JP2007089032A - 受信機および無線通信装置 - Google Patents

受信機および無線通信装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2007089032A
JP2007089032A JP2005278015A JP2005278015A JP2007089032A JP 2007089032 A JP2007089032 A JP 2007089032A JP 2005278015 A JP2005278015 A JP 2005278015A JP 2005278015 A JP2005278015 A JP 2005278015A JP 2007089032 A JP2007089032 A JP 2007089032A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
signal
frequency
phase difference
oscillation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2005278015A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4365814B2 (ja
Inventor
Takashi Kawakubo
隆 川久保
Toshihiko Nagano
野 利 彦 長
Kazuhide Abe
部 和 秀 阿
Michihiko Nishigaki
垣 亨 彦 西
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP2005278015A priority Critical patent/JP4365814B2/ja
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to PCT/JP2006/319612 priority patent/WO2007035000A1/en
Priority to KR1020077014586A priority patent/KR100881790B1/ko
Priority to CN2006800036261A priority patent/CN101112000B/zh
Priority to EP06810967A priority patent/EP1929643B1/en
Priority to US11/568,365 priority patent/US7769352B2/en
Priority to DE602006008018T priority patent/DE602006008018D1/de
Publication of JP2007089032A publication Critical patent/JP2007089032A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4365814B2 publication Critical patent/JP4365814B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/0966—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop modulating the reference clock
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
    • H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
    • H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
    • H03D3/242—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop combined with means for controlling the frequency of a further oscillator, e.g. for negative frequency feedback or AFC
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0018—Arrangements at the transmitter end
    • H04L2027/0022—Arrangements at the transmitter end using the carrier of the associated receiver of a transceiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0055—Closed loops single phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

