JPH10136045A - 復調装置および通信端末装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、ダイレクトコンバージョン方式の
復調装置の信号漏洩による感度劣化を回避することを目
的とする。 【解決手段】 この復調装置は、アンテナ１で受信され
た電波の中から所定周波数の被変調波（ＲＦ信号）を得
るＲＦ段２と、このＲＦ段２からのＲＦ信号を“-1”お
よび“+1”のビット列で表されるデジタル信号に変換す
るデルタ変換器３と、ＲＦ信号の周波数（搬送周波数）
とほぼ同じ周波数の局部発信信号ＬＯ（アナログ信号）
を発生する局部発振器５と、この局部発振器５から入力
された局部発信信号ＬＯを“-1”および“+1”のビット
列で表されるデジタル信号に変換するデルタ変換器６
と、各デルタ変換器３、６からそれぞれ入力されたデジ
タル信号の排他的論理和をとり周波数変換するデジタル
乗算器４と、このデジタル乗算器４の出力を利用して送
信信号を復調すると共に復調制御を行うデジタル変換手
段７とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、変調された無線周
波数信号（ＲＦ信号）を復調する復調装置および通信端
末装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線周波数信号（ＲＦ信号）の中でも特
に高い周波数、例えばギガヘルツ（GHz)帯などが利用さ
れる無線通信システムとしては、例えば1.5GHzの無線周
波数を利用した携帯電話システムや1.9GHzの無線周波数
を利用した簡易型携帯電話システム（パーソナル・ハン
ディホン・システム：ＰＨＳ）などが知られている。

【０００３】このような無線通信システムの無線通信端
末装置は、今後、マルチメディアの無線インターフェイ
スとして利用されることから、さらに小型化および軽量
化を行うことが望まれている。

【０００４】一般に、無線通信端末装置の復調部（復調
装置）に利用される復調方式としては、アンテナで受信
したＲＦ信号を一旦中間周波数に変換してからベースバ
ンド信号に変換するスーパーヘテロダイン方式と、ＲＦ
信号を中間周波数に変換することなく一度にベースバン
ド信号に落すダイレクトコンバージョン方式（直接変換
方式）とが知られている。

【０００５】例えばＰＨＳなどは、搬送周波数が1.9GHz
と高い上、π/4QPSK変調方式を採用していることから、
その無線通信端末装置（以下ＰＨＳ端末と称す）の復調
部（復調装置）には、スーパーヘテロダイン方式が採用
されている。

【０００６】この方式のＰＨＳ端末の場合、受信したＲ
Ｆ信号の周波数を、段階を追って下げてゆくことから、
その過程では不要な信号（高調波など）を除去するＳＡ
Ｗフィルタや誘電体フィルタなどのフィルタ素子が回路
上、不可欠であり、これがＰＨＳ端末を小型化および軽
量化する上でのネックになっていた。

【０００７】一方、最近では、ＰＨＳ端末の復調部（復
調装置）にダイレクトコンバージョン方式が採用されつ
つある。

【０００８】ここで、図１５を参照してダイレクトコン
バージョン方式を採用したＰＨＳ端末の復調部（復調装
置）について説明する。図１５はQPSK直交復調装置の構
成を示す図である。

【０００９】図１５に示すように、このQPSK直交復調装
置は、被変調波（ＲＦ信号）を２分配する２分配器１０
１と、局部発振信号ＬＯ、例えば cosω₀ t などで表さ
れる波形を発生する電圧制御発振器（VCO ）１０２と、
この電圧制御発振器（VCO ）からの局部発振信号ＬＯが
入力され、この局部発振信号ＬＯの波形に対して同相の
信号（位相 0°の信号 cosω₀ t ）と位相を90°遅らせ
た信号（ sinω₀ t ）とを出力する90°位相器１０３
と、この90°位相器１０３から出力された位相 0°の信
号（ cosω₀ t ）と２分配器１０１により分配された被
変調波（ＲＦ信号）とを乗算する乗算器１０４と、90°
位相器１０３から出力された90°遅延信号（ sinω₀ t
）と２分配器により分配された被変調波（ＲＦ信号）
とを乗算して周波数変換する乗算器１０５と、各乗算器
１０４、１０５の出力信号がローパスフィルタ(LPF) １
０６、１０７を介して入力され、その信号をデジタル値
に変換するコンパレータ１０８、１０９と、ローパスフ
ィルタ(LPF) １０６、１０７の出力信号を基に搬送波を
再生し電圧制御発振器（VCO ）１０２に帰還させる搬送
波再生回路１１０とから構成されている。

【００１０】QPSKとは、位相変調方式PSK の一つであ
り、搬送波の位相をデジタル信号の“ 1”、“ 0”で 1
80°づつずらして 2相PSK としそれを 4相としたもので
あり、 2つの直交する搬送波を利用してBPSK変調する 4
相PSK 変調方式である。

【００１１】このQPSK直交復調装置の場合、上記 4相PS
K 変調方式で変調された電波（被変調波）をアンテナで
受信すると、その被変調波信号は、２分配器１０１を介
して各乗算器１０４、１０５に入力される。

【００１２】乗算器１０４では、入力された被変調波
（ＲＦ信号）と90°位相器１０３から出力された位相 0
°の信号（ cosω₀ t ）とが乗算され、周波数変換が行
われ、ローパスフィルタ１０６を介してコンパレータ１
０８に入力される。また乗算器１０５では、入力された
被変調波（ＲＦ信号）と90°位相器１０３から出力され
た90°位相遅延信号（ sinω₀ t ）とが乗算されてロー
パスフィルタ１０７を介してコンパレータ１０９に入力
される。

【００１３】この際、乗算器１０４では、被変調波（Ｒ
Ｆ信号）の周波数と90°位相器１０３から入力された信
号（位相を90°遅延させた局部発振信号ＬＯ）の周波数
とがほぼ等しいことから、乗算（周波数変換）により、
中間周波の過程を経ることなく、変調器で送信した信号
が、直接、ベースバンド信号として復調される。

【００１４】各コンパレータ１０８、１０９では、入力
された復調信号をＡ／Ｄ変換しビット系列として二つの
復調出力を得る。二つの復調出力（ビット系列）は、後
段の図示しない合成器により 2ビットづつ読み込まれて
ビットの継続時間が 2倍に引き伸ばされ、振幅幅が±1
に整えられ、以降の処理部へベースバンド波形として供
給される。

【００１５】つまり、この復調装置は、受信された搬送
波とこの搬送波とほぼ等しい周波数で発振させた局部発
振信号ＬＯとを乗算することにより復調出力として、直
接、送信信号を得るものであり、ＲＦ信号を一度にベー
スバンドへ落してしまうことから、スーパーヘテロダイ
ン方式の復調装置では、必要であったＳＡＷフィルタや
誘電体フィルタなどが不要になり、ＰＨＳ端末のさらな
る小型化に大きく寄与できる。

