JP2007149904A

JP2007149904A - 波長変換レーザ温度制御回路

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Publication number: JP2007149904A
Application number: JP2005341385A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Fukushi; 一郎福士; Kimitada Tojo; 公資東條; Kazuma Watanabe; 一馬渡辺
Original assignee: Shimadzu Corp
Current assignee: Shimadzu Corp
Priority date: 2005-11-28
Filing date: 2005-11-28
Publication date: 2007-06-14
Anticipated expiration: 2025-11-28
Also published as: JP4715469B2

Abstract

【課題】ペルチェ素子の寿命低下を避ける。回路規模を小さくする。単一極性かつ低電圧の電源で動作可能とする。
【解決手段】供給電圧（Ｖin）のほぼ中間に位置する低電圧のバイアス電圧（Ｖ-ref）を基準にしたＰＩ制御方式のアナログ演算回路による制御電圧（Ｖ-PI）によってペルチェ素子（Ｑ）に印加する電圧（Ｖ-TEC-，Ｖ-TEC+）の大きさ及びペルチェ素子（Ｑ）に流す電流の方向を制御する。
【効果】ペルチェ素子の寿命低下を避けることが出来ると共に、回路規模が小さくて済み、更に単一極性かつ低電圧の電源で動作可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、波長変換レーザ温度制御回路に関し、さらに詳しくは、ペルチェ素子の寿命低下を避けることが出来ると共に回路規模が小さくて済み更に単一極性かつ低電圧の電源で動作可能となる波長変換レーザ温度制御回路に関する。

光出力を安定に保つため、半導体レーザおよび非線形光学結晶を含む共振器の温度を制御する「波長変換レーザ」が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
他方、ペルチェ素子を駆動する周期的パルスのデューティ比を制御することで、ペルチェ素子に流す電流の方向の比を制御して、ペルチェ素子を駆動する「電子デバイスの駆動回路」が知られている（例えば、特許文献２参照。）。
さらに、エミッタ接地電圧増幅回路を用いた「低飽和出力増幅回路」が知られている（例えば、特許文献３参照。）。
特開平８−１７１１０６号公報特開平５−２０４４７０号公報特開２００１−１７７３５８号公報

上記従来の「波長変換レーザ」では、温度制御回路の具体例は開示されていない。
他方、上記従来の「電子デバイスの駆動回路」では次のような課題がある。
（１）ペルチェ素子に流す電流の方向を周期的に切り替えるが、このような頻繁な切り替えはペルチェ素子の寿命低下を招く。
（２）パルス発生回路が必要となるため回路規模が大きくなる。また、周期的パルスのデューティ比を決定する回路をディジタル回路とすると、プログラマブルな素子を用いて制御を行うため、回路が規模的にもコスト的にも大掛りなものとなる。
（３）一方、周期的パルスのデューティ比を決定する回路をアナログ回路とすると、両極性の電源が必要になり、使用する電源が電池になるポータブルな波長変換レーザには向かない。
そこで、本発明の目的は、ペルチェ素子の寿命低下を避けることが出来ると共に回路規模が小さくて済み更に単一極性かつ低電圧の電源で動作可能となる波長変換レーザ温度制御回路を提供することにある。

第１の観点では、本発明は、波長変換レーザの半導体レーザおよび非線形光学結晶を含む光共振器の温度を制御するためのペルチェ素子（Ｑ）を駆動する回路であって、目標温度に対応する電圧（Ｖ-set）と測定温度に対応する電圧（Ｖ-mon）の差である偏差電圧およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基に３Ｖ以下の単一極性電源で動作するアナログ演算回路（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４）により比例利得増幅および積分利得増幅を行うバイアスド差動増幅回路対（１０）と、前記比例利得増幅を行った電圧（Ｖ-P）、前記積分利得増幅を行った電圧（Ｖ-I’）とバイアス電圧（Ｖ-ref）とを基に３Ｖ以下の単一極性電源で動作するアナログ演算回路（Ａ５）により積分を行った電圧（Ｖ-I）およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基にＰＩ制御のための制御電圧（Ｖ-PI）を出力するバイアスドＰＩ制御回路（２０）と、前記制御電圧（Ｖ-PI）およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基にＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（ＴＲ２，ＴＲ４）によるコレクタ出力型の一対の低飽和出力段に相補的動作をさせて前記ペルチェ素子（Ｑ）に流す電流の方向を変えるＴＥＣ駆動回路（３０）とを具備したことを特徴とする波長変換レーザ温度制御回路（１００）を提供する。