【課題】 内部構成を簡略化でき、小型化も実現でき、消費電力と部品コストを削減する。
【解決手段】 無線通信装置は、アンテナ１と、送受信信号の分離を行うデュープレクサ２と、受信部３と、送信部４とを備えている。受信部３は、受信信号に含まれる特定の周波数で発振する第１の発振信号を生成するRx-VCO５と、参照用の第２の発振信号を生成するRef-VCO１０とを有し、第２の発振信号の位相を固定にした上で、第１および第２の発振信号の位相差を検出して復調処理を行うため、局部発振器、ミキサーおよび直交復調器９などが不要となり、内部構成を大幅に簡略化できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、位相変調された受信信号を復調する受信機と、この種の受信機と位相変調信号を送信する送信機とを備えた無線通信装置とに関する。
携帯電話などの移動無線通信分野では、多数の高周波送受信方式が提案されている。その中で古くから実用されている方式の一つは、スーパーヘテロダイン方式である。同方式では、受信した高周波信号を中間周波数信号に変換した後に、特定のチャネル周波数の信号を選択し、その信号を直交復調する。直交復調された信号は、ローパスフィルタとA/D変換器を通過した後に復調される。
最近、GSM携帯電話システム等で主流になってきた方式はダイレクトコンバーション方式である（特許文献１参照）。この方式では、まずデュープレクサで送受信信号を分離し、受信信号については高周波帯域通過フィルタを通過させた後に二系統に分離する。次に、直交復調器で互いに直交する位相をもつ局部発振信号とミキシングさせてベースバンド信号を生成する。このベースバンド信号はローパスフィルタとA/D変換器を通過した後に復調される。また、送信信号に対しては受信信号処理とは逆の処理が行われる。
特開平10-136045号公報
スーパーヘテロダイン方式にしてもダイレクトコンバージョン方式にしても、局部発振器で高周波信号を生成して高周波信号を中間周波数に変換する処理、直交復調処理およびA/D変換後の復調処理などを行わなければならず、システムの構成が複雑化してしまう。
また、局部発振信号を生成するには、温度補償型水晶発振器（TCXO：Temperature Compensated Crystal Oscillator）などの部品を外付けしなければならず、小型化が困難で、部品コストも高くなる。
将来的な無線システムとして、搬送波の周波数のまま直接オーバーサンプリングによるA/D変換を行い、デジタル処理によりチャネル信号の選択と復調を行うシステムが検討されている。
しかしながら、携帯電話で使用されている800MHz〜２GHzの非常に高い搬送波周波数において、オーバーサンプリングによるA/D変換を行うには、非常に高速のA/D変換器が必要であり、消費電力が数十ワット以上に増大し、近い将来での実現は困難である。
本発明は、内部構成を簡略化でき、小型化も実現でき、消費電力と部品コストを削減可能な受信機および無線通信装置を提供するものである。
本発明の一態様によれば、位相変調された受信信号に含まれる特定の周波数成分を選択して第１の発振信号を生成する第１の電圧制御発振器と第１の位相をもつ第２の発振信号を生成する第２の電圧制御発振器と、
前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第１の位相比較器と前記第１の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記受信信号の復調処理を行うとともに、前記第１の発振信号に含まれる第２の位相のタイミング情報を生成する復調器と、前記復調器で生成された前記タイミング情報に基づいて、前記第１の発振信号に含まれる前記第２の位相成分を抽出して、前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第２の位相比較器と、前記第２の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記第２の電圧制御発振器の位相および周波数を制御するための第１の制御電圧を生成する第１の制御電圧生成器と、を備えることを特徴とする受信機が提供される。
また、本発明の一態様によれば、位相変調された受信信号を受信する受信部と、送信信号を位相変調して送信する送信部と、を備え、前記受信部は、前記受信信号に含まれる特定の周波数成分を選択して第１の発振信号を生成する第１の電圧制御発振器と、第１の位相をもつ第２の発振信号を生成する第２の電圧制御発振器と、前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第１の位相比較器と前記第１の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記受信信号の復調処理を行うとともに、前記第１の発振信号に含まれる第２の位相のタイミング情報を生成する復調器と、前記復調器で生成された前記タイミング情報に基づいて、前記第１の発振信号に含まれる前記第２の位相成分を抽出して、前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第２の位相比較器と、前記第２の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記第２の電圧制御発振器の位相および周波数を制御するための第１の制御電圧を生成する第１の制御電圧生成器と、を有し、前記送信部は、送信用の変調信号を生成する変調器と、前記変調信号をアナログ変調データに変換するD/A変換器と、前記アナログ変調データに基づいて、位相変調された第３の発振信号を生成する第３の電圧制御発振器と、前記第３の発振信号と前記第２の発振信号との位相差を検出する第３の位相比較器と、前記デジタル変調データに前記第３の位相比較器で検出された位相差を表す信号を付加して位相変調データを生成する加算器と、前記加算器の出力信号に基づいて前記第３の発振信号の位相および周波数を制御するための第３の制御電圧を生成する第３の制御電圧生成器と、を有することを特徴とする無線通信装置が提供される。
本発明によれば、内部構成を簡略化でき、小型化も実現でき、消費電力と部品コストを削減できる。