【００１６】ところで、このQPSK直交復調装置は、スー
パーヘテロダイン方式のものに比べて構成が簡便である
一方で、今だ、実用に耐え得る性能を出せるまでには至
っておらず、克服すべき課題がいくつかあることが知ら
れている（Asad A.Abidi,"Low-power radio-frequency
IC's for portable communications,"Proceedings ofth
e IEEE,Vol.83,No.4,pp.544-569 April 1995)。

【００１７】主な課題は、乗算器近傍における高周波信
号の自己混合（self-mixing)である。 自己混合（self
-mixing)とは、図１６に示すように、局部発振器１２０
が発生した局部発振信号ＬＯがＲＦ段１２１（ローノイ
ズアンプ(LNA) 、帯域制限フィルター(BPF) 、可変利得
増幅器(VGA) など）に漏洩したり（LO self-mixing）、
この逆にＲＦ段１２１からのＲＦ信号の干渉波(interfe
rer)が局部発振信号ＬＯに漏洩する（self-mixing of i
nterferer ）現象であり、この漏洩信号の含まれた信号
が乗算器１２２に入力されることから、乗算結果、つま
り周波数変換されたベースバンド信号の中に漏洩信号が
直流オフセット(DC offset) として重畳されることにな
り、以降の処理部では、漏洩信号を除去することが困難
になり、受信性能、例えば受信感度を著しく劣化させる
原因になっていた。なお干渉波の生じる原因としては、
2 つのチャネルの信号系が隣接して配置されていること
に起因することが多い。

【００１８】また、漏洩信号は、外界の環境によって時
間的に変動するため一意には決まらず、このことも除去
困難の原因となっている。

【００１９】さらに、乗算器に本来の特性の他に歪特
性、例えば寄生の容量性結合などがある場合には上記問
題をさらに悪化させ、実用的な性能を得る上での障害に
なる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】このように上述した従
来のダイレクトコンバージョン方式の復調装置では、ス
ーパーヘテロダイン方式のものに比べて構成が簡便であ
る反面、不要信号の漏洩が抑えられず、実用に耐え得る
性能が出せないという問題があった。

【００２１】本発明は、このような課題を解決するため
になされたもので、ダイレクトコンバージョン方式にお
いて生じる不要な漏洩信号の影響を回避することのでき
る復調装置を提供することを目的としている。

【００２２】また、本発明は、ダイレクトコンバージョ
ン方式にて受信性能を向上することのできる復調装置を
提供することを目的としている。

【００２３】さらに、本発明は、通信端末装置全体を小
型化および軽量化することのできる復調装置を提供する
ことを目的としている。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、請求項１記載の発明の復調装置は、変調された
搬送波信号をデルタ変換して第１のデジタル信号を出力
するデルタ変換手段と、前記搬送波信号とほぼ等しい周
波数の第２のデジタル信号を発生するデジタル信号発生
手段と、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル
信号とを乗算する乗算手段とを具備している。

【００２５】この請求項１記載の発明の場合、変調され
た搬送波信号であるＲＦ信号は、デルタ変換手段により
デルタ変換されて第１のデジタル信号にされた上で乗算
手段に入力され、デジタル信号発生手段からの第２のデ
ジタル信号と乗算されるので、ＲＦ信号の漏洩の影響が
乗算手段以降に生じることがなくなる。

【００２６】請求項２記載の発明の復調装置は、位相変
調方式で変調された搬送波信号をデルタ変換して第１の
デジタル信号を出力するデルタ変換手段と、前記搬送波
信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信号を発生す
るデジタル信号発生手段と、前記第１のデジタル信号と
前記第２のデジタル信号とを乗算する第１の乗算手段
と、前記第２のデジタル信号の位相を前記位相変調方式
に対応させてシフトし第３のデジタル信号を出力する位
相シフト手段と、前記第１のデジタル信号と前記第３の
デジタル信号とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１
および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベースバンド
周波数に相当するｎビットのデジタルデータを生成する
データ生成手段とを具備している。

【００２７】この請求項２記載の発明の場合、位相変調
方式で変調された搬送波信号であるＲＦ信号は、デルタ
変換手段によりデルタ変換されて第１のデジタル信号と
して出力され、デジタル信号発生手段からの第２のデジ
タル信号と第１の乗算手段で乗算される一方、第２のデ
ジタル信号は、位相シフト手段を介して位相がシフトさ
れて第３のデジタル信号として出力され、この第３のデ
ジタル信号と第１のデジタル信号とが第２の乗算手段で
乗算された後、第１および第２の乗算手段の乗算結果を
基にデータ生成手段によりｎビットのデジタルデータが
生成される。

【００２８】つまり第１および第２の乗算手段には、デ
ルタ変換後のデジタル信号が入力されるので、ＲＦ段に
おけるアナログ信号の干渉あるいは漏洩の影響が乗算手
段以降に生じることはなくなる。

【００２９】請求項３記載の発明の復調装置は、請求項
１または２いずれか記載の復調装置において、前記デジ
タル信号発生手段が、前記搬送波信号とほぼ等しい周波
数のアナログ信号を発生する局部発振器と、前記局部発
振器から出力されたアナログ信号をデルタ変換して第２
のデジタル信号を出力するデルタ変換手段とを具備して
いる。

【００３０】この請求項３記載の発明の場合、局部発振
器から出力されたアナログ信号、つまり局部発振信号Ｌ
Ｏは、デルタ変換手段によってデルタ変換されて第２の
デジタル信号として乗算手段へ出力されるので、局部発
振信号に漏洩するＲＦ信号の干渉波の影響が乗算手段に
出ることがなくなる。

【００３１】方式で変調された搬送波信号であるＲＦ信
号と局部発振器からの局部発振信号ＬＯとをそれぞれデ
ルタ変換あるいはデルタ・シグマ変換して第１のデジタ
ル信号と第２のデジタル信号として乗算手段へ入力し、
乗算手段にて互いのデジタル信号が乗算されて周波数変
換されるので、ＲＦ信号や局部発振信号などが互いに漏
洩してもその漏洩信号が乗算手段以降に影響を及ぼさな
くなる。

【００３２】請求項４記載の発明の復調装置は、請求項
１乃至３いずれか一記載の復調装置において、前記デル
タ変換手段が、飽和特性を有し、入力された誤差信号を
所定サンプリングタイミング毎にデジタル値に変換して
前記変調信号に相当するデジタル信号を生成する大小比
較器と、前記大小比較器により得られたデジタル信号に
基づき新たに入力される搬送波信号を予測して予測信号
を出力する予測器と、前記予測器から出力された予測信
号と実際に入力された搬送波信号とを減算して誤差信号
を前記大小比較器に出力する減算器とを具備している。

