JP2008228206A

JP2008228206A - 光角度変調器

Info

Publication number: JP2008228206A
Application number: JP2007067228A
Authority: JP
Inventors: Kunihiko Mori; 邦彦森; Takafumi Kajiwara; 尚文梶原; Nobuyuki Watabe; 信之渡部
Original assignee: NTT Advanced Technology Corp
Current assignee: NTT Advanced Technology Corp
Priority date: 2007-03-15
Filing date: 2007-03-15
Publication date: 2008-09-25
Anticipated expiration: 2027-03-15
Also published as: JP4836839B2

Abstract

【課題】光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である場合に、光角度変調信号に含まれる歪みを低減した光角度変調器を提供すること。
【解決手段】光周波数シフタ１０４の後段に、周期的に透過ピークを有する周期的光フィルタ４０１およびレーザ光源１０１を制御するレーザ光源制御部４０２を備えることを特徴とする。周期的光フィルタ４０１の各透過ピークは急峻な帯域通過特性を有するように構成されており、光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である用途において、所望の光周波数ν₁の成分を濾波しつつ、主要な妨害光である光周波数ν₀の成分および光周波数２ν₀−ν₁の成分を抑圧することができる。急峻な帯域通過特性を有する光フィルタを用いる場合、透過ピークの中心周波数を入力光周波数に一致させ続けることが必要であるが、レーザ光源制御部４０２によりレーザ光源１０１の出力光周波数が調整される。
【選択図】図４

Description

本発明は光角度変調器に関し、より詳細には、自己ヘテロダイン型光角度変調器に関する。

光周波数変調器および光位相変調器等の光角度変調器を用いたパッシブ光ネットワークシステムは、サブキャリア信号による光振幅変調と比較して、送受信感度を大きく確保でき、またコネクタ接続部での反射に対する耐力が高い。したがって、映像信号等のマルチチャネル信号のマスユーザへの配信システムに好適である（非特許文献１参照）。

図１は、従来の光角度変調器、すなわち単一のレーザ光源を用いる自己ヘテロダイン型の光角度変調器１００の構成を示している。光角度変調器１００は、レーザ光源１０１と、レーザ光源１０１からの出力光を第１の光路と第２の光路とに分岐する光分岐器１０２と、第１の光路に設けられた光位相変調部１０３と、第２の光路に設けられた光周波数シフタ１０４と、光位相変調部１０３からの出力光および光周波数シフタ１０４からの出力光を結合して出力する光結合器１０５とを備える。光結合器１０５の出力が光角度変調器の出力である。光角度変調器の出力には、光位相変調部１０３に入力されるマルチキャリア信号による角度変調の側帯波が現れる。映像信号配信システムへの応用では、光角度変調信号のキャリア周波数は３ＧＨｚ程度が使用される（非特許文献２参照）。

レーザ光源１０１の出力光の光周波数ν₀に対し、第２の光路からの所望の光周波数がν₁であるとき、光周波数シフタ１０４には、Ｎを整数として、周波数ｆ（=｜ν₁−ν₀｜／Ｎ）の正弦波信号が入力される。光周波数シフタ１０４には、光位相変調器、光強度変調器、光ＳＳＢ変調器が用いられる。この場合、一般に光周波数シフタ１０４は所望の光周波数ν₁以外にレーザ光源１０１の出力光の光周波数ν₀を中心として周波数ｆの整数倍の周波数間隔で光周波数成分を発生する。これらの光周波数成分は妨害として働くため、光角度変調器の特性確保のためには、この不要な光周波数成分を抑圧することが求められる。

特許文献１が開示する技術は、光角度変調信号の光周波数がミリ波（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の自己ヘテロダイン型の光送信器である。第１の光路に設けられた変調器２０１には、光位相変調部に限らず一般のデータ変調器が用いられている。ミリ波帯の周波数ｆの電気信号で駆動される光周波数シフタは一般に実現困難であるため、光周波数シフタとして光位相変調器２０２を用いている。光位相変調器２０２には、所望の光周波数ν₁に対し、Ｎを２以上の整数として、周波数ｆ（=｜ν₁−ν₀｜／Ｎ）の正弦波信号が入力されている。光位相変調器２０２から出力される複数の光周波数成分のうちの所望の光周波数ν₁を光フィルタ２０３を用いて濾波し、レーザ光源１０１の光周波数ν₀に関して対称な光周波数２ν₀−ν₁の成分を抑圧している（図２）。光周波数ν₁およびν₀はミリ波級の周波数間隔で大きく離れているので、通常の帯域通過フィルタ、帯域阻止フィルタ、低域通過フィルタあるいは高域通過フィルタにより、光周波数ν₁の成分を濾波しつつ光周波数２ν₀−ν₁の成分を抑圧することができている（図３）。