以下、図面を参照しながら本発明の第１の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図であり、位相変復調を行うものである。
図１の無線通信装置は、アンテナ１と、送受信信号の分離を行うデュープレクサ２と、受信部３と、送信部４とを備えている。受信部３は、第１の電圧制御発振器（Rx-VCO）５と、記憶演算器（第２の制御電圧生成器）６と、第１の位相比較器７と、A/D変換器８と、復調器９と、第２の電圧制御発振器（Ref-VCO）１０と、第１のPLL回路（Ref-PLL）１１とを有する。Ref-PLL１１は、第２の位相比較器１２と、ループフィルタ（第１の制御電圧生成器）１３を有する。
Rx-VCO５は、位相変調された受信信号に含まれる特定の周波数成分を選択して第１の発振信号を生成する。Rx-VCO５は、共振周波数を可変可能なタンク回路２１と、タンク回路２１の発振信号（第１の発振信号）を増幅する増幅器２２とを有する。タンク回路２１は、並列接続されたインダクタ２３および可変容量素子２４を有する。
可変容量素子２４には、例えば圧電駆動MEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータが用いられる。圧電駆動MEMSアクチュエータは、通常の可変容量素子に比べて１０倍以上の可変容量範囲と５０以上のＱ値を持つ。したがって、圧電駆動MEMSアクチュエータを用いてタンク回路２１を構成すると、通常の可変容量素子を用いる場合に比べて、３倍以上の周波数可変範囲と優れた周波数選択性能が得られる。
このように、Rx-VCO５は、圧電駆動MEMSを内蔵しているため、広範な周波数帯域の発振信号を生成可能である。Ref-VCO１０も、Rx-VCO５と同様に構成されている。
可変容量素子２４の容量は、記憶演算器６の出力電圧により制御される。可変容量素子２４の容量が変化すると、それに応じてタンク回路２１の共振周波数が変化し、第１の発振信号の周波数が変化する。この結果、Rx-VCO５は、記憶演算器６の出力電圧により、周波数が一定になるように制御される。
第１の位相比較器７は、Rx-VCO５で生成された第１の発振信号とRef-VCO１０で生成された第２の発振信号との位相差を検出する。第２の発振信号は、位相が常に一定であるため、第１の位相比較器７で検出された位相差により、受信信号に含まれる位相差、すなわち位相変調成分を抽出できる。
第１の位相比較器７で検出された位相差信号はA/D変換器８でデジタル信号に変換されて復調器９に入力される。復調器９は、位相変調された受信信号の位相判定を行って復調処理を行う。また、復調器９は、位相判定結果に基づいて、特定の位相（例えば位相０）のタイミング情報を第２の位相比較器１２に供給する。
第２の位相比較器１２は、復調器９から供給された特定の位相のタイミング情報に基づいて、第１の発振信号からの特定の位相成分のみを抽出して、第２の発振信号との位相差を検出する。例えば、第２の発振信号の位相が０の場合、復調器９は位相０のタイミングを第２の位相比較器１２に供給する。そして、第２の位相比較器１２は、第１の発振信号に含まれる位相０の成分のみを抽出して、抽出した信号と第２の発振信号との位相差を検出する。検出された位相差はループフィルタ１３に入力されて、不要な周波数成分が除去される。
Ref-VCO１０は、Rx-VCO５と同様に、可変容量素子２４を有するタンク回路２１を備えており、可変容量素子２４の容量はループフィルタ１３の出力電圧により制御される。このような制御により、Ref-VCO１０は、特定の位相についての第１および第２の発振信号の位相差に応じて第２の発振信号の周波数と位相を制御し、第２の発振信号は特定の位相および周波数になるように制御される。このように、特定の位相および周波数をもつ第２の発振信号を参照信号として第１の位相比較器７にて位相差を検出することにより、第１の発振信号の位相および周波数を精度よく合わせ込むことができる。いったん第１の発振信号の位相および周波数が合わせ込まれた後も、第１の位相比較器７は継続して位相差を検出し、その検出結果に基づいて、A/D変換器８、復調器９、Ref-PLL１１、記憶演算器６は継続してRx-VCO５とRef-VCO１０を制御し、これにより、第１および第２の発振信号が所定の位相および周波数にロックされる。
ループフィルタ１３の出力は、記憶演算器６にも入力される。記憶演算器６は、第２の位相比較器１２で検出された位相差とRx-VCO５内の可変容量素子２４の設定電圧との関係を示すテーブルを内蔵している。このテーブルには、複数種類の位相差のそれぞれについて、第１の発振信号の周波数を一定に維持するのに必要な設定電圧の情報が登録されている。
ループフィルタ１３から記憶演算器６に位相差信号が入力されると、その位相差信号に対応する設定電圧が記憶演算器６から読み出されて、Rx-VCO５に供給される。これにより、Rx-VCO５は、第１の発振信号が特定の周波数になるように周波数制御を行う。
一方、送信部４は、変調器３１と、D/A変換器３２と、第２のPLL回路（Tx-PLL）３３と、第３の電圧制御発振器（Tx-VCO）３４と、電力増幅器３５を有する。Tx-PLL３３は、主分周器３６と、参照波分周器３７と、第３の位相比較器３８と、加算器３９と、ループフィルタ４０とを有する。Tx-VCO３４はRx-VCO５と同様に構成されている。
第３の位相比較器３８は、Tx-VCO３４で生成された第３の発振信号を主分周器３６で分周した分周信号と、Ref-VCO１０で生成された第２の発振信号を参照波分周器３７で分周した分周信号との位相差を検出する。この位相差信号は加算器３９に入力される。
また、加算器３９には、変調器３１で生成された変調信号をD/A変換器３２でA/D変換したデジタル変調信号が入力される。加算器３９は、デジタル変調信号に位相差信号を付加した位相変調信号を生成してループフィルタ４０に供給する。ループフィルタ４０は、位相変調信号から不要な周波数帯域の信号を除去した制御電圧を生成して、Tx-VCO３４に供給する。
Tx-VCO３４は、ループフィルタ４０で生成された制御電圧に基づいて、第３の発振信号の位相および周波数を制御する。より具体的には、Tx-VCO３４は、ベースバンド周期内で第３の発振信号の位相が一定になり、かつベースバンド周期が切り替わる瞬間に第３の発振信号が次の位相にロックされるように第３の発振信号の位相および周波数を制御する。第３の発振信号は電力増幅器３５で増幅された後、デュープレクサ２を介してアンテナ１に送られる。