【００３３】この請求項４記載の発明の場合、デルタ変
換手段を最も基本的な回路構成、つまり大小比較器、予
測器、減算器などで構成しているので、量子化雑音を除
去する回路を小型に構成することができる。

【００３４】請求項５記載の発明の復調装置は、変調さ
れた搬送波信号をデルタ・シグマ変換して第１のデジタ
ル信号を出力するデルタ・シグマ変換手段と、前記搬送
波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信号を発生
するデジタル信号発生手段と、前記第１のデジタル信号
と前記第２のデジタル信号とを乗算する乗算手段とを具
備している。

【００３５】この請求項５記載の発明の場合、変調され
た搬送波信号であるＲＦ信号は、デルタ・シグマ変換手
段によりデルタ・シグマ変換されて第１のデジタル信号
にされた上で乗算手段に入力され、デジタル信号発生手
段からの第２のデジタル信号と乗算されるので、請求項
１の発明よりもさらに漏洩信号の影響を生じ難くするこ
とができる。

【００３６】請求項６記載の発明の復調装置は、位相変
調方式で変調された搬送波信号をデルタ変換して第１の
デジタル信号を出力するデルタ・シグマ変換手段と、前
記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信号
を発生するデジタル信号発生手段と、前記第１のデジタ
ル信号と前記第２のデジタル信号とを乗算する第１の乗
算手段と、前記第２のデジタル信号の位相を前記位相変
調方式に対応させてシフトし第３のデジタル信号を出力
する位相シフト手段と、前記第１のデジタル信号と前記
第３のデジタル信号とを乗算する第２の乗算手段と、前
記第１および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベース
バンド周波数に相当するｎビットのデジタルデータを生
成するデータ生成手段とを具備している。

【００３７】この請求項６記載の発明の場合、請求項２
記載の発明と同様に第１および第２の乗算手段にはデル
タ・シグマ変換後のデジタル信号が入力されるので、Ｒ
Ｆ信号の漏洩の影響が乗算手段以降に生じることはなく
なる。

【００３８】請求項７記載の発明の復調装置は、請求項
５または６いずれか記載の復調装置において、前記デジ
タル信号発生手段が、前記搬送波信号とほぼ等しい周波
数のアナログ信号を発生する局部発振器と、前記局部発
振器から出力されたアナログ信号をデルタ・シグマ変換
して第２のデジタル信号を出力するデルタ・シグマ変換
手段とを具備している。

【００３９】この請求項７記載の発明の場合、局部発振
器から出力されたアナログ信号である局部発振信号は、
デルタ・シグマ変換されて第２のデジタル信号にされた
上で乗算手段に出力されるので、局部発振信号に漏洩し
た信号が乗算手段に伝達されることがなくなる。

【００４０】請求項８記載の発明の復調装置は、請求項
５乃至７いずれか一記載の復調装置において、前記デル
タ・シグマ変換手段が、前記搬送波信号と予測信号とを
減算し誤差信号を出力する減算器と、前記減算器から出
力された誤差信号を積分する積分器と、飽和特性を有
し、前記積分器からの入力信号を所定サンプリングタイ
ミング毎にデジタル値に変換して前記搬送波信号に相当
するデジタル信号を生成する大小比較器と、前記大小比
較器により得られたデジタル信号に基づき新たに入力さ
れる搬送波信号を予測して予測信号を前記減算器へ出力
する予測器とを具備している。

【００４１】この請求項８記載の発明の場合、デルタ・
シグマ変換手段を最も基本的な回路構成、つまりデルタ
変換器に積分器を付加した構成にしているので、構成が
簡素で、かつデルタ変換手段よりも予測誤差を少なく入
力信号のダイナミックレンジを拡大できる。

【００４２】請求項９記載の発明の復調装置は、請求項
１、２、５、６いずれか一記載の復調装置において、前
記デジタル信号発生手段が、前記搬送波信号とほぼ等し
い周波数のアナログ信号に相当する第２のデジタル信号
を記憶した記憶手段と、前記記憶手段に記憶されている
第２のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号との乗
算タイミングで前記乗算手段に入力するよう制御する制
御手段とを具備している。

【００４３】この請求項９記載の発明の場合、記憶手段
に予め第２のデジタル信号を記憶しておき、第１のデジ
タル信号との乗算タイミングで乗算手段に入力するの
で、上記同様に漏洩信号の影響を乗算手段以降に生じな
くすると共に、局部発振手段やデルタ変換手段などを用
いることなくデジタル信号発生手段を構成することがで
きる。

【００４４】請求項１０記載の発明の復調装置は、請求
項１、２、５、６いずれか一記載の復調装置において、
前記乗算手段が、前記第１のデジタル信号と前記第２の
デジタル信号との排他的論理和をとる論理演算手段であ
ることを特徴としている。

【００４５】この請求項１０記載の発明の場合、乗算手
段を二つのデジタル信号の排他的論理和をとる論理演算
手段で構成したので、乗算手段の乗算結果に漏洩信号の
影響が出なくなる。

【００４６】請求項１１記載の発明の復調装置は、請求
項４、８記載の復調装置において、前記予測器あるいは
前記積分器が、ＦＩＲ型あるいはＩＩＲ型であることを
特徴としている。

【００４７】この請求項１１記載の発明の場合、予測器
あるいは積分器をＦＩＲ型あるいはＩＩＲ型とすること
により予測精度あるいは積分精度を高めることができ
る。

【００４８】請求項１２記載の発明の復調装置は、変調
された搬送波信号をデルタ変換して第１のデジタル信号
を出力するデルタ変換手段と、前記第１のデジタル信号
を所定時間遅延させ第２のデジタル信号を出力する遅延
手段と、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル
信号とを乗算する乗算手段とを具備している。

【００４９】この請求項１２記載の発明の場合、搬送波
信号をデルタ変換した第１のデジタル信号を遅延手段で
遅延させて第２のデジタル信号を生成し、その第２のデ
ジタル信号と第１のデジタル信号とを乗算手段で乗算す
るので、結果的に乗算手段にデジタル信号のみが入力さ
れることになり、乗算手段の前段で生じた雑音の影響が
乗算手段に及ばなくなる。

