の実施形態は、第２の実施形態に対して適用した例を示したが、第１の実施形態に対しても適用可能である。したがって、ここに例示した実施形態は、本発明の趣旨から逸脱することなくその構成と詳細を必要に応じて変更することができる。さらに、説明のための構成要素および手順は、本発明の趣旨から逸脱することなく変更、補足、またはその順序を変えてもよい。

波長ロッカを用いないで信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一例を示す機能ブロック図である。 波長透過特性によって光信号の波長変化が強度変化に変換されるメカニズムを説明するための図であり、図２（ａ）は波長透過特性を示し、図２（ｂ）はその１階微分特性を示している。 図１の光送信器における各部の信号波形を示す図である。 図１の光送信器における各部の波長変化を示す図である。 図１の光受信器において電気信号に変換された各信号のスペクトルを示す図である。 本発明の第１の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一例を示す機能ブロック図である。 本発明の第１の実施形態における波長透過特性のディザリングと光信号の中心波長の関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態における波長透過特性のディザリングによる光信号の強度変調成分について説明するための図である。 本発明の第１の実施形態におけるＡＷＧの波長透過特性と波長制御信号の振幅特性を示す図である。 本発明の第２の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一例を示す機能ブロック図である。 ＡＷＧの波長透過特性と半導体レーザを直接変調した場合の光スペクトルを示す図である。 光信号のＡＷＧの透過中心波長からの周波数ずれと相対光強度およびパワーペナルティとの関係を示す図である。 光信号のＡＷＧの透過中心波長からの周波数ずれとロスバジェットのペナルティとの関係を示す図である。 本発明の第４の実施形態に従って波長制御信号を生成する光受信器の一例を示す機能ブロック図である。 本発明の第５の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一例を示す機能ブロック図である。 本発明の第６の実施形態におけるスペクトルの効果を示す図である。 ＧｂＥ信号のデータフレームに、ＰＮ９段の擬似ランダム信号を挿入したときの電気スペクトルの測定結果を示す図である。 マンチェスター信号を示す図であり、図１８（ａ）は、電気スペクトルであり、図１８（ｂ）は、時間波形であり、図１８（ｃ）は、バイアスした場合の時間波形である。 本発明の第７の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一部を示す機能ブロック図である。 本発明の第７の実施形態における波長分波器の各部の波長透過特性を示す図である。 本発明の第８の実施形態に従って信号光の波長を安定化させる波長多重通信システムの一部を示す機能ブロック図である。

符号の説明

１０−１〜Ｎ 光送信器
１１ 半導体レーザ
１２ 波長制御器
１３ 強度変調器
１４ 正弦波信号源
１５ 電流源
１６ 極性反転器
１７ 分周器
１８ 加算器
２０ 波長合波器
３０ 光ファイバ
４０ 波長分波器
５０−１〜Ｎ 光受信器
５１ 光電気変換器
５２ 制御信号検出器
５３ ＢＰＦ１
５４ 掛け算器
５５ ＬＰＦ
５６ ＢＰＦ２
５７ 逓倍器
１１０−１〜Ｎ 光送信器
１１１ 半導体レーザ
１１２ 波長制御器
１１３ 強度変調器
１２０ 波長合波器
１３０ 光ファイバ
１４０ 波長分波器
１５０−１〜Ｎ 光受信器
１５１ 光電気変換器
１５２ 制御信号検出器
１５３ ＢＰＦ
１５４ 掛け算器
１５５ ＬＰＦ
１６１ 温度設定器
１６２ 正弦波信号源
１６３ 加算器
２１０−１〜Ｎ 光送信器
２１１ 半導体レーザ
２１２ 波長制御器
２５０−１ 光受信器
２５１ 光パワー検出器
２５２ 掛け算器
２５３ 加算器
３５０−１〜Ｎ 光受信器
３５１ 光電気変換器
３５２ 制御信号検出器
３５３ ＢＰＦ
３５４ 掛け算器
３５５ ＬＰＦ
３５６ 切替器
４４０ 波長分波器
４４１ ＭＺＩ回路
４４２ 位相変調器
４４３，４４４ ＡＷＧ
４４５，４４６ 出力ポート
４６１ 中心波長設定器
５４０ 波長分波器
５４１ ＡＷＧ
５４２ アレイ導波路
５４３ 薄膜ヒーター

Claims (14)

1. 光信号を所定の波長透過特性で透過させる波長透過手段と、
   前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングするディザリング手段と、
   前記ディザリングされた波長透過特性を透過した光信号を電気信号に変換する光電気変換手段と、
   前記光電気変換手段により変換された電気信号から前記所定の周波数の信号を抽出するフィルタ手段と、
   前記抽出された信号の位相成分と振幅成分から前記光信号の波長を制御する信号を生成する信号生成手段と
   を備えたことを特徴とする波長安定化装置。
2. 請求項１に記載の波長安定化装置において、
   前記信号生成手段は、前記光信号の波長が前記所定の波長透過特性の中心波長に一致するように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする波長安定化装置。
3. 請求項１に記載の波長安定化装置において、
   前記信号生成手段は、前記光信号が伝搬した光ファイバ伝送路に許容されるロスバジェットのペナルティが最適になるように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする波長安定化装置。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、
   前記光信号は、ギガビットイーサネット（登録商標）信号またはマンチェスター信号であることを特徴とする波長安定化装置。
5. 請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、
   前記波長透過手段は、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させるアレイ導波路回折格子であり、
   前記ディザリング手段は、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性を所定の周波数でディザリングし、
   前記光電気変換手段は、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した複数の波長の光信号をそれぞれ複数の電気信号に変換し、
   前記フィルタ手段および前記信号生成手段は、切替器を介して前記複数の電気信号に対して共通化するよう構成されたことを特徴とする波長安定化装置。
6. 請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、
   前記波長透過手段は、マッハツェンダ干渉計回路の２つの出力にそれぞれ２つのアレイ導波路回折格子が接続された構成を有し、全体として複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、
   前記ディザリング手段は、前記マッハツェンダ干渉計回路の波長透過特性を所定の周波数でディザリングするように構成されたことを特徴とする波長安定化装置。
7. 請求項１ないし３のいずれかに記載の波長安定化装置であって、
   前記波長透過手段は、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させるアレイ導波路回折格子であり、
   前記ディザリング手段は、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性をアレイ導波路表面に形成された導電性薄膜ヒーターにより所定の周波数でディザリングするように構成されたことを特徴とする波長安定化装置。
8. 光信号を所定の波長透過特性で透過させるステップと、
   前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングするステップと、
   前記ディザリングされた波長透過特性を透過した光信号を電気信号に変換するステップと、
   前記変換された電気信号から前記所定の周波数の信号を抽出するステップと、
   前記抽出された信号の位相成分と振幅成分から前記光信号の波長を制御する信号を生成するステップと
   を備えることを特徴とする波長安定化方法。
9. 請求項８に記載の波長安定化方法において、
   前記生成するステップは、前記光信号の波長が前記波長透過特性の中心波長に一致するように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする波長安定化方法。
10. 請求項８に記載の波長安定化方法において、
    前記生成するステップは、前記光信号が伝搬した光ファイバ伝送路に許容されるロスバジェットのペナルティが最適になるように前記光信号の波長を制御する信号を生成することを特徴とする波長安定化方法。
11. 請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、
    前記光信号は、ギガビットイーサネット（登録商標）信号またはマンチェスター信号であることを特徴とする波長安定化方法。
12. 請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、
    前記透過させるステップは、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、
    前記ディザリングするステップは、前記波長透過特性を所定の周波数でディザリングし、
    前記変換するステップは、前記ディザリングされた波長透過特性を透過した複数の波長の光信号をそれぞれ複数の電気信号に変換し、
    前記複数の電気信号を切り替えて、前記抽出するステップおよび前記生成するステップを実行することを特徴とする波長安定化方法。
13. 請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、
    前記透過させるステップは、複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて奇数番目の波長グループと偶数番目の波長グループとに分けるステップと、各波長グループをさらに波長ごとに分波するステップを含み、全体として前記光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、
    前記ディザリングするステップは、前記分けるステップにおける波長透過特性をディザリングすることを特徴とする波長安定化方法。
14. 請求項８ないし１０のいずれかに記載の波長安定化方法であって、
    前記透過させるステップは、アレイ導波路回折格子により複数の波長が多重化された光信号を波長に応じて所定の波長透過特性で透過させ、
    前記ディザリングするステップは、前記アレイ導波路回折格子の波長透過特性をアレイ導波路に形成された導電性薄膜ヒーターにより所定の周波数でディザリングすることを特徴とする波長安定化方法。

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