次に、図１の無線通信装置の動作を説明する。本実施形態の無線通信装置は、位相変復調を行うものであり、ポーラ変復調器９および３１とも呼ばれる。まず、携帯電話などで使用される４値位相変調方式（QPSK：Quadrature Phase Shift Keying）を例にとってポーラ変復調器９および３１の動作原理を説明する。QPSKでは、図４に示すように、搬送周波数の位相がベースバンド信号によって０、π／２、π、π３／２、の４値のいずれかに変調されている。従来の直交復調方式では、この４値の位相変調信号を、図２に示すような、Ｉ成分およびＱ成分からなる直交座標系に置き換え、Ｉ成分およびＱ成分の振幅を介して変復調を行う。これに対し、ポーラ変復調では、図３に示すように、４相の位相に対応して直接４値のθ信号に置き換えるが、変調時においては帯域幅を狭めるために振幅成分ｒの制御も行われる。
図１のアンテナ１で受信された受信信号は、特定のチャネル周波数の搬送波と同じ周波数で発振するように合わせ込まれたRx-VCO５に入力されて、位相情報を維持したままで発振動作を行って第１の発振信号が生成される。一方、Ref-VCO１０で生成される第２の発振信号は特定の位相に同期固定された参照信号である。
第１の位相比較器７は、第１の発振信号と第２の発振信号（参照信号）との位相比較を行って位相差信号を生成する。図５は位相差信号の一例を示す図である。図示のように、位相差としては、３π／２、π、π／２、０の４種類がある。位相差は、ベースバンド周期ごとに切り替わる。
第１の位相比較器７は、受信信号の搬送波周波数と同じ周波数で位相比較を行う必要はなく、受信信号の周波数よりも低い周波数で位相比較を行ってよいが、ベースバンドの周波数よりは高い周波数で位相比較を行う必要がある。このため、受信部３における第１の位相比較器７よりも後段側は周波数を下げることができ、回路構成を簡略化できるとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
A/D変換器８は、第１の位相比較器７で検出された位相差信号を４値のデジタル信号に変換する。例えば図５に示すように、位相差３π／２は１１に、πは１０に、π／２は０１に、０は００に変換される。位相差信号は変調信号に直接対応しているため、デジタル信号自体が変調信号を表していることになり、復調器９は容易に復調処理を行うことができる。すなわち、復調器９は、ベースバンド周期の間に位相差の変化があれば、変調された信号であると認識して復調処理を行う。
Rx-VCO５は、連続して発振動作を行ってもよいし、間歇的に発振動作を行ってもよい。連続して発振動作を行う場合は、Rx-VCO５のループゲインを１か１よりわずかに小さい値に設定して、自励発振が起きない条件で受信信号を連続的に発振させる。また、間歇的に発振動作を行う場合は、Rx-VCO５のループゲインを１より大きい値に設定し、ベースバンド信号の周波数よりも大きい周波数のタイミングで受信信号を間歇的に入力して発振させる。この場合、図１に点線で示したように、Rx-VCO５の入力端子とデュープレクサ２との間にスイッチを設けて、このスイッチをオン／オフさせることにより受信信号を間歇的に入力する。
このように、第１の実施形態では、受信信号に含まれる特定の周波数で発振する第１の発振信号を生成するRx-VCO５と、参照用の第２の発振信号を生成するRef-VCO１０を設け、第２の発振信号の位相を固定にした上で、第１および第２の発振信号の位相差を検出して復調処理を行うため、局部発振器、ミキサーおよび直交復調器などが不要となり、内部構成を大幅に簡略化できる。また、第１および第２の発振信号の位相差検出は、受信信号の周期よりも長い周期で行うことができ、第１の位相比較器７よりも後段側の動作周波数を下げることができ、回路構成を簡略化できるとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、受信部３内のRef-PLL１１ａの動作が第１の実施形態と異なっている。
図６は本発明の第２の実施形態による無線通信装置の概略構成を示すブロック図である。図６では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
図６の無線通信装置内の受信部３は、図１とは異なる構成のRef-PLL１１ａを有し、この他に復調器９で位相判定された位相情報をアナログ信号に変換するD/A変換器４１を有する。D/A変換器４１は、復調器９で位相判定した位相情報をアナログ信号に変換する。すなわち、４種類の位相差それぞれに対応する電圧を出力する。
図１の復調器９は、第２の発振信号の位相と同じ位相のタイミング情報を出力したが、図６の復調器９は、第２の発振信号の位相（例えば位相０）とは異なる特定の位相（例えば位相π／２）のタイミング情報を出力する場合も念頭に置いている。
Ref-PLL１１ａは、第２の位相比較器１２とループフィルタ１３の他に、加算器４２を有する。第１の実施形態における第２の位相比較器１２は、特定の位相についての第１および第２の発振信号の位相差を検出したが、本実施形態における第２の位相比較器１２は、第１の発振信号の位相を問わずに、第１および第２の発振信号の位相差を検出する。このため、両発振信号の位相がもともと異なる場合には、その分の位相のずれが上乗せされて出力される。そこで、加算器４２を設けて、もともとの第１および第２の発振信号の位相のずれを相殺し、結果として第１の実施形態と同様に、特定の位相（例えば位相０）についての第１および第２の発振信号の位相差を検出する。
例えば、第２の発振信号の位相が０で、復調器９が位相π／２のタイミング情報を出力したとする。この場合、第２の位相比較器１２は、第１の発振信号に含まれる位相π／２の成分を抽出して第２の発振信号との位相差を検出するため、第２の位相比較器１２で検出される位相差はπ／２になる。そこで、Ｄ／Ａ変換器４１は、復調器９の出力に基づいて予め（−π／２）の位相差信号を生成しておき、加算器３９にて第２の位相比較器１２の出力とＤ／Ａ変換器４１の出力とを足し合わせる。これにより、図１の第２の位相比較器１２の出力と同様の位相差０の信号が生成される。