特許第３６９７３５０号明細書 K. Kikushima, et al, "Optical super wide-band FM modulation scheme and its application to multi-channel AM video transmission systems," IOOC'95 Technical Digest, Vol.5, PD2-7, pp.33-34 ITU T Recommendation J.185, "Transmission equipment for transferring multi channel television signals over optical access networks by FM conversion" (2002) 大平他、「光ホモダイン検波による広帯域ＦＭ変調方式に関する検討」、電子情報通信学会技術報告、OCS2005-82(2005-11)、pp.39-44

しかしながら、映像信号配信システム等の用途を考えると、特許文献１の開示する技術は下記の２つの理由で実用的でない。

第１に、映像信号配信システム等の用途では、光角度変調信号のキャリア周波数ν₁−ν₀が３ＧＨｚ程度である。しかるに特許文献１では、所望の光周波数ν₁を得るために、光周波数シフタ１０４へ入力される電気信号の周波数ｆに対し、Ｎ≧２、すなわち２倍以上の高調波成分を発生させる。このため、不要な光周波数成分の周波数間隔は、ｆ=｜ν₁−ν₀｜／Ｎと密になる。しかも、不要な光周波数成分の数はＮ＝１の場合に対し２倍以上に増大する。このため、通常の帯域通過フィルタ、帯域阻止フィルタ、低域通過フィルタあるいは高域通過フィルタを用いて、不要な光周波数成分を抑圧することは困難である。

第２に、映像信号等のマルチチャネル信号を角度変調方式によって配信する場合、角度変調信号を復調した際の歪み抑圧特性が重視される。この歪みは、マルチチャネル信号周波数相互の和または差の周波数成分として現れる。この歪み抑圧特性の改善のためには、光周波数シフタ１０４から発生される不要な光周波数成分を抑圧することが求められる。特に、Ｎ＝１の場合であっても、所望の光周波数ν₁に対し、光周波数２ν₀−ν₁の成分のみならず、より近接する光周波数ν₀の成分をも４０ｄＢ程度以上抑圧することが歪み特性の改善にとって重要である（非特許文献３参照）。しかしながら、通常の帯域通過フィルタ、帯域阻止フィルタ、低域通過フィルタあるいは高域通過フィルタを用いて光周波数ν₁の成分を濾波する場合、光周波数ν₀もフィルタの透過帯域に入ってしまい十分に抑圧することができない。このことは、映像信号配信システム等を用途とする場合大きな問題である。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である場合に、光角度変調信号に含まれる歪みを低減した光角度変調器を提供することにある。

このような目的を達成するために、請求項１に係る本発明は、マルチキャリア信号を入力され、光角度変調信号を出力する光角度変調器であって、レーザ光源と、前記レーザ光源からの出力光を、第１の光路および第２の光路に分岐する光分岐器と、前記第１の光路に設けられ、前記レーザ光源からの出力光を、前記マルチキャリア信号により位相変調する光位相変調部と、前記第２の光路に設けられた光周波数シフタであって、少なくとも、前記レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、前記光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を出力する光周波数シフタと、前記光周波数シフタからの出力光のうちの前記レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、前記光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を透過する、周期的透過ピークを有する周期的光フィルタと、前記周期的光フィルタの出力光に基づいて前記レーザ光源を制御して、前記周期的光フィルタからの出力光を極大化するレーザ光源制御部と、前記光位相変調部からの出力光と前記周期的光フィルタからの出力光とを結合する光結合器とを備え、前記光角度変調信号は、前記光結合器の出力光であることを特徴とする。