【００５０】請求項１３記載の発明の通信端末装置は、
搬送波信号をデルタ変換して第１のデジタル信号を出力
するデルタ変換手段と、前記搬送波信号とほぼ等しい周
波数の第２のデジタル信号を発生するデジタル信号発生
手段と、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル
信号とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段の乗算結果
を基にｎビットのデジタルデータを生成するデータ生成
手段とを具備している。 この請求項１３記載の発明の
場合、変調された搬送波信号であるＲＦ信号は、デルタ
変換手段によりデルタ変換されて第１のデジタル信号に
された上で乗算手段に入力され、デジタル信号発生手段
からの第２のデジタル信号と乗算されるので、ＲＦ信号
の漏洩の影響が乗算手段以降に生じることがなくなる。

【００５１】請求項１４記載の発明の復調装置は、位相
変調方式で変調された搬送波信号をデルタ変換して第１
のデジタル信号を出力するデルタ変換手段と、前記搬送
波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信号を発生
するデジタル信号発生手段と、前記第１のデジタル信号
と前記第２のデジタル信号とを乗算する第１の乗算手段
と、前記第２のデジタル信号の位相を前記位相変調方式
に対応させてシフトし第３のデジタル信号を出力する位
相シフト手段と、前記第１のデジタル信号と前記第３の
デジタル信号とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１
および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベースバンド
周波数に相当するｎビットのデジタルデータを生成する
データ生成手段とを具備している。

【００５２】この請求項１４載の発明の場合、第１およ
び第２の乗算手段には、デルタ変換後のデジタル信号が
入力されるので、ＲＦ信号の漏洩の影響が乗算手段以降
に生じることがなくなる。ＲＦ段においては、信号の漏
洩として干渉波や高周波などの他の信号に漏洩すること
があるが、この漏洩信号は元のアナログ信号をデルタ変
換あるいはデルタ・シグマ変換することにより伝達され
なくなるので、受信感度を向上することができる。

【００５３】この結果、ダイレクトコンバージョン方式
を採用して実用に耐える受信性能を得ることができる。
またこのダイレクトコンバージョン方式を採用した復調
装置を簡易型携帯電話システム（ＰＨＳ）や携帯電話シ
ステムなどの通信端末装置に組み込むことによりＲＦ段
を小形にでき、通信端末装置全体を小型化および軽量化
することができる。

【００５４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。

【００５５】図１は本発明に係る第１の実施形態の復調
装置の構成を示す図である。

【００５６】同図において、符号１はアンテナである。
このアンテナ１は、ＲＦ段２（帯域制限フイルター２ａ
および可変利得増幅器２ｂなど）に接続されている。こ
のＲＦ段２は、アンテナ１で受信された電波の中から所
定周波数のＲＦ信号を得るものである。アンテナ１で受
信される電波は、例えば位相変調方式、ＡＭ変調方式、
ＦＭ変調方式などで変調された変調波であり、ここで
は、位相変調方式のものとして説明する。このＲＦ段２
には、デルタ変換器３を介してデジタル乗算器４が接続
されている。デルタ変換器３は、入力されたＲＦ信号を
“-1”および“+1”のビット列で表されるデジタル信号
に変換してデジタル乗算器４に出力するものである。

【００５７】符号５は局部発振器である。この局部発振
器５には、デルタ変換器６を介して上記デジタル乗算器
４が接続されている。局部発振器５は、上記ＲＦ信号の
周波数（搬送周波数）とほぼ同じ周波数の局部発信信号
ＬＯ（アナログ信号）を発生しデルタ変換器６に出力す
るものである。デルタ変換器６は、入力された局部発信
信号ＬＯを“-1”および“+1”のビット列で表すデジタ
ル信号に変換してデジタル乗算器４に出力するものであ
る。すなわち、局部発振器５とデルタ変換器６とでデジ
タル信号発生手段を構成している。

【００５８】デジタル乗算器４には、デジタル変換手段
７を介してスピーカ８が接続されている。デジタル乗算
器４は、デルタ変換器３、６からそれぞれ入力されたデ
ジタル信号について論理的に乗算演算を行うものであ
る。このデジタル乗算器４としては、例えば排他的論理
和演算を行うＸＯＲ論理ゲートなどが用いられている。
なおこの実施形態では、デジタル乗算器４に入力される
デジタル信号が“-1”または“+1”の 2値のデジタル信
号であるので、ＸＯＲ論理ゲートとしたが、“-1”、
“ 0”、“+1”などの 3値の場合は、多値演算を行える
ように、例えばＡＮＤゲート、ＯＲゲートなどを組み合
わせた論理ゲートを用いてデジタル乗算器４を構成す
る。またＸＯＲ論理ゲート自体も単純な論理ゲートを組
み合わせてもので構成することもできる。デジタル変換
手段７は、デジタル回路により構成され、チャネル選択
を行なうデジタルフィルター回路と、このデジタルフィ
ルター回路の出力に応じて可変利得増幅器２ｂの利得を
制御する制御信号を生成する利得制御回路と、デルタ変
換器３、６内に備えられている予測器の予測係数を制御
する制御信号を生成する予測係数制御回路と、デジタル
乗算器４から入力されたデジタル信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、変換されたアナログ信号を増
幅してスピーカー８を駆動するアンプなどを有してい
る。

【００５９】つまり、このデジタル変換手段７は、デジ
タル乗算器４の出力をｎビットのデジタル値に変換し、
それをさらにアナログ値に変換してスピーカー８を駆動
すると共に、上記デルタ変換器３、６や可変利得増幅器
２ｂなどの制御を行うものである。

【００６０】図２に示すように、上記デルタ変換器３、
６は、減算器１１と大小比較器１２と予測器１３とを有
している。減算器１１は、入力信号、ここではＲＦ信号
や局部発振信号ＬＯなどと予測器１３からの予測信号と
を減算して誤差を求めるものである。大小比較器１２
は、飽和特性を有しており、減算器１１により算出され
た誤差信号を利得無限大として“+1”または“-1”いず
れかのビット系列に変換し、上記入力信号を表すもので
ある。予測器１３は、大小比較器１２から帰還されたデ
ジタル信号の１サンプル前の値と新たに入力されたデジ
タル信号の値に応じて予測信号を更新するものである。
この予測器１３としては、ＦＩＲ型やＩＩＲ型などの積
分器が用いられている。

【００６１】次に、この復調装置の動作を説明する。

【００６２】この第１の実施形態の復調装置の場合、ア
ンテナ１で受信された電波は、帯域制限フイルター２ａ
および可変利得増幅器２ｂを通じて所定周波数のＲＦ信
号にされてデルタ変換器３に入力される。

【００６３】一方、局部発振器５の局部発振信号ＬＯ
は、デルタ変換器６に入力される。

【００６４】各デルタ変換器３、６のそれぞれの出力
は、乗算器４に入力される。この第１の乗算器４では、
それぞれのデジタル信号が乗算されてｎビットのデジタ
ル値の信号がデジタル変換手段７に出力される。デジタ
ル変換手段７では、乗算器４から出力されたデジタル信
号をｎビットのデジタル値の信号に変換し、それをＤ／
Ａ変換器がアナログ値に変換してスピーカー８を駆動す
る。また入力されたデジタル信号を基にデジタルフィル
ター回路がチャネル選択を行ない、この選択出力に応じ
て利得制御回路が可変利得増幅器２ｂの利得を制御す
る。また入力されたデジタル信号を基に予測係数制御回
路が予測係数を制御する制御信号を生成し各デルタ変換
器３、６の予測器１３へ出力する。

【００６５】ここで、図３、図４を参照して、デルタ変
換器３、６の入力信号と出力信号の関係について説明す
る。

【００６６】ＲＦ信号などの無線信号（搬送波信号）や
局部発振信号ＬＯは、通常、 cosω₀ t 、 sinω₀ t な
どで表されるアナログ波形（正弦波など）であるが、こ
こでは説明をわかりやすくするために三角波で説明す
る。

【００６７】図３に示すような三角波がデルタ変換器
３、６に入力されると、デルタ変換器３、６では、減算
器１１により三角波から予測信号が減算されて互いの差
分（誤差）が求められ、誤差信号が大小比較器１２に出
力される。大小比較器１２では、所定のサンプリングタ
イミング毎に誤差信号のゲインをチェックし、利得無限
大として、図４に示すように、所定レベル以上にゲイン
が上がった場合、“+1”のパルスを出力し、所定レベル
以下にゲインが下がった場合、“-1”のパルスを出力す
る。

【００６８】次に、図５〜図９を参照して、乗算器４の
働きを説明する。

【００６９】図５は局部発振信号ＬＯをデルタ変換器６
で変換したデジタル信号の波形（基準信号）を示す図、
図６は図５の基準信号に対して位相 0゜でデジタル乗算
器４に入力されたＲＦ信号に相当するデジタル信号の波
形図、図７は図５の基準信号と図６の信号とをデジタル
乗算器４で乗算した出力信号の波形図、図８は図５の基
準信号に対して位相を90゜遅らせてデジタル乗算器４に
入力されたＲＦ信号に相当するデジタル信号の波形図、
図９は図５の基準信号と図８の信号とを乗算器４で乗算
した出力信号を示す波形図である。

【００７０】デジタル乗算器４には、図５に示すよう
に、ＲＦ信号と局部発振信号ＬＯとがそれぞれデルタ変
換器３、６により“+1”、“-1”のビット系列に変換さ
れたデジタル信号が入力される。

【００７１】例えば図６に示すように、ＲＦ信号に相当
するデジタル信号に対して局部発振信号ＬＯに相当する
デジタル信号の位相が 0゜の場合、デジタル乗算器４の
出力としては、図７に示すように、“-1”が継続して出
力されるが、図８に示すように、ＲＦ信号に相当するデ
ジタル信号に対して局部発振信号ＬＯに相当するデジタ
ル信号の位相が90゜遅延していた場合、デジタル乗算器
４の出力としては、位相差に相当する時間区間をおいて
“+1”が出力されるので、図９に示すように、位相差の
部分が“+1”になるような矩形波がデジタル乗算器４か
ら出力される。デジタル変換手段７においては、例えば
カウンタなどを用いてデジタル積分を行うことで、位相
差に相当する信号をＲＦ信号中に位相情報としてコーデ
ィングした信号を取り出す。

【００７２】上記デルタ変換器における処理は、伝達関
数で表すことができる。

【００７３】例えばサンプリングされた入力信号を関数
Ｘ（ｚ）、量子化雑音を関数ＱＸ（ｚ）、デルタ変調器
の変調出力を関数ＹΧ（ｚ）で表すと、変調出力の関数
ＹΧ（ｚ）は、 ＹΧ（ｚ）＝（１−ｚ^-1）（Ｘ（ｚ）＋ＱΧ（ｚ）） で与えられる。

【００７４】−方、サンプリングされた局発信号を関数
Ｌ（ｚ）で表し、量子化雑音を関数ＱＬ（ｚ）で表す
と、局発出力の関数ＹＬ（ｚ）は、 ＹＬ（ｚ）＝（１−ｚ^-1）（Ｌ（ｚ）＋ＱＬ（ｚ）） で与えられる。

【００７５】そして、入力信号を関数ｘ（ｔ）、局発信
号を関数ｌ（ｘ）とすれば、排他的論理和による乗算演
算の後、２回の積分を実行すると、その出力は、 （１−ｚ^-1）² （Ｘ（ｚ）＋ＱＸ（ｚ））（Ｌ（Ｚ）＋
ＱＬ（ｚ））…（式１）で表すことができる。

【００７６】この（式１）を変形すると、 Χ（ｚ）Ｌ（ｚ）＋Ｘ（ｚ）ＱＬ（ｚ）＋Ｌ（ｚ）ＱＸ（ｚ）＋ＱＸ（ｚ）Ｑ Ｌ（ｚ）…（式２） が得られる。

【００７７】この（式２）の第１項が所望の乗算演算出
力、第２項以下が量子化雑音の項となる。

【００７８】したがって、この第１の実施形態のような
位相変調方式の変調波（搬送波信号）ばかりでなく、周
波数変調波（ＦＭ波）、振幅変調（ＡＭ波）などを復調
することも可能である。

【００７９】このようにこの第１の実施形態の復調装置
によれば、ＲＦ信号をデルタ変換器３でデジタル信号と
し、局部発振器５が発生した局部発振信号ＬＯをデルタ
変換器６でデジタル信号とし、それぞれのデジタル信号
をデジタル乗算器４で乗算してその出力をデジタル変換
手段７が利用するので、ＲＦ信号や局部発振信号ＬＯな
どの漏洩の影響、つまり自己混合によりＲＦ信号に高周
波信号が重畳してデジタル乗算器４以降に雑音の含まれ
た信号が伝達されることがなくなり、例えば受信感度な
どを改善し復調性能を向上することができる。

【００８０】次に、図１０を参照して本発明の第２の実
施形態の復調装置について説明する。 図１０は本発明
の第２の実施形態の復調装置の構成を示す図である。な
お同図において、第１の実施形態と同じ構成には同一の
符号を付し、その説明は省略する。この第２の実施形態
では、QPSK方式の変調波を復調するダイレクトコンバー
ジョン方式の復調装置（以下QPSK直交復調装置と称す）
を例に挙げて説明する。 同図において、符号１はアン
テナである。このアンテナ１は、ＲＦ段２（帯域制限フ
イルター２ａおよび可変利得増幅器２ｂなど）に接続さ
れている。このＲＦ段２は、アンテナ１で受信された電
波の中から所定周波数のＲＦ信号を抽出するものであ
る。アンテナ１で受信される電波は、例えばQPSK方式で
変調された位相変調波である。このＲＦ段２にはデルタ
変換器３に接続されている。このデルタ変換器３は、入
力されたＲＦ信号を“-1”および“+1”のビット列で表
されるデジタル信号に変換するものである。このデルタ
変換器３の出力は、二つに分配されて第１の乗算手段で
あるデジタル乗算器４ａと、第２の乗算手段であるデジ
タル乗算器４ｂとに接続されている。

【００８１】符号５は局部発振器である。この局部発振
器５には、デルタ変換器６を介して上記デジタル乗算器
４が接続されている。局部発振器５は、上記ＲＦ信号の
周波数（搬送周波数）とほぼ同じ周波数の局部発信信号
ＬＯ（アナログ信号）を発生しデルタ変換器６へ出力す
るものである。このデルタ変換器６と局部発振器５とで
デジタル信号発生手段を構成している。デルタ変換器６
は、入力された局部発信信号ＬＯを“-1”および“+1”
のビット列で表されるデジタル信号に変換し、そのデジ
タル信号をデジタル乗算器４ａに出力すると共に、位相
シフト手段２０を介してデジタル乗算器４ｂに出力する
ものである。デジタル乗算器４ａは、デルタ変換器３、
６からそれぞれ入力されるデジタル信号の乗算演算を行
うものであり、図２に示したものと同じものであり、構
成の説明し省略する。

【００８２】デジタル乗算器４ａ、４ｂの出力はデジタ
ル変換手段７１に接続されている。デジタル変換手段７
１は、デジタル乗算器４ａ、４ｂの出力を合成する合成
器と、デジタル回路により構成され、チャネル選択を行
なうデジタルフィルター回路と、このデジタルフィルタ
ー回路の出力に応じて可変利得増幅器２ｂの利得を制御
する制御信号を生成する利得制御回路と、デルタ変換器
３、６内に備えられている予測器の予測係数を制御する
制御信号を生成する予測係数制御回路と、合成器から出
力されたデジタル信号を、送信元のアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換器と、変換されたアナログ信号を増幅し
てスピーカー８を駆動するアンプなどを有している。つ
まり、このデジタル変換手段７１は、デジタル乗算器４
ａ、４ｂの出力を合成してｎビットのデジタル値に変換
してスピーカー８を駆動すると共に、上記デルタ変換器
３、６や可変利得増幅器２ｂなどの制御を行うものであ
る。

【００８３】この第２の実施形態のQPSK直交復調装置の
場合、アンテナ１で受信された電波を帯域制限フィルタ
ー２ａ、可変利得増幅器２ｂを通じて所定周波数、例え
ば1.9GHzの搬送波信号（ＲＦ信号）を抽出しデルタ変換
器３に入力する。デルタ変換器３では、入力されたＲＦ
信号を“-1”および“+1”のビット列で表されるデジタ
ル信号に変換し、そのデジタル信号をデジタル乗算器４
ａに出力する。

【００８４】一方、局部発振器５は、ＲＦ信号の周波数
（搬送周波数）とほぼ同じ周波数の局部発信信号ＬＯ
（アナログ信号）を発生し、デルタ変換器６へ出力す
る。

【００８５】デルタ変換器６は、入力された局部発信信
号ＬＯを“-1”および“+1”のビット列で表されるデジ
タル信号に変換し、そのデジタル信号をデジタル乗算器
４ａと位相シフト手段２０とに出力する。位相シフト手
段２０では、入力されたデジタル信号の位相が90゜シフ
トされて乗算器４ｂに出力される。

【００８６】デジタル乗算器４ａには、デルタ変換器３
からのデジタル信号とデルタ変換器６からのデジタル信
号とが入力され、互いの排他的論理和がとられて周波数
変換されたデジタル復調信号としてデジタル変換器７１
へ出力される。

【００８７】またデジタル乗算器４ｂには、デルタ変換
器３からのデジタル信号と位相シフト手段２０からの90
゜位相シフトされたデジタル信号とが入力され、互いの
排他的論理和がとられ周波数変換されたデジタル復調信
号としてデジタル変換器７１へ出力される。

【００８８】デジタル変換器７１では、二つのデジタル
復調信号が合成されてｎビットのデジタル値の信号に変
換された後、Ｄ／Ａ変換器を通じて送信元のアナログ信
号にされる。そしてアナログ信号がアンプを介してスピ
ーカー８へ出力されてスピーカー８が駆動され、スピー
カー８から送信元の音声が出力される。

【００８９】この第２実施形態のQPSK直交復調装置によ
れば、QPSK変調方式の搬送波信号をデルタ変換器３でデ
ルタ変換してデジタル信号に変換した後、デジタル乗算
器４ａ、４ｂに出力する一方、局部発振器５が発生する
局部発振信号ＬＯについてもデルタ変換器６でデルタ変
換してデジタル信号に変換した後、デジタル乗算器４ａ
と位相シフト手段２０とに出力し、位相シフト手段２０
で90゜位相をシフトさせてデジタル乗算器４ｂに出力
し、それぞれのデジタル乗算器４ａ、４ｂで排他的論理
和演算を行って周波数変換してデジタル変換器７１へ出
力するので、デジタル乗算器４ａ、４ｂに入る前で漏洩
信号を除去し自己混合の影響をなくすことができる。

【００９０】この結果、復調した信号のＳ／Ｎ比（受信
感度）を向上すると共に無線通信端末装置全体の性能を
向上することができる。

【００９１】次に、図１１を参照してこの発明の第３の
実施形態の復調装置について説明する。図１１はこの発
明の第３の実施形態の復調装置の構成を示す図である。

【００９２】この第３の実施形態の復調装置は、上記第
２の実施形態のQPSK直交復調装置（図１０の構成）の変
形例である。

【００９３】図１０に示したQPSK直交復調装置におい
て、局部発振器５が発生する局部発振信号ＬＯは、予め
無線通信端末装置自体の変調方式で決定されるアナログ
信号、例えば1.9GHzなどの正弦波であることから、この
構成でなくても図１０の機能と同等の機能を実現するこ
とができる。

【００９４】例えば図１１に示すように、上記局部発振
信号ＬＯをデルタ変換した結果である+1/-1 のデータ系
列を、予めＲＯＭ３０に格納しておき、制御クロック発
生器３１から制御信号をＲＯＭ３０に入力し、この制御
信号に同期させてＲＯＭ３０からデータをサイクリック
に読み出してデジタル乗算器４ａとシフトレジスタ３２
に出力するようQPSK直交復調装置を構成する。

【００９５】この場合、デジタル乗算器４ａには、第２
実施形態同様の+1/-1 のデジタル信号が入力され、デジ
タル乗算器４ｂには、シフトレジスタ３２によって時間
遅延が与えられたデータが入力されるので、上記第２実
施形態のQPSK直交復調装置と同様な機能を簡便な構成で
実現することができる。

【００９６】次に、図１２を参照してこの発明の第４の
実施形態の復調装置について説明する。図１２はこの発
明の第４の実施形態の復調装置の構成を示す図である。

【００９７】この第４の実施形態の復調装置は、第３の
実施形態の考え方を第１の実施形態の復調装置（図１の
構成）に適用した変形例である。

【００９８】この場合、図１２に示すように、局部発振
信号ＬＯをデルタ変換した結果である+1/-1 のデータ系
列を予めＲＯＭ３０に格納しておき、制御クロック発生
器３１から制御信号をＲＯＭ３０に入力し、この制御信
号に同期させてＲＯＭ３０からデータをサイクリックに
読み出してデジタル乗算器４へ出力するよう復調装置を
構成する。

【００９９】これにより、図１の復調装置の機能をより
簡便に構成で実現することができる。 次に、図１３を
参照してこの発明の第５の実施形態について説明する。

【０１００】図１３はこの発明の第５の実施形態の復調
装置の構成を示す図である。

【０１０１】この第５の実施形態の復調装置は、第１の
実施形態の復調装置（図１の構成）をさらに簡素化した
ものであり、例えば受信された搬送波信号と、この搬送
波信号を遅延させた信号とから復調信号を生成する検波
方式などの復調装置に適用した例である。

【０１０２】この場合、図１３に示すように、この復調
装置は、デルタ変換器３から出力されるデジタル信号を
二つに分岐させ、一方をデジタル乗算器４へ入力し、他
方を遅延回路４０を介してデジタル乗算器４へ入力する
よう構成する。遅延回路４０は、デジタル信号を何クロ
ック分か遅延させるものであり、例えばシフトレジスタ
などを用いる。デジタル信号の遅延量はどのような変調
方式の搬送波信号を受信するかにより異なる。

【０１０３】この場合、デルタ変換器３からは、搬送波
信号に相当するデジタル信号がデジタル乗算器４と遅延
回路４０とに出力され、遅延回路４０からはデルタ変換
器３からのデジタル信号が何クロック分か遅延されたデ
ジタル信号がデジタル乗算器４に入力される。したがっ
て、デジタル乗算器４では、第１の実施形態同様に二つ
のデジタル信号の排他的論理和がとられてデジタル変換
器７へ出力される。

【０１０４】これにより、第１の実施形態と同様の機能
をより簡便な構成で実現することができる。

【０１０５】なお、本発明は、上記実施形態のみに限定
されるものではなく、さまざまに変形および応用が可能
である。

【０１０６】例えば上記第１および第２の実施形態で
は、デルタ変換器３、６を利用したが、デルタ変換器
３、６をデルタ・シグマ変換器に置き換えてもよい。

【０１０７】この場合、デルタ・シグマ変換器は、図１
４に示すように、減算器51から出力された搬送波信号と
予測信号との誤差信号（アナログ信号）を積分する積分
器52と、飽和特性を有し、積分器52からの入力信号を所
定サンプリングタイミング毎にデジタル値に変換して搬
送波信号に相当するデジタル信号を生成する大小比較器
53と、この大小比較器53により得られた比較器出力（デ
ジタル信号）に基づき新たに入力される搬送波信号を予
測して予測信号（アナログ信号）を減算器51へ帰還する
Ｄ／Ａ変換器（予測器）54とから構成する。

【０１０８】このデルタ・シグマ変換器を利用した場
合、デルタ変換器よりも入力信号のダイナミックレンジ
を拡大できるので、変換器のＳ／Ｎを向上することがで
きる。また上記実施形態では、デジタル乗算器４、４
ａ、４ｂの出力を直接デジタル変換器７、７１に接続し
たが、この他、デジタル乗算器４、４ａ、４ｂの出力を
例えば帯域通過フィルタ（BPF ）あるいは低域通過フィ
ルタなどを介してデジタル変換器７、７１に接続するよ
うな変形例も考えられる。

【０１０９】さらに上記実施形態では、例えば1.9GHzの
QPSK直交変調されたＲＦ信号を復調する復調装置を例に
して説明したが、本発明は、周波数や変調方式などに限
定されるものではなく、この他、1GHz以下の例えばAM変
調波およびFM変調波を復調する復調装置にも適用するこ
とができる。

【０１１０】また、到来したＲＦ信号を一旦周波数変換
した後、本発明の復調装置を適用することにより、より
高い周波数のＲＦ信号を受信し復調することが可能であ
る。

【０１１１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、変
調された搬送波信号をデルタ変換あるいはデルタ・シグ
マ変換して第１のデジタル信号とした上で乗算手段へ出
力し、上記搬送波信号と同じ周波数の局部発振信号に相
当する第２のデジタル信号とを乗算手段で乗算するの
で、搬送波信号や局部発振信号などが自己混合しそれぞ
れに雑音が混合された場合でも、その雑音が乗算手段へ
は伝達されなくなり、ダイレクトコンバージョン方式に
おいて生じる不要な漏洩信号の影響を回避することがで
きる。また乗算手段以降において不要な漏洩信号の影響
を受けなくなることから、受信性能を向上することがで
きる。

【０１１２】さらに、ダイレクトコンバージョン方式を
採用した復調装置では、スーパーへテロダイン方式のも
のでは必要不可欠なフィルタ素子をＲＦ段から削減でき
るので、通信端末装置全体を小型化および軽量化するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施形態の復調装置の構成
を示す図。

【図２】図１の復調装置のデルタ変換器の構成を示す
図。

【図３】デルタ変換器に入力される三角波を示す図。

【図４】図３の三角波をデルタ変換した波形を示す図。

【図５】デジタル乗算器に入力される基準波の波形を示
す図。

【図６】図５の基準波に対して位相を 0゜遅延させた波
形を示す図。

【図７】図５の基準波に対して位相を90゜遅延させた波
形を示す図。

【図８】図５の基準波と図６の位相遅延 0゜の波形とを
乗算した波形を示す図。

【図９】図５の基準波と図７の位相遅延90゜の波形とを
乗算した波形を示す図。

【図１０】本発明に係る第２の実施形態の復調装置の構
成を示す図。

【図１１】本発明に係る第３の実施形態の復調装置の構
成を示す図。

【図１２】本発明に係る第４の実施形態の復調装置の構
成を示す図。

【図１３】本発明に係る第５の実施形態の復調装置の構
成を示す図。

【図１４】本発明の応用例としてのデルタ・シグマ変換
器の構成を示す図。

【図１５】従来のQPSK直交復調装置を示す図。

【図１６】自己混合（self-mixing)の様子を説明するた
めの図。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…ＲＦ段、２ａ…帯域制限フィルタ
ー、２ｂ…可変利得増幅器、３、６…デルタ変換器、
４、４ａ、４ｂ…デジタル乗算器、５…局部発振器、
７、７１…デジタル変換手段、８…スピーカー、１１…
減算器、１２…大小比較器、１３…予測器、２０…位相
シフト手段、３０…ＲＯＭ、３１…制御クロック発生
器、３２…シフトレジスタ、４０…遅延回路。

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変調された搬送波信号をデルタ変換して
   第１のデジタル信号を出力するデルタ変換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
   号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
   乗算する乗算手段とを具備したことを特徴とする復調装
   置。
2. 【請求項２】 位相変調方式で変調された搬送波信号を
   デルタ変換して第１のデジタル信号を出力するデルタ変
   換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
   号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
   乗算する第１の乗算手段と、 前記第２のデジタル信号の位相を前記位相変調方式に対
   応させてシフトし第３のデジタル信号を出力する位相シ
   フト手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを
   乗算する第２の乗算手段と、 前記第１および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベー
   スバンド周波数に相当するｎビットのデジタルデータを
   生成するデータ生成手段とを具備したことを特徴とする
   復調装置。
3. 【請求項３】 請求項１または２いずれか記載の復調装
   置において、 前記デジタル信号発生手段が、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数のアナログ信号を発
   生する局部発振器と、 前記局部発振器から出力されたアナログ信号をデルタ変
   換して第２のデジタル信号を出力するデルタ変換手段と
   を具備したことを特徴とする復調装置。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３いずれか一記載の復調装
   置において、 前記デルタ変換手段が、 飽和特性を有し、入力された誤差信号を所定サンプリン
   グタイミング毎にデジタル値に変換して前記変調信号に
   相当するデジタル信号を生成する大小比較器と、 前記
   大小比較器により得られたデジタル信号に基づき新たに
   入力される搬送波信号を予測して予測信号を出力する予
   測器と、 前記予測器から出力された予測信号と実際に入力された
   搬送波信号とを減算して誤差信号を前記大小比較器に出
   力する減算器とを具備したことを特徴とする復調装置。
5. 【請求項５】 変調された搬送波信号をデルタ・シグマ
   変換して第１のデジタル信号を出力するデルタ・シグマ
   変換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
   号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
   乗算する乗算手段とを具備したことを特徴とする復調装
   置。
6. 【請求項６】 位相変調方式で変調された搬送波信号を
   デルタ・シグマ変換して第１のデジタル信号を出力する
   デルタ・シグマ変換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
   号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
   乗算する第１の乗算手段と、 前記デジタル信号発生手段から出力された第２のデジタ
   ル信号の位相を前記位相変調方式に対応させてシフトし
   第３のデジタル信号を出力する位相シフト手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを
   乗算する第２の乗算手段と、 前記第１および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベー
   スバンド周波数に相当するｎビットのデジタルデータを
   生成するデータ生成手段とを具備したことを特徴とする
   復調装置。
7. 【請求項７】 請求項５または６いずれか記載の復調装
   置において、 前記デジタル信号発生手段が、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数のアナログ信号を発
   生する局部発振器と、 前記局部発振器から出力されたアナログ信号をデルタ・
   シグマ変換して第２のデジタル信号を出力するデルタ・
   シグマ変換手段とを具備したことを特徴とする復調装
   置。
8. 【請求項８】 請求項５乃至７いずれか一記載の復調装
   置において、 前記デルタ・シグマ変換手段が、 前記搬送波信号と予測信号とを減算し誤差信号を出力す
   る減算器と、 前記減算器から出力された誤差信号を積分する積分器
   と、 飽和特性を有し、前記積分器からの入力信号を所定サン
   プリングタイミング毎にデジタル値に変換して前記搬送
   波信号に相当するデジタル信号を生成する大小比較器
   と、 前記大小比較器により得られたデジタル信号に基づき新
   たに入力される搬送波信号を予測して予測信号を前記減
   算器へ出力する予測器とを具備したことを特徴とする復
   調装置。
9. 【請求項９】 請求項１、２、５、６いずれか一記載の
   復調装置において、 前記デジタル信号発生手段が、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数のアナログ信号に相
   当するデジタル信号を記憶した記憶手段と、 前記記憶手段に記憶されているデジタル信号を、前記デ
   ルタ変換手段あるいは前記デルタ・シグマ変換手段から
   のデジタル信号との乗算タイミングで前記乗算手段に入
   力するよう制御する制御手段とを具備したことを特徴と
   する復調装置。
10. 【請求項１０】 請求項１、２、５、６いずれか一記載
    の復調装置において、 前記乗算手段が、 前記デジタル信号発生手段から出力された第１のデジタ
    ル信号と前記デルタ変換手段によって得られた第２のデ
    ジタル信号との排他的論理和をとる論理演算手段である
    ことを特徴とする復調装置。
11. 【請求項１１】 請求項４または８いずれか記載の復調
    装置において、 前記予測器あるいは前記積分器が、 ＦＩＲ型あるいはＩＩＲ型であることを特徴とする復調
    装置。
12. 【請求項１２】 変調された搬送波信号をデルタ変換し
    て第１のデジタル信号を出力するデルタ変換手段と、 前記第１のデジタル信号を所定時間遅延させ第２のデジ
    タル信号を出力する遅延手段と、 前記前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号
    とを乗算する乗算手段とを具備したことを特徴とする復
    調装置。
13. 【請求項１３】 変調された搬送波信号をデルタ変換し
    て第１のデジタル信号を出力するデルタ変換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
    号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
    乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の乗算結果を基にｎビットのデジタルデー
    タを生成するデータ生成手段とを具備したことを特徴と
    する通信端末装置。
14. 【請求項１４】 位相変調方式で変調された搬送波信号
    をデルタ変換して第１のデジタル信号を出力するデルタ
    変換手段と、 前記搬送波信号とほぼ等しい周波数の第２のデジタル信
    号を発生するデジタル信号発生手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とを
    乗算する第１の乗算手段と、 前記第２のデジタル信号の位相を前記位相変調方式に対
    応させてシフトし第３のデジタル信号を出力する位相シ
    フト手段と、 前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを
    乗算する第２の乗算手段と、 前記第１および第２の乗算手段の乗算結果を基に、ベー
    スバンド周波数に相当するｎビットのデジタルデータを
    生成するデータ生成手段とを具備したことを特徴とする
    通信端末装置。