このように、第２の実施形態によれば、第２の位相比較器１２は、特定の位相が現れる特定のタイミングに合わせて第１および第２の発振信号の位相差を比較する必要がなくなり、第１の実施形態よりもタイミング制御が容易になる。すなわち、第２の実施形態では、第２の位相比較器１２で位相比較を行う際、第１の発振信号の位相と第２の発振信号の位相が互いに異なっていても、特に不具合なく第１の発振信号の位相および周波数の合わせ込みと、第２の発振信号の位相および周波数の合わせ込みを行うことができる。
この他の構成は、第１の実施形態と同様であるため、第１の実施形態と同様に、簡易な構成で精度よく位相変復調を行うことができる。
（第３の実施形態）
第１および第２の実施形態では、第１および第２の発振信号の周波数を一致させているが、両発振信号の周波数が異なっていてもよければ、より柔軟性の高い装置を実現できる。そこで、第３の実施形態は、第１および第２の発振信号の周波数が互いに異なることを前提としている。
図７は本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図である。図７では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
図７の無線通信装置は、受信部３の内部に、図１とは異なる構成のRef-PLL１１ｂを有し、図１にない構成として受信PLL回路５１を有する。また、Rx-VCO５で生成される第１の発振信号と、Ref-VCO１０で生成される第２の発振信号は互いに周波数が異なっている。送信部４の構成は図１と同一である。
受信PLL回路５１は、第１の発振信号を分周する主分周器５２（第１の分周器）と、第２の発振信号を分周する参照波分周器５３（第２の分周器）と、主分周器５２で生成された分周信号と参照波分周器５３で生成された分周信号との位相差を検出する第１の位相比較器７と、第１の位相比較器７で検出された位相差信号に含まれる不要な周波数成分を除去するループフィルタ５４と、位相差信号をループフィルタに供給するか否かを切り替えるスイッチ５５とを有する。
主分周器５２で生成された分周信号と参照波分周器５３で生成された分周信号の周波数が等しくなるように、主分周器５２と参照波分周器５３の分周比が設定される。
Ref-PLL１１ｂは、第１の発振信号を分周する受信信号分周器５６と、第２の発振信号を分周する主分周器５７と、受信信号分周器５６（第３の分周器）で生成された分周信号と主分周器５７で生成された分周信号との位相差を検出する第２の位相比較器１２と、第２の位相比較器１２で検出された位相差信号に含まれる不要な周波数成分を除去するループフィルタ１３とを有する。
受信信号分周器５６で生成された分周信号と主分周器５７（第４の分周器）で生成された分周信号の周波数が等しくなるように、受信信号分周器５６と主分周器５７の分周比が設定される。
このように、第１の発振信号の発振周波数と第２の発振信号の発振周波数が互いに異なっていても、主分周器５２，５７、参照波分周器５３および受信信号分周器５６の分周比を調整することにより、第１および第２の位相比較器１２に入力される分周信号の周波数を一致させることができ、第１の実施形態と同様のフィードバック制御が可能となる。
受信PLL回路５１内のスイッチ５５は、図７の無線通信装置の電源投入時（同装置のリセット時）やアンテナ１が受信動作を一時的に休止したときにオンし、Rx-VCO５は自励発振を行う。そして、第１の位相比較器７で検出された位相差信号がループフィルタ５４に送られ、第１の発振信号の周波数が一定になるようにフィードバック制御が行われる。その後、第１の発振信号の周波数が安定して、第１の位相比較器７が復調処理のために位相差検出を行っている最中はスイッチ５５はオフになり、位相差信号による第１の発振信号のフィードバック制御は行われない。
Ref-PLL１１ｂ内の第２の位相比較器１２は、受信信号分周器５６で生成された分周信号と主分周器５７で生成された分周信号との位相差を検出し、その位相差信号に基づいてRef-VCO１０の位相および周波数を制御し、第２の発振信号を特定の位相に設定する。
このように、第３の実施形態では、第１の発振信号と第２の発振信号をそれぞれ分周器にて分周してから位相比較を行うため、第１および第２の発振信号の周波数を予め合わせ込む必要がなく、Rx-VCO５およびRef-VCO１０の構成を簡略化できる。
上述した第１〜第３の実施形態では、受信部３と送信部４を備えた無線通信装置に説明したが、本発明は送信部４を持たない受信機にも適用可能である。この場合、上述した受信部３を内蔵した受信機を構成すればよい。
また、上述した第１〜第３の実施形態において、Rx-VCO５、Ref-VCO１０およびTx-VCO３４の内部構成は上述したものに限定されず、位相差信号に基づいて周波数や位相をフィードバック制御するものであれば、具体的な回路構成は問わない。
本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図。 直交座標系のＩ信号およびＱ信号を説明する図。 極座標系のθ信号およびｒ信号を説明する図。 θ信号の波形の一例を示す図。 位相差の切替タイミングとデジタル信号との関係を示す図。 本発明の第２の実施形態による無線通信装置の概略構成を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図。
符号の説明
１ アンテナ
２ デュープレクサ
３ 受信部
４ 送信部
５ 第１の電圧制御発振器（Rx-VCO）
６ 記憶演算器
７ 第１の位相比較器
８ A/D変換器
９ 復調器
１０ 第２の電圧制御発振器（Ref-VCO）
１１，１１ａ，１１ｂ 第１のPLL回路（Ref-PLL）
１２ 第２の位相比較器
１３，４０ ループフィルタ
２１ タンク回路
２２ 増幅器
２３ インダクタ
２４ 可変容量素子
３１ 変調器
３２ D/A変換器
３３ 第２のPLL回路（Tx-PLL）
３４ 第３の電圧制御発振器（Tx-VCO）
３５ 電力増幅器
４１ D/A変換器
４２ 加算器
５１ 受信PLL回路
５２，５７ 主分周器
５３ 参照波分周器
５４ ループフィルタ
５５ スイッチ
５６ 受信信号分周器