また、請求項２に係る本発明は、前記レーザ光源制御部は、前記周期的光フィルタをさらに制御して、前記周期的光フィルタからの出力光を極大化することを特徴とする。

また、請求項３に係る本発明は、前記光結合器が出力する前記光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、前記歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、前記歪成分のレベルに基づいて、前記歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有する歪成分制御部をさらに備え、前記バイアス電圧は、前記光位相変調部に印加されることを特徴とする。

また、請求項４に係る本発明は、前記光結合器が出力する前記光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、前記歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、前記歪成分のレベルに基づいて、前記歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有する歪成分制御部をさらに備え、前記バイアス電圧は、前記光周波数シフタに印加され、前記光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されることを特徴とする。

また、請求項５に係る本発明は、前記光結合器が出力する前記光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、前記ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、前記位相差に基づいて前記光位相変調部のバイアス電圧に帰還して、前記ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段とを有する光路差調整部をさらに備え、前記バイアス電圧は、前記光位相変調部に印加されることを特徴とする。

また、請求項６に係る本発明は、前記光結合器が出力する前記光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、前記ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、前記位相差に基づいて前記光位相変調部のバイアス電圧に帰還して、前記ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段とを有する光路差調整部をさらに備え、前記バイアス電圧は、前記光周波数シフタに印加され、前記光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されることを特徴とする。

また、請求項７に係る本発明は、前記光結合器の後段にＯ／Ｅ変換器を備え、前記Ｏ／Ｅ変換器の後段にＥ／Ｏ変換器を備えることを特徴とする。

本発明によれば、光周波数シフタからの出力光のうち、レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、前記光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を透過する、周期的透過ピークを有する周期的光フィルタと、周期的光フィルタの出力光に基づいてレーザ光源を制御して、周期的光フィルタからの出力光を極大化するレーザ光源制御部とを備えることにより、映像信号配信システム等の光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である場合に、光周波数シフタの出力光のうちの光周波数ν₁の成分を濾波しつつ、光周波数ν₀の成分および光周波数２ν₀−ν₁の成分などの不要な周波数成分を抑圧することができる。それにより、光角度変調信号に含まれる歪みを低減した光角度変調器を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。同一符号は、同一の構成要素を表す。
（実施形態１）
図４は、本発明による光角度変調器の第１の実施形態４００の構成を示している。光角度変調器４００は、レーザ光源１０１と、レーザ光源１０１からの出力光を第１の光路と第２の光路とに分岐する光分岐器１０２と、第１の光路に設けられた光位相変調部１０３と、第２の光に設けられた光周波数シフタ１０４と、光周波数シフタ１０４からの出力光をフィルタリングする周期的光フィルタ４０１と、光位相変調部１０３からの出力光および周期的光フィルタ４０１からの出力光を結合する光結合器１０５と、周期的光フィルタ４０１からの出力光に基づいてレーザ光源１０１を制御するレーザ光源制御部４０２とを備える。光結合器１０５の出力光が光角度変調器４００の出力光として供される。光角度変調器１００とは、周期的光フィルタ４０１およびレーザ光源制御部４０２を備えている点で異なる。

レーザ光源１０１は、光周波数ν₀の光を出力し、たとえば分布帰還型の半導体レーザなどとすることができる。

光分岐器１０２は、レーザ光源１０１からの出力光を第１の光路と第２の光路とに分岐し、たとえば融着延伸型の光方向性結合器などとすることができる。

光位相変調部１０３は、レーザ光源１０１の出力する光周波数ν₀の光が入力され、光周波数ν₀を中心とした光位相変調信号を出力する。レーザ光源１０１とは別個に設けた光位相変調部１０３により変調することで、レーザ光源１０１を直接変調する場合に生じるような振幅変調成分が現れない光位相変調信号を得ることができる。

光周波数シフタ１０４は、レーザ光源１０１の出力する光周波数ν₀にピークを有する光を入力し、少なくとも、レーザ光源１０１からの出力光の光周波数ν₀に対し、光周波数シフタ１０４に入力される電気信号の周波数ｆだけシフトされた光周波数を有する光を出力する。光周波数シフタ１０４は、たとえば、マッハツェンダ干渉計を複数組み合わせた光ＳＳＢ変調器で構成することができる。

周期的光フィルタ４０１は、周期的に透過ピークを有する光フィルタである。たとえば、ファブリー・ペロー型光フィルタやＡＷＧ（アレイ導波路格子）光フィルタとすることができる。

レーザ光源制御部４０２は、周期的光フィルタ４０１の出力光の強度に基づいてレーザ光源１０１の出力光の光周波数を制御して、周期的光フィルタ４０１の出力光周波数を極大化する。たとえば、フォトディテクタ等を用いた光パワーメータにより周期的光フィルタ２０１の出力光の強度を測定し、その測定結果に基づいてレーザ光源１０１の温度または電流値を制御することにより、レーザ光源１０１の出力光の光周波数を制御することができる。

光結合器１０５は、光位相変調部１０３からの出力光および周期的光フィルタ４０１からの出力光を結合する。たとえば光分岐器１０２と同じく融着延伸型の光方向性結合器などとすることができる。この場合、光分岐器１０２の入出力を逆方向に用いればよい。

本実施形態に係る光角度変調器４００は、光周波数シフタ１０４の後段に、周期的に透過ピークを有する周期的光フィルタ４０１およびレーザ光源１０１を制御するレーザ光源制御部４０２を備えることを特徴とする。周期的光フィルタ４０１の各透過ピークは、光周波数シフタ１０４の出力光の光周波数間隔ｆの数倍程度の周波数範囲で１つの周波数成分のみを通過させる程度に急峻な帯域通過特性を有するように構成されており、光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である用途において、所望の光周波数ν₁の成分を濾波しつつ、主要な妨害光である光周波数ν₀の成分および光周波数２ν₀−ν₁の成分を抑圧することができる。

加えて、レーザ光源の出力光周波数の可変範囲はたかだか数１００ＧＨｚであるが、周期的光フィルタの一般的特性として、１０ＴＨｚを超える光周波数の範囲にわたって、周期的な透過特性を維持する。従って、レーザ光源１０１の交換時に周期的光フィルタ４０１への入力光周波数が、交換前のレーザ光源の光周波数から大きく異なった場合においても、レーザ光源１０１の出力光周波数に近い透過ピークが存在するため、同一の周期的光フィルタ４０１を使用することが可能となる。

このように急峻な帯域通過特性を有する光フィルタを用いる場合、透過ピークの中心周波数を入力光周波数に一致させ続けることが必要である。特許文献１には入力光周波数に対し光フィルタの透過ピークの中心周波数を動的に制御する方法が開示されているが、本実施形態では、フィルタの透過ピークの中心周波数に対し光周波数シフタ４０１から出力される所望の光周波数が一致するようにレーザ光源１０１の光周波数を制御する。この制御は、レーザ光源１０１の出力光周波数を調整するレーザ光源制御部４０２により行われる。これにより、光フィルタの透過ピークの中心周波数を制御する従来の方法と比べて、１００倍以上の速さで制御することが可能となる。このため、本実施形態では、より高い精度で両者を一致させ続けることが可能となる。

したがって、本実施形態にかかる光角度変調器４００は、映像信号配信システム等の光角度変調信号の光周波数が３ＧＨｚ程度である場合に、光周波数シフタ１０４の出力光のうちの光周波数ν₁の成分を濾波しつつ、主要な妨害光である光周波数ν₀の成分および光周波数２ν₀−ν₁を含む不要な光周波数成分を抑圧することができる。それにより、光角度変調信号の復調時の歪み抑圧特性が良好な光角度変調器を提供することができる。以下、より詳細に説明する。

図５および図６は、周期的光フィルタ４０１の例示的構成を示している。図５に示されるファブリー・ペローフィルタ５００は２枚の合わせ鏡で構成されている。透過周波数の周期は鏡の間隔に反比例し、透過周波数帯域は鏡の反射率が大きいほど狭くなる。図６に示されるＡＷＧフィルタ６００は、入力光をアレイ導波路に分岐し、各光路の長さに差を与えることによって周期的な透過特性を得る。透過周波数の周期は各光路長差に反比例し、透過周波数帯域はアレイ導波路の数が多いほど狭くなる。したがって、ファブリー・ペローフィルタ５００については合わせ鏡の間隔と反射率、ＡＷＧフィルタ６００についてはアレイ導波路の長さ及び数を選択することにより、光周波数シフタ１０４の出力光の光周波数間隔ｆの数倍程度の周波数範囲で１つの周波数成分のみを通過させる程度に急峻な帯域通過特性を有するように構成することができる。

図７は、周期的光フィルタ４０１の帯域通過特性を示している。図において周波数ｆは約３ＧＨｚである。上述したように、各透過ピークは、光周波数間隔ｆの数倍程度の周波数範囲で１つの周波数成分のみを通過させる程度に急峻でありかつ離隔している。たとえば、光周波数シフタとして光ＳＳＢ変調器を用いる場合、透過ピークの半値幅をΔｆ、透過ピークの周期をＦとして、Δｆ＜ｆ／６および６ｆ＜Ｆを満たすように周期的光フィルタ４０１を構成すると、光周波数ν₀および２ν₀−ν₁の成分を４０ｄＢ以上抑圧することができる。

光周波数シフタ１０４の出力光周波数を周期的光フィルタ４０１の透過ピークに一致させるための制御方法の例を以下に説明する。レーザ光源制御部４０２は、レーザ光源１０１の温度または電流値を周期的に増減させることによって出力光周波数を増減させる。出力光周波数の増減に連動して、光周波数シフタ１０４からの出力光周波数も増減するため、レーザ光源制御部４０２に測定される周期的光フィルタ４０１の出力光も変化する。例えば、レーザ光源１０１の温度の増加に対し、周期的光フィルタ４０１の出力光が増加する場合、レーザ光源１０１の温度の増減の中心値を増加させることにより、光周波数シフタ１０４の出力光周波数は周期的光フィルタ４０１の透過ピークの１つに近づく。逆に、レーザ光源１０１の温度の増加に対し、周期的光フィルタ４０１の出力光が減少する場合、レーザ光源１０１の温度の増減の中心値を減少させることにより、光周波数シフタ１０４の出力光周波数は周期的光フィルタ４０１の透過ピークの１つに近づく。周期的光フィルタ４０１の出力光が極大値に達したとき、光周波数シフタ１０４の出力光周波数が周期的光フィルタ４０１の透過ピークに一致している。

図８〜１０は、光位相変調部１０３の代替形態である。

図８の光位相変調部１０３は、積分回路８０１を介してマルチキャリア信号が入力されている。本発明の光角度変調器を光周波数変調器として用いる場合、光位相変調部にマルチキャリア信号を入力する際に、あらかじめ積分を行う必要がある。本代替形態により、光位相変調部１０３を用いて厳密な光周波数変調を行うことができる。マルチキャリア信号に含まれる信号の帯域に対しキャリア周波数が非常に大きいときは、積分回路がなくてもほとんど光周波数変調器として動作が可能である。

図９の代替形態では、第１の経路に設けられた光位相変調部９０１と、第２の経路に、周期的光フィルタ４０１の後段に設けられた光位相変調部９０２と、光位相変調部９０１および光位相変調部９０２に接続された１８０°分配器９０３とを備える。１８０°分配器９０３を用いて並列配置された２つの光位相変調部に極性が逆符号の信号を差動的に入力することにより、第１の実施形態４００と比較して、光位相変調部１つ当たりの入力レベルが半分で同等の変調度を実現することができる。

図１０の代替形態では、第１の経路に直列配置された第１の光位相変調部１００１と第２の光位相変調部１００２とを備える。やはり同等の光位相変調を実現可能である。入力信号を分割して２つの光位相変調部に印加するので、光位相変調部１つ当たりの入力レベルが半分の状態で同等の変調度を実現することができる。

図１１は、レーザ光源制御部４０２の代替形態１１０１を示している。レーザ光源１０１の制御に加えて、周期的光フィルタ４０１の透過ピークの中心周波数を調整する。レーザ光源１０１の光周波数の制御速度の方が周期的光フィルタ４０１の透過中心周波数の制御速度より１００倍程度速いため精度の高い制御が可能であるが、併せて用いることにより精度の高い制御が可能となる。ファブリー・ペローフィルタ５００とＡＷＧフィルタ６００のいずれの場合でも、温度を変化させることにより透過周波数を制御することができる。

以上説明したように、本実施形態に係る光角度変調器は、マルチキャリア信号を入力され、光角度変調信号を出力する光角度変調器であって、レーザ光源と、レーザ光源からの出力光を、第１の光路および第２の光路に分岐する光分岐器と、第１の光路に設けられ、レーザ光源からの出力光を、マルチキャリア信号により位相変調する光位相変調部と、第２の光路に設けられた光周波数シフタであって、少なくとも、レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を出力する光周波数シフタと、光周波数シフタからの出力光のうちの、レーザ光源からの出力光の光周波数に対して光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を透過する、周期的透過ピークを有する周期的光フィルタと、周期的光フィルタの出力光に基づいてレーザ光源を制御して、周期的光フィルタからの出力光を極大化するレーザ光源制御部と、光位相変調部からの出力光と周期的光フィルタからの出力光とを結合する光結合器とを備え、光角度変調信号は、光結合器の出力光であることを特徴とする。

なお、本実施形態の光角度変調器４００は適宜、光アイソレータ、Ｏ／Ｅ変換器や光増幅器などをさらに備えることができることに留意されたい。たとえば、光角度変調器内部の反射光を抑圧するための光アイソレータを周期的光フィルタ４０１と光結合器１０５との間や、光結合器１０５の後段に設けることができる。また、光結合器１０５の後段にＯ／Ｅ変換器、Ｅ／Ｏ変換器や光増幅器などを設けることもできる。また、光結合器１０５の出力に位相変調器を入れ、その位相変調器にＳＢＳ（誘導ブリルアン散乱）を抑圧するための信号を印加することができる（図１２）。この結果、光ファイバ伝送路を伝搬する際に発生するＳＢＳを抑圧することができる。

（実施形態２）
光角度変調信号に含まれる歪みの要因は、光周波数シフタ１０４の出力光に含まれる不要な光周波数成分だけではない。出願人は、この歪成分が光位相変調部１０３に加えるバイアス電圧に対し周期的に増減する性質を有することを見出した。図１３において、横軸のバイアス電圧は、光位相変調部１０３に加えるバイアス電圧であり、縦軸の歪成分は、光結合器１０５の出力光の一部を光ＦＭ復調した時にマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる歪成分である。バイアス電圧Ｖ１やＶ２のように、歪成分が極小化されるバイアス電圧値が周期的に存在ことが分かる。

図１４は、本発明による光角度変調器の第２の実施形態１４００の構成を示している。実施形態１の構成に加えて、上述した歪みを低減するための歪成分制御部１４０１をさらに備えている。

歪成分制御部１４０１には、光結合器１０５の出力光の一部が入力され、光位相変調部１０３に印加されるバイアス電圧を出力する。歪成分制御部１４０１中では、入力光がまず光ＦＭ復調され、その後に、例えばバンドパスフィルタを用いて、マルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する。次いで、上記歪成分のレベルが減少するような光位相変調部１０３に加えるバイアス電圧を発生させる。このように、測定された歪成分のレベルに基づいて、バイアス電圧を制御して、歪成分を極小化する。例えば、マルチキャリア信号内に存在させるパイロット信号のような比較的安定な周波数ｆ₀の正弦波信号の２次高調波に相当する２ｆ₀の周波数を測定することでパイロット信号が歪んでいることが測定できる。

図１５は、歪成分制御部１４０１の代替形態１５０１を示している。光周波数シフタ１０４は、例えば電圧入力により光周波数シフト量が制御されるいわゆるＶＣＯが用いられる。本代替形態１５０１についても、バイアス電圧との関係で図１３に示したような歪成分の性質が認められるので、歪成分制御部１５０１は、光位相変調部１０３のＤＣバイアス電圧に帰還する代わりに、光周波数シフタ１０４へのＤＣバイアス電圧に帰還して、周波数シフタの出力光位相あるいは周波数を調整して光角度変調器出力中に内在する歪成分を低減することができる。

以上説明したように、本実施形態に係る光角度変調器は、光結合器が出力する光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、歪成分のレベルに基づいて、歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有する歪成分制御部をさらに備え、バイアス電圧は、光位相変調部に印加されることを特徴とする。光位相変調部に加えるバイアス電圧を調整することにより、光角度変調信号に内在する歪成分を低減することができる。

また、本実施形態に係る光角度変調器は、光結合器が出力する光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、歪成分のレベルに基づいて、歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有する歪成分制御部をさらに備え、バイアス電圧は、光周波数シフタに印加され、光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されることを特徴とする。光周波数シフタに加えるバイアス電圧を調整することにより、光角度変調信号に含まれる歪みを低減することができる。

なお、本実施形態の光角度変調器も実施形態１と同様に、適宜、光アイソレータ、Ｏ／Ｅ変換器、Ｅ／Ｏ変換器や光増幅器やＳＢＳ抑圧手段などをさらに備えることができることに留意されたい。たとえば、光結合器１０５の後段にＯ／Ｅ変換器、Ｅ／Ｏ変換器を設け、Ｅ／Ｏ変換器の出力の一部を歪成分制御部１４０１または１５０１に入力し、光位相変調器または光周波数シフタにバイアス電圧を帰還することもできる（図１６および１７）。この結果、光角度変調信号がＯ／Ｅ変換器からＥ／Ｏ変換器を伝送する間で発生する歪成分を併せて抑圧することができる。

（実施形態３）
図１８は、本発明による光角度変調器の第３の実施形態１８００の構成を示している。光路差調整部１８０１をさらに備える点を除いて、実施形態１の構成と同一である。位相調整部１８０１は、光結合器１０５の出力光に基づいて、第１の光路と第２の光路との間の長さ揺らぎを補償する。

たとえば、光結合器１０５の出力光をＯ／Ｅ変換器に入れて検波し、ビート成分を抽出し、そのビート成分を基準となる周波数の信号、例えば３ＧＨｚの信号と位相を比較し、この位相差に基づいて光位相変調部１０３のバイアス電圧に帰還する。光位相変調部１０３に印加するバイアス電圧、つまり直流電圧を変化させると、電気光学効果により光位相変調部１０３の導波路の屈折率が変化する。こうすることにより、伝播速度が変化するので実効的に伝播遅延時間が変化するので、実効的に光路長が変化したのと同等の効果が生じる。このビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御し続けることで第１の光路と第２の光路の長さの差の揺らぎを補償することができる。

図１９は、光路差調整部１８０１の代替形態１９０１を示している。光周波数シフタ１０４は、例えば電圧入力により光周波数シフト量が制御される、ＶＣＯであり、光路差調整部１９０１は、光位相変調部１０３のバイアス電圧に帰還する代わりに、光周波数シフタ１０４に帰還して、同様に実効的に伝播遅延、つまり光路長を変化させ、第１の光路と第２の光路の長さ揺らぎ差を補償する。注意すべき点は、本代替形態１９０１においては光周波数シフタへの帰還信号は、実施形態１８００における光位相変調器へのバイアス電圧の時間微分の関係にあることである。この場合、基準となる周波数の信号との位相比較手段の変わりに光ＦＭ復調器を用いてその直流出力を帰還信号として光周波数シフタに入力することで代替が可能である。

以上説明したように、本実施形態に係る光角度変調器は、光結合器が出力する光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、この位相差に基づいて光位相変調部のバイアス電圧に帰還して、ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段とを有する光路差調整部をさらに備えることを特徴とする。ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御し続けることで第１の光路と第２の光路の長さの差の揺らぎを補償し、光角度変調信号に含まれる歪みを低減することができる。

また、本実施形態に係る光角度変調器は、光結合器が出力する光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、この位相差に基づいて光周波数シフタのバイアス電圧に帰還して、ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段とを有する光路差調整部をさらに備え、光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されることを特徴とする。ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように光周波数シフタに加えるバイアス電圧を制御し続けることで第１の光路と第２の光路の長さの差の揺らぎを補償し、光角度変調信号に含まれる歪みを低減することができる。

なお、本実施形態のビート成分抽出手段において、ビート信号の周波数変調成分を平均化するための手段、例えば分周器をさらに備えることができることに留意されたい。たとえば、ビート成分抽出手段の後段に分周器を設け、この出力を基準となる周波数（の分周数分の１）の信号と位相を比較し、この位相差に基づいて光位相変調器または光周波数シフタにバイアス電圧を帰還することもできる。この結果、より高精度に第１の光路と第２の光路の長さの差の揺らぎを補償し、光角度変調信号に含まれる歪みを低減することができる。

従来の光角度変調器の構成を示す図である。従来の光角度変調器の構成を示す図である。従来の光フィルタの帯域通過特性を示す図である。実施形態１に係る光角度変調器の構成を示す図である。周期的光フィルタの構成を示す図である。周期的光フィルタの構成を示す図である。周期的光フィルタの帯域通過特性を示す図である。光位相変調部の代替形態を示す図である。光位相変調部の代替形態を示す図である。光位相変調部の代替形態を示す図である。レーザ光源制御部の代替形態を示す図である。ＳＢＳ抑圧信号発生部を示す図である。光角度変調信号に含まれる歪み成分と光位相変調部に加える印加電圧との関係を示す図である。実施形態２に係る光角度変調器の構成を示す図である。歪成分制御部の代替形態を示す図である。歪成分制御部の代替形態を示す図である。歪成分制御部の代替形態を示す図である。実施形態３に係る光角度変調器の構成を示す図である。光路差調整部の代替形態を示す図である。

符号の説明

１０１レーザ光源
１０２光分岐器
１０３光位相変調部
１０４光周波数シフタ
１０５光結合器
４０１周期的光フィルタ
４０２、１１０１レーザ光源制御部
１４０１、１５０１歪成分制御部
１６０１、１７０１Ｏ／Ｅ変換器
１６０２、１７０２Ｅ／Ｏ変換器
１８０１、１９０１光路差調整部

Claims

マルチキャリア信号を入力され、光角度変調信号を出力する光角度変調器であって、
レーザ光源と、
前記レーザ光源からの出力光を、第１の光路および第２の光路に分岐する光分岐器と、
前記第１の光路に設けられ、前記レーザ光源からの出力光を、前記マルチキャリア信号により位相変調する光位相変調部と、
前記第２の光路に設けられた光周波数シフタであって、少なくとも、前記レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、前記光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を出力する光周波数シフタと、
前記光周波数シフタからの出力光のうちの前記レーザ光源からの出力光の光周波数に対し、前記光周波数シフタに入力される電気信号の周波数だけシフトされた光周波数を有する光を透過する、周期的透過ピークを有する周期的光フィルタと、
前記周期的光フィルタの出力光に基づいて前記レーザ光源を制御して、前記周期的光フィルタからの出力光を極大化するレーザ光源制御部と、
前記光位相変調部からの出力光と前記周期的光フィルタからの出力光とを結合する光結合器とを備え、
前記光角度変調信号は、前記光結合器の出力光であること
を特徴とする光角度変調器。
前記レーザ光源制御部は、前記周期的光フィルタをさらに制御して、前記周期的光フィルタからの出力光を極大化することを特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。
前記光結合器が出力する前記光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、
光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、
前記歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、
前記歪成分のレベルに基づいて、前記歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段と
を有する歪成分制御部をさらに備え、
前記バイアス電圧は、前記光位相変調部に印加されること
を特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。
前記光結合器が出力する前記光角度変調信号を光ＦＭ復調する光ＦＭ復調手段と、
光ＦＭ復調されたマルチキャリア信号の和周波成分または差周波成分として現れる少なくとも１つの歪成分を抽出する歪成分抽出手段と、
前記歪成分のレベルを測定する歪成分測定手段と、
前記歪成分のレベルに基づいて、前記歪成分を低減するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段と
を有する歪成分制御部をさらに備え、
前記バイアス電圧は、前記光周波数シフタに印加され、
前記光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されること
を特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。
前記光結合器が出力する前記光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、
前記ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、
前記位相差に基づいて前記光位相変調部のバイアス電圧に帰還して、前記ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段と
を有する光路差調整部をさらに備え、
前記バイアス電圧は、前記光位相変調部に印加されること
を特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。
前記光結合器が出力する前記光角度変調信号のビート成分を抽出するビート成分抽出手段と、
前記ビート成分を基準となる周波数の信号と位相を比較する位相比較手段と、
前記位相差に基づいて前記光位相変調部のバイアス電圧に帰還して、前記ビート成分の位相が基準となる周波数の信号の位相に対し一定となるように制御するバイアス電圧印加手段と
を有する光路差調整部をさらに備え、
前記バイアス電圧は、前記光周波数シフタに印加され、
前記光周波数シフタは、電圧入力により光周波数シフト量が制御されること
を特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。
前記光結合器の後段にＯ／Ｅ変換器を備え、
前記Ｏ／Ｅ変換器の後段にＥ／Ｏ変換器を備える
ことを特徴とする請求項１に記載の光角度変調器。