上記第１の観点による波長変換レーザ温度制御回路（１００）では、供給電圧（Ｖin）のほぼ中間に位置する低電圧のバイアス電圧（Ｖ-ref）を基準にしたＰＩ制御方式のアナログ演算回路による制御電圧（Ｖ-PI）によってペルチェ素子（Ｑ）に印加する電圧（Ｖ-TEC-，Ｖ-TEC+）の大きさ及びペルチェ素子（Ｑ）に流す電流の方向を制御する。これにより、ペルチェ素子（Ｑ）に流す電流の方向を周期的に切り替える必要がなくなるため、ペルチェ素子（Ｑ）の寿命低下を避けることが出来る。また、パルス発生回路やデジタル回路を必要としないため回路規模が小さくて済む。さらに、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（ＴＲ２，ＴＲ４）によるコレクタ出力型の低飽和出力段（ＬＤＯ；Low-Drop-Out）とすることで、供給電圧（Ｖin）とほぼ等しい電圧までペルチェ素子（Ｑ)に印加でき、単一極性かつ低電圧の電源すなわち電池で動作可能となる。
なお、ＰＩ制御としたことで目標温度への高精度な追従が可能となり、屋外での−１０℃から５０℃程度の広い使用環境温度範囲でも精度の良い温度制御を行うことが出来るようになる。

本発明の波長変換レーザ温度制御回路によれば、ペルチェ素子の寿命低下を避けることが出来ると共に、回路規模が小さくて済み、更に単一極性かつ低電圧の電源で動作可能となる。

以下、図に示す実施の形態により本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。

図１に、実施例１にかかる波長変換レーザ温度制御回路１００のブロック図を示す。
波長変換レーザ温度制御回路１００は、バイアスド差動増幅回路対１０と、バイアスドＰＩ制御回路２０と、ＴＥＣ（ThermoElectricCooler）駆動回路３０とからなる。
ＴＥＣは、波長変換レーザの半導体レーザおよび非線形光学結晶を含む光共振器の温度を制御するサーモモジュールであり、ペルチェ素子Ｑと温度センサＭとを含んでいる。温度センサＭは例えばサーミスタである。
波長変換レーザ温度制御回路１００は、電池Ｂからの供給電圧Ｖinで動作する。

バイアスド差動増幅回路対１０では、目標温度に対応する電圧「Ｖ-set」と温度センサＭで検出した測定温度に対応する電圧「Ｖ-mon」の差である偏差電圧「Ｖ-set−Ｖ-mon」にバイアス電圧「Ｖ-ref」を加えた電圧を、Ｐ制御に対するバイアスド差動増幅回路１１が比例利得「ｍ」倍し、Ｐ制御出力電圧「Ｖ-P」を出力する。また、極性を入れ替えた偏差電圧「Ｖ-mon−Ｖ-set」にバイアス電圧「Ｖ-ref」を加えた電圧を、Ｉ制御に対するバイアスド差動増幅回路１２が積分利得「ｎ」倍し、積分前電圧「Ｖ-I’」を出力する。
後述するように、バイアス電圧「Ｖ-ref」は、ペルチェ素子Ｑに印加する駆動電圧「Ｖ-TEC-，Ｖ-TEC+」の大きさ及びペルチェ素子Ｑに流す電流の方向を決める基準となる電圧である。

バイアスドＰＩ制御回路２０では、積分前電圧「Ｖ-I’」をバイアスド積分回路２１で積分したＩ制御出力電圧「Ｖ-I」とＰ制御出力電圧「Ｖ-P」とを加算し、余分に加算されたバイアス電圧「Ｖ-ref」を減算することで、制御電圧「Ｖ-PI」を出力する。
なお、極性を入れ替えた偏差電圧の対をバイアスド差動増幅回路対１０で用いることにより、バイアスド積分回路２１を反転型で容易に構成することが出来る。

ＴＥＣ駆動回路３０では、低飽和出力回路３１により、制御電圧「Ｖ-PI」とバイアス電圧「Ｖ-ref」を比較し、比較結果に応じて駆動電圧「Ｖ-TEC-」および「Ｖ-TEC+」を出力する。

図２は、バイアスド差動増幅回路対１０およびバイアスドＰＩ制御回路２０の具体例である。
アンプＡ１〜Ａ５は、３Ｖ以下の単一極性の電源で動作するアナログ演算回路である。
バイアスド差動増幅回路対１０では、アンプＡ１およびＡ３が、Ｐ制御に対するバイアスド差動増幅回路１１を構成する。
Ｖ-P＝ｍ（Ｖ-set−Ｖ-mon）＋Ｖ-ref …(１)
である。
また、アンプＡ２およびＡ４が、Ｉ制御に対するバイアスド差動増幅回路１２を構成する。
Ｖ-I’＝ｎ（Ｖ-mon−Ｖ-set）＋Ｖ-ref …(２)
である。

バイアスドＰＩ制御回路２０では、アンプＡ５が、バイアスド積分回路２１を構成する。式（２）にバイアス電圧「Ｖ-ref」を用いた反転型積分を施すことにより、
Ｖ-I＝１／(Ｃｌ・Ｒ２)・∫｛ｎ（Ｖ-set−Ｖ-mon）｝dt＋Ｖ-ref …(３)
である。
式(１)と式(３)を加算しバイアス電圧「Ｖ-ref」を減算することにより、
Ｖ-PI＝ｍ（Ｖ-set−Ｖ-mon）＋１／（Ｃ１・Ｒ２）・∫｛ｎ（Ｖ-set−Ｖ-mon)｝dt＋Ｖ-ref …(４)
である。

式(４)における積分の項は、使用環境温度が変化して目標温度に対応する電圧と測定温度に対応する電圧の偏差すなわち偏差電圧「Ｖ-set−Ｖ-mon」が大きくなると、偏差電圧「Ｖ-set−Ｖ-mon」を小さくする方向に制御電圧「Ｖ-PI」を変化させる。

図３は、ＴＥＣ駆動回路３０の具体例である。
アンプＡ６〜Ａ９は、３Ｖ以下の単一極性の電源で動作するアナログ演算回路である。
また、トランジスタＴＲ２，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ７への供給電圧Ｖinは、３Ｖ以下の単一極性の電源である。

目標温度よりも測定温度のほうが高い場合、制御電圧「Ｖ-PI」がバイアス電圧「Ｖ-ref」よりも小さくなるため、アンプＡ６の出力電圧が供給電圧側に振れた電圧になり、アンプＡ７の出力電圧が０側に振れた電圧になり、アンプＡ８の出力電圧が「Ｌ」に近くなり、アンプＡ９の出力電圧が「Ｈ」になる。これにより、アンプＡ６の出力電圧に応じたドロップアウトでトランジスタＴＲ１，ＴＲ２がオンになり、トランジスタＴＲ７，ＴＲ８が導通し、トランジスタＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６が遮断して、駆動電圧「Ｖ-TEC-」がアンプＡ６の出力電圧に応じた電圧となり、駆動電圧「Ｖ-TEC+」がほぼ０となり、ペルチェ素子Ｑには「Ｖ-TEC-」側から「Ｖ-TEC+」側へ駆動電流が流れる。
ペルチェ素子Ｑに「Ｖ-TEC-」側から「Ｖ-TEC+」側へ駆動電流が流れると、ペルチェ素子Ｑが吸熱する。これにより、制御温度（測定温度）が低下し、目標温度に近づく。

目標温度よりも測定温度のほうが低い場合、制御電圧「Ｖ-PI」がバイアス電圧「Ｖ-ref」よりも大きくなるため、アンプＡ６の出力電圧が０側に振れた電圧になり、アンプＡ７の出力電圧が供給電圧側に振れた電圧になり、アンプＡ８の出力電圧が「Ｈ」になり、アンプＡ９の出力電圧が「Ｌ」になる。これにより、アンプＡ７の出力電圧に応じたドロップアウトでトランジスタＴＲ３，ＴＲ４がオンになり、トランジスタＴＲ５，ＴＲ６が導通し、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ７，ＴＲ８が遮断して、駆動電圧「Ｖ-TEC-」がほぼ０となり、駆動電圧「Ｖ-TEC+」がアンプＡ７の出力電圧に応じた電圧となり、ペルチェ素子Ｑには「Ｖ-TEC+」側から「Ｖ-TEC-」側へ駆動電流が流れる。
ペルチェ素子Ｑに「Ｖ-TEC+」側から「Ｖ-TEC-」側へ駆動電流が流れると、ペルチェ素子Ｑが発熱する。これにより、制御温度（測定温度）が上昇し、目標温度に近づく。

低飽和出力回路３１では、出力段のトランジスタＴＲ２およびＴＲ４をＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタ出力型としているから、供給電圧Ｖinよりも０.６Ｖ低い電圧でべースを駆動できる。これにより、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタでダーリントン接続する回路に比べてトランジスタＴＲ２，ＴＲ４のエミッタ−コレクタ間の飽和電圧を小さく出来る。つまり、出力段で大きなドロップアウトが生じてペルチェ素子Ｑに印加する電圧が不足することを回避でき、供給電圧Ｖinに近い電圧までペルチェ素子Ｑに印加することが出来る。従って、単一極性かつ低電圧の電源で作動可能となる。

実施例１の波長変換レーザ温度制御回路１００によれば、次の効果が得られる。
（１）ペルチェ素子Ｑに流す電流の方向を周期的に切り替える必要がなくなるため、ペルチェ素子Ｑの寿命低下を避けることが出来る。
（２）パルス発生回路やデジタル回路を必要としないため回路規模が小さくて済む。
（３）ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴＲ２，ＴＲ４によるコレクタ出力型の低飽和出力段とすることで、供給電圧Ｖinとほぼ等しい電圧までペルチェ素子Ｑに印加でき、単一極性かつ低電圧の電源すなわち電池で動作可能となる。
（４）ＰＩ制御としたことで目標温度への高精度な追従が可能となり、屋外での−１０℃から５０℃程度の広い使用環境温度範囲でも精度の良い温度制御を行うことが出来る。

本発明の波長変換レーザ温度制御回路は、ポータブルな電池駆動の波長変換レーザに利用することが出来る。

実施例１に係る波長変換レーザ温度制御回路を示す構成ブロック図である。実施例１に係る波長変換レーザ温度制御回路のバイアスド差動増幅回路対およびバイアスドＰＩ制御回路の具体例を示す回路図である。実施例１に係る波長変換レーザ温度制御回路のＴＥＣ駆動回路の具体例を示す回路図である。

符号の説明

１０バイアスド差動増幅回路対
２０バイアスドＰＩ制御回路
３０ＴＥＣ駆動回路
１００波長変換レーザ温度制御回路
Ａ１〜Ａ９アナログ演算回路
ＴＲ２，ＴＲ４ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
Ｖin 供給電圧

Claims

波長変換レーザの半導体レーザおよび非線形光学結晶を含む光共振器の温度を制御するためのペルチェ素子（Ｑ）を駆動する回路であって、目標温度に対応する電圧（Ｖ-set）と測定温度に対応する電圧（Ｖ-mon）の差である偏差電圧およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基に３Ｖ以下の単一極性電源で動作するアナログ演算回路（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４）により比例利得増幅および積分利得増幅を行うバイアスド差動増幅回路対（１０）と、前記比例利得増幅を行った電圧（Ｖ-P）、前記積分利得増幅を行った電圧（Ｖ-I’）とバイアス電圧（Ｖ-ref）とを基に３Ｖ以下の単一極性電源で動作するアナログ演算回路（Ａ５）により積分を行った電圧（Ｖ-I）およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基にＰＩ制御のための制御電圧（Ｖ-PI）を出力するバイアスドＰＩ制御回路（２０）と、前記制御電圧（Ｖ-PI）およびバイアス電圧（Ｖ-ref）を基にＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（ＴＲ２，ＴＲ４）によるコレクタ出力型の一対の低飽和出力段に相補的動作をさせて前記ペルチェ素子（Ｑ）に流す電流の方向を変えるＴＥＣ駆動回路（３０）とを具備したことを特徴とする波長変換レーザ温度制御回路（１００）。