Claims (18)

  1. 位相変調された受信信号に含まれる特定の周波数成分を選択して第１の発振信号を生成する第１の電圧制御発振器と、
    第１の位相をもつ第２の発振信号を生成する第２の電圧制御発振器と、
    前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第１の位相比較器と
    前記第１の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記受信信号の復調処理を行うとともに、前記第１の発振信号に含まれる第２の位相のタイミング情報を生成する復調器と、
    前記復調器で生成された前記タイミング情報に基づいて、前記第１の発振信号に含まれる前記第２の位相成分を抽出して、前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第２の位相比較器と、
    前記第２の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記第２の電圧制御発振器の位相および周波数を制御するための第１の制御電圧を生成する第１の制御電圧生成器と、を備えることを特徴とする受信機。
  2. 前記第２の位相比較器で検出された位相差と、前記第１の発振信号の周波数を一定に維持するための制御電圧との対応関係を予め記憶した制御情報記憶部に基づいて、第２の制御電圧を生成する第２の制御電圧生成器を備え、
    前記第１の電圧制御発振器は、前記第２の位相比較器で検出された位相差に応じて前記制御情報記憶部から読み出された前記第２の制御電圧に基づいて前記第１の発振信号の周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  3. 前記第１の電圧制御発振器は、第２の制御電圧により共振周波数を可変可能な第１のタンク回路を有し、
    前記第２の電圧制御発振器は、前記第１の制御電圧により共振周波数を可変可能な第２のタンク回路を有し、
    前記第１および第２のタンク回路はそれぞれ、
    インダクタ素子と、
    MEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータを使用した可変容量素子と、を有することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
  4. 前記第２の位相比較器は、前記タイミング情報に基づいて所定時間ごとに前記第１および第２の発振信号の位相差を検出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信機。
  5. 前記第１の位相比較器で検出された位相差の信号をデジタルデータに変換するA/D変換器を備え、
    前記復調器は、前記デジタルデータに基づいて複数種類の位相を判別して復調を行うことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信機。
  6. 前記復調器で検出された複数種類の位相をアナログ信号に変換するD/A変換器を備え、
    前記第２の位相比較器は、
    前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する位相比較部と、
    前記位相比較部で検出された位相差を示す信号に前記アナログ信号を足し合わせて、前記第２の位相における前記第１および第２の発振信号の位相差を計算する加算器と、を備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の受信機。
  7. 前記第１の発振信号を分周して第１の分周信号を生成する第１の分周器と、
    前記第２の発振信号を分周して前記第１の分周信号と同じ周波数の第２の分周信号を生成する第２の分周器と、
    前記第１の発振信号を分周して第３の分周信号を生成する第３の分周器と、
    前記第２の発振信号を分周して前記第３の分周信号と同じ周波数の第４の分周信号を生成する第４の分周器と、を備え、
    前記第１の位相比較器は、前記第１および第２の分周信号の位相差を検出し、
    前記第２の位相比較器は、前記第３および第４の分周信号の位相差を検出することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の受信機。
  8. 前記第１の位相比較器で検出された位相差を前記第２の制御電圧生成器に供給するか否かを切り替える切替回路を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
  9. 前記切替回路は、前記第１の電圧制御発振器の動作が安定化した後は、前記第１の位相比較器で検出された位相差が前記第２の制御電圧生成器に供給されないように、前記第１の位相比較器と前記第２の制御電圧生成器との間の経路を遮断することを特徴とする請求項８に記載の受信機。
  10. 位相変調された受信信号を受信する受信部と、
    送信信号を位相変調して送信する送信部と、を備え、
    前記受信部は、
    前記受信信号に含まれる特定の周波数成分を選択して第１の発振信号を生成する第１の電圧制御発振器と、
    第１の位相をもつ第２の発振信号を生成する第２の電圧制御発振器と、
    前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第１の位相比較器と
    前記第１の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記受信信号の復調処理を行うとともに、前記第１の発振信号に含まれる第２の位相のタイミング情報を生成する復調器と、
    前記復調器で生成された前記タイミング情報に基づいて、前記第１の発振信号に含まれる前記第２の位相成分を抽出して、前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する第２の位相比較器と、
    前記第２の位相比較器で検出された位相差に基づいて前記第２の電圧制御発振器の位相および周波数を制御するための第１の制御電圧を生成する第１の制御電圧生成器と、を有し、
    前記送信部は、
    送信用の変調信号を生成する変調器と、
    前記変調信号をアナログ変調データに変換するD/A変換器と、
    前記アナログ変調データに基づいて、位相変調された第３の発振信号を生成する第３の電圧制御発振器と、
    前記第３の発振信号と前記第２の発振信号との位相差を検出する第３の位相比較器と、
    前記デジタル変調データに前記第３の位相比較器で検出された位相差を表す信号を付加して位相変調データを生成する加算器と、
    前記加算器の出力信号に基づいて前記第３の発振信号の位相および周波数を制御するための第３の制御電圧を生成する第３の制御電圧生成器と、を有することを特徴とする無線通信装置。
  11. 前記第２の位相比較器で検出された位相差と、前記第１の発振信号の周波数を一定に維持するための制御電圧との対応関係を予め記憶した制御情報記憶部に基づいて、第２の制御電圧を生成する第２の制御電圧生成器を備え、
    前記第１の電圧制御発振器は、前記第２の位相比較器で検出された位相差に応じて前記制御情報記憶部から読み出された前記第２の制御電圧に基づいて前記第１の発振信号の周波数を制御することを特徴とする請求項１０に記載の無線通信装置。
  12. 前記第１の電圧制御発振器は、前記第１の制御電圧により共振周波数を可変可能な第１のタンク回路を有し、
    前記第２の電圧制御発振器は、前記第２の制御電圧により共振周波数を可変可能な第２のタンク回路を有し、
    前記第１および第２のタンク回路はそれぞれ、
    インダクタ素子と、
    MEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータを使用した可変容量素子と、を有することを特徴とする請求項１１に記載の無線通信装置。
  13. 前記第２の位相比較器は、前記タイミング情報に基づいて所定時間ごとに前記第１および第２の発振信号の位相差を検出することを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれかに記載の無線通信装置。
  14. 前記第１の位相比較器で検出された位相差の信号をデジタルデータに変換するA/D変換器を備え、
    前記復調器は、前記デジタルデータに基づいて複数種類の位相を判別して復調を行うことを特徴とする請求項１０乃至１３のいずれかに記載の無線通信装置。
  15. 前記復調器で検出された複数種類の位相をアナログ信号に変換するD/A変換器を備え、
    前記第２の位相比較器は、
    前記第１および第２の発振信号の位相差を検出する位相比較部と、
    前記位相比較部で検出された位相差を示す信号に前記アナログ信号を足し合わせて、前記第２の位相における前記第１および第２の発振信号の位相差を計算する加算器と、を備えることを特徴とする請求項１０乃至１４のいずれかに記載の無線通信装置。
  16. 前記第１の発振信号を分周して第１の分周信号を生成する第１の分周器と、
    前記第２の発振信号を分周して前記第１の分周信号と同じ周波数の第２の分周信号を生成する第２の分周器と、
    前記第１の発振信号を分周して第３の分周信号を生成する第３の分周器と、
    前記第２の発振信号を分周して前記第３の分周信号と同じ周波数の第４の分周信号を生成する第４の分周器と、を備え、
    前記第１の位相比較器は、前記第１および第２の分周信号の位相差を検出し、
    前記第２の位相比較器は、前記第３および第４の分周信号の位相差を検出することを特徴とする請求項１０乃至１５のいずれかに記載の無線通信装置。
  17. 前記第１の位相比較器で検出された位相差を前記第２の制御電圧生成器に供給するか否かを切り替える切替回路を備えることを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
  18. 前記切替回路は、前記第１の電圧制御発振器の動作が安定化した後は、前記第１の位相比較器で検出された位相差が前記第２の制御電圧生成器に供給されないように、前記第１の位相比較器と前記第１の制御電圧生成器との間の経路を遮断することを特徴とする請求項１７に記載の無線通信装置。
JP2005278015A 2005-09-26 2005-09-26 受信機および無線通信装置 Expired - Fee Related JP4365814B2 (ja)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005278015A JP4365814B2 (ja) 2005-09-26 2005-09-26 受信機および無線通信装置
KR1020077014586A KR100881790B1 (ko) 2005-09-26 2006-09-25 수신기 및 무선 통신 장치
CN2006800036261A CN101112000B (zh) 2005-09-26 2006-09-25 接收器与无线通信设备
EP06810967A EP1929643B1 (en) 2005-09-26 2006-09-25 Receiver and wireless communication apparatus
PCT/JP2006/319612 WO2007035000A1 (en) 2005-09-26 2006-09-25 Receiver and wireless communication apparatus
US11/568,365 US7769352B2 (en) 2005-09-26 2006-09-25 Receiver and wireless communication apparatus
DE602006008018T DE602006008018D1 (de) 2005-09-26 2006-09-25 Empfänger und drahtlose kommunikationsvorrichtung

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005278015A JP4365814B2 (ja) 2005-09-26 2005-09-26 受信機および無線通信装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2007089032A true JP2007089032A (ja) 2007-04-05
JP4365814B2 JP4365814B2 (ja) 2009-11-18

Family

ID=37441951

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005278015A Expired - Fee Related JP4365814B2 (ja) 2005-09-26 2005-09-26 受信機および無線通信装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7769352B2 (ja)
EP (1) EP1929643B1 (ja)
JP (1) JP4365814B2 (ja)
KR (1) KR100881790B1 (ja)
CN (1) CN101112000B (ja)
DE (1) DE602006008018D1 (ja)
WO (1) WO2007035000A1 (ja)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101054215B1 (ko) * 2008-12-19 2011-08-03 한국전자통신연구원 위상 변조기 및 환경 변화에 따른 성능 변화를 보상하는 위상 변조 방법
JP5595883B2 (ja) * 2010-11-29 2014-09-24 株式会社東芝 無線通信装置
US9513609B2 (en) * 2013-02-01 2016-12-06 Nxp B.V. Wireless communications using active modulation
TWI514193B (zh) * 2014-12-25 2015-12-21 Univ Nat Sun Yat Sen 動作感測裝置
DE102016009197B3 (de) * 2016-04-26 2017-07-27 Diehl Metering Systems Gmbh Verfahren und Einrichtung zu bidirektionaler Kommunikation zwischen Messgeräten und Datensammler
TWI744084B (zh) 2020-11-10 2021-10-21 瑞昱半導體股份有限公司 振盪訊號產生電路與濾波電路

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4310804A (en) * 1978-02-06 1982-01-12 Motorola, Inc. Input activated frequency synthesizer
US4387342A (en) * 1981-03-04 1983-06-07 Datavision, Inc. Phase-shift keyed decoder
DE3889979T2 (de) 1987-06-30 1994-12-01 Nec Corp Phasenkontrollierter Demodulator für ein digitales Nachrichtensystem.
US5438591A (en) * 1991-07-31 1995-08-01 Kabushiki Kaisha Toshiba Quadrature amplitude modulation type digital radio communication device and method for preventing abnormal synchronization in demodulation system
US5329250A (en) * 1992-02-25 1994-07-12 Sanyo Electric Co., Ltd. Double phase locked loop circuit
CA2090367C (en) * 1992-02-27 1997-09-30 Toshifumi Sato Data demodulator
US5406218A (en) * 1993-02-19 1995-04-11 Hitachi, Ltd. Phase demodulator receiving inputs from phase detector and binary phase detector
JPH06284159A (ja) * 1993-03-29 1994-10-07 Toshiba Corp ディジタル復調器
JPH10136045A (ja) 1996-10-31 1998-05-22 Toshiba Corp 復調装置および通信端末装置
US5966444A (en) * 1996-12-06 1999-10-12 Yuan; Chuan K. Method and system for establishing a cryptographic key agreement using linear protocols
US5952895A (en) * 1998-02-23 1999-09-14 Tropian, Inc. Direct digital synthesis of precise, stable angle modulated RF signal
KR100268229B1 (ko) * 1998-08-14 2000-10-16 윤종용 무선통신 시스템에서 더블 위상동기루프에 의한 복조회로
US6993100B2 (en) * 2000-12-12 2006-01-31 Skyworks Solutions, Inc. Burst detector
KR20030027942A (ko) * 2001-05-29 2003-04-07 소니 가부시끼 가이샤 아날로그 텔레비전 신호의 수신 방법 및 장치
JP4126043B2 (ja) 2004-12-13 2008-07-30 株式会社東芝 位相復調器および携帯電話装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN101112000B (zh) 2011-12-07
KR20070088742A (ko) 2007-08-29
US7769352B2 (en) 2010-08-03
CN101112000A (zh) 2008-01-23
US20080254756A1 (en) 2008-10-16
EP1929643A1 (en) 2008-06-11
EP1929643B1 (en) 2009-07-22
KR100881790B1 (ko) 2009-02-03
DE602006008018D1 (de) 2009-09-03
JP4365814B2 (ja) 2009-11-18
WO2007035000A1 (en) 2007-03-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2621657B2 (ja) デュアル・モード自動周波数制御
JP4365814B2 (ja) 受信機および無線通信装置
US6847812B2 (en) Frequency-stabilized transceiver configuration
JPH1117750A (ja) 自動周波数制御装置
US7449945B2 (en) Phase demodulator and portable telephone apparatus
JP4358160B2 (ja) 位相変調器および無線送信機
JP2007329573A (ja) 短距離無線伝送用送受信機
JP2010226272A (ja) Ｒｆタグリーダ回路
JP3708234B2 (ja) 無線装置
JP4417175B2 (ja) 無線通信装置
KR20020000895A (ko) 통신 시스템
JP2011109518A (ja) 送受信機および受信機
JP4459469B2 (ja) 自動周波数制御装置
JP3698543B2 (ja) 無線受信機、無線送受信機及び無線受信機用回路
JP4068548B2 (ja) 送信装置および送信回路
JP4470728B2 (ja) 自動周波数制御回路
JP2752850B2 (ja) 受信機
JP2023081171A (ja) ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機およびその制御方法
JP4618554B2 (ja) Ｆｓｋ変調装置及びそれを備えた無線通信装置
JP2005354242A (ja) 無線通信機
JPH04345328A (ja) 回線切替え制御回路
JP2003046398A (ja) 受信システム及び送受信システム
JP2003332937A (ja) 送受信装置及びローカル周波数制御方法
JP2005323152A (ja) 無線受信装置
JP2001352354A (ja) 通信装置、通信方法、及び媒体

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20090421

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090508

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20090707

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20090731

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20090821

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120828

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120828

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130828

Year of fee payment: 4

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees