JP2007068391A - モータのためのデジタルノイズリダクション - Google Patents

Abstract

【課題】ファンモータへのドライブ電流を制御することにより、ファンノイズを低減させるためのシステムおよび方法を提供すること。
【解決手段】一実施形態において、システムは、並列な多くのトランジスタを使用し、これらのトランジスタを逐次的に利用して、リニアドライブを近似する。他の実施形態においては、あるスキームを使用して、不連続的なステップでトランジスタを動作状態にし非動作状態にし、それによってリニアコントローラトポロジの利点を達成している。
【選択図】図５ａ

Description

本発明は、モータに関し、より詳細には、冷却ファンモータのノイズを低減させることに関する。

電子装置および製品における一般的な動向は、より高速でより小型の製品に向かっている。その結果、より高温のコンポーネントがより小型のパッケージ中およびフォームファクタ中に配置されるので、熱放散がますます大きな関心事になってきている。過剰な熱は、寿命の短縮および部分的または壊滅的な故障をもたらす多種類のコンポーネントの故障に結びつく。

熱を放散するために、そして他の方法でこれらの電子コンポーネントを冷却するために使用される多くの設計パラメータが存在する。ヒートシンクおよびヒートパイプは、受動的メカニズムとして使用され、熱を取り除き、または少なくとも静かにこの熱を周囲に広める。しかし、多数の電子デバイスにおいては能動的な冷却が必要とされる。ファンは、気流を発生し、多数の電子製品中における良好な環境を維持する優れた器具であることが明らかにされてきている。より大型の製品、またはより多くの発熱を伴う製品では、時に複数のファンを使用して最適な環境を構築している。

音響ノイズ、電力消費、および信頼性を含む、ファンに関連した多くの問題がある。設計者らは、特定の製品について様々な要因間のバランスをとり、涼しい環境を依然として維持しながら最小の電力およびノイズを達成することによって、ファンを最適化しようと常に試みている。適切なファンの速度制御は、ファンの寿命を延ばすだけでなく、電力要件の観点からもより効率的であることがよく知られている。

電子製品において一般的な種類のファンは、ブラシレスＤＣモータファンである。このファンは、ＤＣ電気モータとほぼ同じように動作し、固定子／回転子の構成を使用している。ブラシレスＤＣモータは、外部パワードライブを用いて固定子上の固定巻線の転流を行い、ここで、固定子の変化する場は、この永久磁石回転子を回転させる。電子的に転流されるブラシレスＤＣモータシステムは、一般的にエレクトロニクス用途、電気通信用途、および産業装置用途で使用されるブロワおよびファン用のドライブとして使用される。様々な用途のための多種多様な異なるブラシレスモータが存在する。

ファンは、一般的に２線式ファン、３線式ファン、および４線式ファンと分類される。２線式ファンは、電源端子およびアース端子を有し、一般にそのＤＣ電圧またはパルス幅のいずれかを調整することによって制御される。タコメータ信号がないので、ファン速度を簡単に表示するものは存在しない。３線式ファンは、電源、アース、およびタコメータ出力を有する。３線式ファンは、可変ＤＣや低周波数ＰＷＭなどの、２線式ファンと同じ種類のドライブを使用して制御することができ、タコメータ信号を使用してファン速度を検査する。４線式ファンは、電源、アース、タコメータ出力を有し、これらをＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ（パルス幅変調））ドライブ入力と共に使用することができる。ＰＷＭは、一連のオン／オフパルスの相対幅を使用して、このファンモータに印加される電源レベルを調整する。

様々な種類のファンを有するのに加えて、これらのファンに対して関連付けられた様々な制御システムが存在する。ファンを制御的側面なしに動作させることができるが、単純に最高速度で動作させることになるため、非効率的であり相当のノイズを発生する。一般的に２つの速度制御の方法があり、それは、供給電圧制御および２０kHzを超える周波数でのＰＷＭである。低周波数ＰＷＭは、当業界では一般に使用されない。

供給電圧制御は、ファンモータに印加されるＤＣ電圧を制御し、それによってファン速度を制御する。より静かな動作とより少ない気流のためには、電圧が低下させられる。さらに冷却が必要な場合には、電圧が増大させられ、これは冷却能力を増大させ、またノイズも増大させる。当技術分野において周知であるように、ファン速度と入力電圧との関係には、電力の非効率性に加えて起動電圧および失速問題などの制限がある。

大多数の小型パーソナルコンピュータファンは、ＰＷＭ制御を使用しており、ファンに印加される電圧はゼロまたは全電圧であり、可聴ノイズを取り除くために２０kHzより高い周波数でスイッチングされる。

冷却ファンの可聴ノイズは、空気を動かして対流冷却を引き起こすことの好ましくない副作用である。ブレードノイズ（ｂｌａｄｅ ｎｏｉｓｅ）、「第２高調波コギング（ｓｅｃｏｎｄ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｇｇｉｎｇ）」、および転流ノイズを含むファンの可聴ノイズには、いくつかの主要な原因がある。ブレードノイズおよびコギングには、電気設計によっては感知できるほどの影響を与えることができない。しかし、改善された回路設計を介して転流ノイズを低減させることは可能である。電流遷移の速度を落とす回路設計は、ノイズを低減する。

すでに言及したように、ファンの速度はファンノイズに関する要因のうちの１つである。例えば１４００ＲＰＭ（ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｓ ｐｅｒ ｍｉｎｕｔｅ）などの低いＲＰＭにおいては、ファン音響ノイズおよびＲＦＩノイズは、一般的にかなり小さい。このような低いＲＰＭにおいては、ノイズはほとんどすべて転流ノイズからなる。より高いファン速度においては、ブレードノイズがファンノイズの全体に寄与し始め、一般に高いＲＰＭでかなり増大する。ブレードノイズは、一般に機械設計によって制御される。他のファンは、異なるブレードノイズ開始点に加えて、異なる要件および条件を有することが理解されるだろう。

冷却ファンによって発生されるノイズを低減させる多くの試みが行われてきている。これらの方法は、適切な冷却をより低い電力およびノイズで実現しようとする機械的技法と電気的技法との両方を含むことができる。例えば、リニアドライブでは、ファンノイズを低減させる１つのメカニズムとしてモータコイルをバイパスするために、オペアンプまたはキャパシタを使用して機能が拡張されている。他の実装形態は、ブレード設計および他の機械的レイアウトによるノイズの低減を表現する。高周波数ＰＷＭスキームは、人間の可聴範囲以上にファンノイズを維持する。

熱除去のために使用されるファンに対する改善が必要である。本発明は、上記従来技術の問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、より過剰な電力消費なしに、低ノイズの観点からのリニアドライブ制御の利点を実現することにある。

一実施形態における本発明は、多くの並列なトランジスタを使用してリニアドライブを近似し、逐次的にこれらのトランジスタを利用することによりファンノイズを低減させるためのシステムを提供する。

本発明の他の実施形態は、別々のステップでドライバをオンにし、それによって、有効な方法で必要以上の電力消費なしにリニアコントローラトポロジの利点を達成するスキームを提供する。一態様は、コイル電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間についてデジタルステップを用いて線形スロープを近似することを含む。

一実施形態は、第１のトランジスタセグメントを形成する、並列に結合された複数のトランジスタと、第２のトランジスタセグメントを形成する、並列に結合された複数のトランジスタとを備えるファンノイズを低減させるためのモータコントローラシステムである。第１の端部上で第１のトランジスタセグメントに結合され、第２の端部上で供給電圧に結合された第１のファンコイルが存在する。第２のファンコイルは、第１の端部上で第２のトランジスタセグメントに結合され、第２の端部上で供給電圧に結合されている。第１のシーケンスロジックセクション（ｓｅｑｕｅｎｃｉｎｇ ｌｏｇｉｃ ｓｅｃｔｉｏｎ）が、第１のトランジスタセグメント中の各トランジスタに結合され、ここで第１のシーケンスロジックセクションは、第１のセグメント中の少なくとも一部のトランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にする。また第２のトランジスタセグメント中の各トランジスタに結合された第２のシーケンスロジックセクションも存在しており、ここで第２のシーケンスロジックセクションは、第２のセグメント中の少なくとも一部のトランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にする。第１のファンコイルおよび第２のファンコイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間が、急激なまたは大幅な変化を回避するように制御される。Ｌ／Ｒ時定数の制御は、大幅な変化を削減するか、または相当に低減し、コイル電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間が実質的に線形化される。言及されるように、セグメント中のトランジスタ数は変化してもよい。一実施形態においては、電圧レギュレータが、第１のコイルおよび第２のコイルに結合されている。

当該システムは、第１および第２のシーケンスロジックセクションに結合された適応ロジックセクション（ａｄａｐｔｉｖｅ ｌｏｇｉｃ ｓｅｃｔｉｏｎ）をさらに備えることができる。当該システムはまた、第１のファンコイルの第１の端部と第２のファンコイルの第１の端部とに一端で結合され、第１のシーケンスロジックセクションと第２のシーケンスロジックセクションとに他端で結合された磁気センサも備えることができる。

一実施形態における第１および第２のシーケンスロジックセクションは、第１および第２のセグメント中のすべてのトランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にする。第１および第２のシーケンスロジックセクションは、不可欠のものとすることができる。さらに、この立ち上がり時間および立ち下がり時間は、プログラム可能とすることができる。

モータを制御するための方法は、複数のトランジスタを有する少なくとも１つのトランジスタセグメントを少なくとも１つのモータコイルに結合するステップを含む。当該方法は、トランジスタセグメントのこれらのトランジスタを逐次的に動作状態にし、それによってコイル中の電流フローを逐次的に増大させるステップであって、逐次的に動作状態にすることは、ターンオンウィンドウ（ｔｕｒｎ−ｏｎ ｗｉｎｄｏｗ）内で行われることを特徴とするステップを含む。また、トランジスタセグメントのこれらのトランジスタを逐次的に非動作状態にし、それによってコイル中の電流フローを逐次的に減少させるステップであって、逐次的に非動作状態にすることは、ターンオフウィンドウ（ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｗｉｎｄｏｗ）内で行われることを特徴とするステップを含む。最後に、ターンオンウィンドウおよびターンオフウィンドウを処理して線形に制御された立ち上がり時間および線形に制御された立ち下がり時間を提供し、それによって過剰なノイズを生成する急激な変化を取り除くステップを含む。当該方法は、他のトランジスタセグメントについて、逐次的に動作状態にし、逐次的に非動作状態にするステップを反復するステップを含むこともできる。トランジスタセグメント中のトランジスタ数は、プログラム可能にすることができる。

線形化された立ち上がり時間は、線形化された立ち下がり時間と異なっていてもよい。立ち下がり時間は、Ｌ／Ｒ減衰を制御することにより線形化することができる。さらに、線形化された立ち上がり時間および線形化された立ち下がり時間は、全繰り返し周期のある割合とすることもできる。当該方法は、当該処理が、スルークロック（ｓｌｅｗ ｃｌｏｃｋ）のクロックサイクル数に基づくことを特徴とするものを含む。

さらなるステップは、第１のセグメントのこれらのトランジスタのうちのいずれかを第２のセグメントのこれらのトランジスタのうちのいずれかと同時に動作状態にすることを防止するステップである。当該方法は、異なるモータに電子的に適応させる方法をさらに含む。

さらなる実施形態は、ＤＣモータを制御するための装置であって、磁気センサに結合された少なくとも１つのシーケンスロジックセクション、および各シーケンスロジックセクションに結合された１つのトランジスタセグメントを有する、モータに結合された磁気センサを備える装置である。トランジスタセグメントは、各セグメント中に複数のトランジスタを有し、トランジスタの数は、セグメント間で変化することができ、またプログラム可能とすることもできる。少なくとも１つのトランジスタセグメントに接続された少なくとも１つのモータコイルがあり、各コイルのコイル電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間は線形に制御されている。これらのトランジスタは、複数の電界効果トランジスタおよび複数のバイポーラトランジスタのうちの少なくとも１つを含むことができる。

適応制御ロジックセクションが、各シーケンスロジックセクションに結合されている可能性があり、適応コントローラは、マイクロコントローラおよびメモリを備えていることができる。この回路全体を、単一のチップ上に集積することもできる。

この装置は、単一のコイルに結合された４つのトランジスタセグメントを有する完全ブリッジ（ｆｕｌｌ ｂｒｉｄｇｅ）構成をさらに備えることもできる。

本明細書に説明される特徴および利点は包括的ではなく、特に多数の追加の特徴および利点が、図面、明細書、および特許請求の範囲を考慮することで当業者に明らかになるだろう。さらに、本明細書で使用されている用語は、主に可読性および教示の目的のために選択されており、本発明の主題の範囲を限定するためではないことに留意されたい。

本発明によれば、並列に結合された複数のトランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にしてコイル電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間を制御することにより、コイル電流の急激な変化を抑え、もってモータの転流ノイズを低減する効果を奏する。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
簡単な形態において、本発明は、ドライブ電流を制御して、ファン、または単相モータ、２相モータ、３相モータ、および４相モータなどの他のもののモータ巻線を徐々にターン「オン」および／またはターン「オフ」させることにより、ノイズを低減する。一態様において、本方法は、多くの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのパワートランジスタを使用し、連続するステップ間でドライブ電流の変化が緩やかであるようにこれらのトランジスタを逐次的に処理することにより、リニアドライブを近似する。本明細書に詳述されるように、転流ノイズは、ドライブ電流を制御し、当技術分野において一般的に使用されるような方形波ドライブを適用するのでなくモータ巻線を徐々にターンオンすることにより、低減させることができる。

図１は、コイルドライブが方形波である２コイルＤＣモータについての従来のノイズの多いファン制御配置の従来技術構成を示している。ファンノイズは急速な電流変化によって引き起こされ、電流の「オン」および「オフ」の劇的なスイッチングが転流ノイズを生成する。

ホールプレート５およびホール信号処理セクション１０は、処理セクション１０の出力が、かけられた磁界に従って２つの定義された状態間をスイッチングするように、磁界感知デバイスとして構成されている。ホールプレート５へ入力される磁界は、正弦波信号として示されており、ホール信号処理セクション１０をトリガし、次のしきい値が横切られるまで状態をラッチさせるしきい値レベル間で振動する。ラッチングは非常に高速であり、急激に１つの状態から次の状態に速やかに遷移し、これはかなりの転流ノイズを生成する傾向にある。ホールプレート５の出力は、磁界正弦波を大まかに追跡する方形波である。

処理セクション１０の出力は、トランジスタ１５、２０についてのトランジスタドライブ電圧となる２つの方形波である。コイル２５、３０は、それぞれパワートランジスタ１５、２０によってドライブされ、パワートランジスタ１５、２０のスイッチングは、制御信号を介して行われる。コイルドライブ電圧も、対応するノイズ問題を伴う方形波であり、ここでコイル１ ２５は、これら２つのコイルが同時に「オン」にならないようにコイル２ ３０に相反するものとして動作する。

当技術分野において知られているように、タイミング動作およびスイッチング制御は、なんらかの形の制御機能を必要とする。動作中に、図１のシステムは、「メークビフォアブレーク（ｍａｋｅ−ｂｅｆｏｒｅ−ｂｒｅａｋ）スイッチングを実現して、両方のドライバ１５、２０が同時に「オン」にならないようにし、また電圧レギュレータへの電圧における「グリッチ（ｇｌｉｔｃｈ）」を回避する。同時の導通は、時計回り（ＣＷ）および反時計回り（ＣＣＷ）の両方向に同時にモータを回転させようとすることにより、ノイズを生成し電力を浪費する点で望ましくない。この制御は、ホール回路出力状態を監視し、またスイッチングし、それに対応してコイル２５、３０を電圧Ｖｄｄに接続し又は切り離すタイミング信号を生成する。

図２は、ホールプレート５に結合されたオペアンプ構成を使用して、ホール出力信号にいくらかのスロープを生み出す典型的なリニアドライブを示している。これは一般的にはより静かな設計であるが、Ａ級の電力消費を有し、一般に別個のホール素子を必要とする。この構成は、一般に多数の製造業者によって望まれるワンチップシステム（ｏｎｅ−ｃｈｉｐ ｓｙｓｔｅｍ）の形では実施されない。

この場合にもまた正弦波磁界がホールプレート５に入力されるが、ホールプレート出力は、ラッチされたデジタル信号ではなく、信号にいくらかの線形性を与えることができるいくらかのスロープを有する。ホールプレートの出力は、オペアンプセクション５０に入力され、この設計は、トランジスタドライブ電圧を生み出すゲインを有するオペアンプ５０を使用している。いくらかの線形性を提供するものの、この設計は、一般的にずっと大きなホール信号を必要とし単一のチップ設計では簡単には実装されないようなかなり大きなオフセットを有する。熱特性もまた、通常は好ましくない。

オペアンプ５０からのトランジスタドライブ電圧は、コイル１ ２５を動作状態にするコイルドライブ電圧を生み出すトランジスタ１５に直接に結合される。オペアンプ５０からのトランジスタドライブ電圧は、インバータ５５にも結合され、次いでコイル２ ３０を動作状態にするコイルドライブ電圧を生み出すトランジスタ２０に結合される。一般的な意味で、このリニアドライブ電圧は、当設計において固定子の磁界を模写（ｒｅｐｌｉｃａｔｅ）する。

図３の回路設計は、キャパシタを使用して、電流変化を減速しファンノイズを低減させる既存の他のモータスキームを示している。この設計は、図１の設計と類似しており、コイルに結合されたキャパシタが追加されている。

より詳細には、ホールプレート５に入力される正弦波磁界は、ＶＨａｌｌ信号に変換され、次いでこのＶＨａｌｌ信号は、ホール信号処理セクション１０に入力される。ホール信号処理セクション１０の出力は、各パワートランジスタ１５、２０についての方形波トランジスタドライブ電圧である。方形波ドライブ電圧は、これらの方形波が相反的であり、トランジスタ１５、２０が同時にターン「オン」されないように、それぞれのトランジスタ１５、２０に結合されている。コイル２５、３０は、本明細書で示されるようにターン「オン」およびターン「オフ」されるが、各コイル２５、３０に付いているキャパシタ７５、８０は、電流遷移を低速化させる傾向がある。モータコイルの周囲に大きなキャパシタ７５、８０を配置することにより、電圧スイッチングが和らげられ、いくらか穏やかなスイッチングシナリオが生成される。本明細書中で言及されているように、パッケージングは関心事であるが、設計内の大型のキャパシタは高価であり、またパッケージング要件をより困難にする。

図４に、電子回路を使用して線形スロープを近似するスイッチドドライブシステムが示され、このスイッチドドライブシステムは、コイルがスイッチングされるときの電流変化を電子的に低速化させるために線形化回路を使用する。この技法は近似的な線形スロープを生み出すが、これもまたＡ級ドライブである。

先に示したように、磁界がホールプレート５に入力され、次いで、得られる信号がホール信号処理セクション１０によって処理されて方形波を近似する。ホール信号処理セクション１０からの出力は、「Ｘ」によってクロック分割された（１１０）、スイッチド電流源１００への入力である。１０〜１５マイクロ秒ステップに拡大されたスイッチングされた電圧出力が示されており、これらのステップは、オペアンプ回路１２０に入力され、このオペアンプ回路１２０は、パワートランジスタ１３０をドライブし、このパワートランジスタ１３０は、次に第１のコイル１５０を動作状態にする。スイッチド電流源１００は、（インバータスイッチ５５を介して）キャパシタを充電し、このキャパシタは、いくらかの遅延を追加し、それによってスイッチングされた電圧に線形性を導入する。スイッチングされた電圧出力はまた、（インバータスイッチ５５を介して）オペアンプ１２５に入力され、このオペアンプ１２５は、トランジスタ１４０をドライブし、このトランジスタ１４０は、次にコイル２ １６０を作動させる。スイッチングされたドライブの結果は、より低減したノイズを有する近似された線形化出力であるが、これは、Ａ級ドライブである。

図５ａおよび５ｂは、出力を線形化する本発明の簡略化された実施形態を表す図であり、シーケンシャルドライブシステムを実装する回路設計を示している。この回路設計は、少なくとも１個、２個、３個、または４個のコイルを有する設計について適切である。

図５ａを参照すると、正弦波磁界信号がホールプレート２０５に対する入力であり、次いでこの入力は、ホール信号処理セクション２１０によって処理される。ホール信号処理セクション２１０からの出力は、１対のシーケンスロジックセクション２２０、２３０に入力される。シーケンスロジックセクション２２０、２３０は別個の要素として示されているが、シーケンスロジックセクションの機能を単一のデバイス内に一体化することができる。

ホールセクション２０５、２１０は、どちらのコイルにエネルギーが与えられるかを規定することを補助し、同時の導通を防止し、アナログまたはデジタルなどの様々な信号処理を包含する。

並列になっており、シーケンスロジックユニット２２０、２３０のそれぞれに結合されている、複数のトランジスタＱ１〜Ｑｎをそれぞれ有する２つのトランジスタセグメント２１５、２２５がある。トランジスタセグメントにおけるＱ１〜Ｑｎの使用は、これらのトランジスタセグメントが常に等しい数のトランジスタを有するものであることを示すことを意図していない。各セグメント２１５、２２５には任意の数のトランジスタが存在する可能性があるが、典型的な範囲は４〜１２個のトランジスタである。別個のトランジスタはチップ面積を使用しコストを増大させるので、セグメント内のトランジスタ数についての選択は、一般に、望ましい結果、望ましい費用／便益、および望ましいパッケージングが得られるものとなる。これらのトランジスタは、ＦＥＴやバイポーラトランジスタなどのパワートランジスタタイプのうちのいずれにすることも可能である。

一実施形態で、トランジスタ数は、所望の線形性に直接に関連し、所望の線形性は結果としてステップ数に関連する。例えば、コイル出力電流の立ち上がり端および立ち下がり端は、各「オン」／「オフ」サイクルのうちの約１０％で達成することができ、それによって、信号の約８０％がラッチされた状態にある。次いで所望のスロープを、ＲＰＭ速度で多くのトランジスタにわたり広げ、線形化を提供することができる。

供給電圧Ｖｄｄが２つのコイル２４０、２５０のそれぞれに結合され、各コイルは、コイル中の電流を逐次的にドライブするトランジスタＱ１〜Ｑｎを有するトランジスタセグメント２１５、２２５に結合されている。電圧レギュレータ（任意選択）２００、ホールプレート２０５、およびホール信号処理セクション２１０は、シーケンスロジックセクション２２０、２３０と協同し、各コイル２４０、２５０に一度に１つずつ電力を加える。

例解の目的のため、以下に可能な処理シナリオを説明する。両方のセクションのトランジスタＱ１〜Ｑｎは、最初は「オフ」であり、コイル２４０、２５０中に電流は流れていない。供給電圧がターン「オン」されＤＣモータが動作すると、シーケンスロジックセクション２２０は、第１のトランジスタセグメント２１５のトランジスタＱ１〜Ｑｎを一度に１つずつターンオンさせ、それによって従来技術の設計において示した急激な電流の振れを回避している。制御機能およびタイミング機能は、各トランジスタセグメント２１５、２２５内のトランジスタが、同時にターン「オン」されることを防止している。一実施形態で、ステップは不連続であり、各トランジスタがＱ１からＱｎまでターン「オン」される。この技法は、リニアドライブの利点を実現するが、線形Ａ級ドライブの高い電力消費の不利益を回避している。

シーケンスロジックセクション２２０、２３０は、多くの異なるスキームで、これらのドライバのタイミングを制御することができる。一実施形態で、シーケンシングはクロックを用いて行われるが、これは電圧源およびモータＲＰＭに応じて変化させることができる。したがって、シーケンスセクション２２０、２３０は、転流サイクルの間の時間、およびモータの抵抗／インダクタンスの時定数に適応する。これについては、図９に関連してさらに説明している。

図５ｂを参照すると、他の実施形態は、ホール信号処理セクションの出力に結合され、シーケンスロジックセクション２２０、２３０を制御する適応制御ロジックセクション２７５を備える。適応ロジックコントローラ２７５は、電圧範囲の増大およびファンの一層の多様性を通じて柔軟性を加える。適応制御ロジックセクション２７５は、シーケンスロジックセクション２２０、２３０に結合され、トランジスタセグメント２１５、２２５内のトランジスタＱ１〜ＱｍおよびＱ１〜Ｑｎのタイミングの態様を制御する処理を引き受ける。先に言及したように、セグメント内のトランジスタ数を設計上の判断基準に応じて変えることができる。

図６ａは、２コイルＤＣモータについての本発明の一実施形態を示し、１対のＮチャネルＦＥＴセグメント３００、３０５が示されている。ＮチャネルＦＥＴセグメント３００、３０５は、各々につき６個のトランジスタを有し、一端上で各シーケンスロジックセクション３１０、３１５に結合され、他端上でそれぞれモータのコイル３２５、３３０に結合されている。ＮチャネルＦＥＴを用いて示されているが、本発明は、ＦＥＴだけには限定されず、他のトランジスタタイプを用いて実装することもできる。

この特定の実施形態において、適応制御ロジックセクション３２０は、各シーケンスロジックセクション３１０、３１５に結合され、特定のセグメントのトランジスタが逐次的に動作することを可能にする。適応制御セクション３２０への入力は、電圧源Ｖｄｄ、クロック源、およびモータの速度（ＲＰＭ）を含むことができる。各コイルセグメント３２５、３３０に関して、すべてのトランジスタが「オフ」の状態では電流フローが存在しないが、セグメント中のトランジスタが逐次的に一度に１つずつターン「オン」されるにつれて、電流フローは、セグメントのトランジスタの一部またはすべてがターン「オン」されるまで増大する。同様に、トランジスタが逐次的にターン「オフ」されるにつれて、電流は減少する。トランジスタの数およびタイプは、設計および所望の結果による。先に言及したように、実際に動作状態にされるトランジスタ数は、トランジスタセグメント中の総トランジスタ数よりも少なくてもよい。

一実施形態においては、適応ロジック回路３２０は、２つの別々の機能を実施する。第１の機能は、ターンオン電流スロープ（Ｔｕｒｎ−Ｏｎ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｌｏｐｅ）およびターンオフ電流スロープ（Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｌｏｐｅ）をモータのＲＰＭに適応させることである。各ターンオンスロープ期間およびターンオフスロープ期間は、全体のホール周期（磁界極性周期（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｉｅｌｄ Ｐｏｌａｒｉｔｙ Ｐｅｒｉｏｄ））のうちのいくらかの割合となるように適応的に設定される。モータ速度（ＲＰＭ）は絶えず変化するので、各ターンオンスロープ期間およびターンオフスロープ期間はホール周期のいくらかの割合に適応的に調整され、これは、説明のために約１０％になるように設定されている。設計および所望の結果に応じてこの割合を変化させることができることが容易に明らかだろう。この割合は、ノイズの量、効率、および所望の結果に基づいたものとすることができる。一実施形態においては、この割合は、磁界極性周期についてのクロックサイクル数に基づいている。

第２の機能は、ターンオフスロープ期間の開始のタイミングが、ホール周期の終わりが実際に起こる前の時間のいくらかの割合に等しい実時間の時点で起こるように、適応的に調整することである。換言すれば、次のホール極性変化がいつ起こるかを予測し、この時刻より１０％の時間前に開始されるようにターンオフプロセスを設定することである。そして次に、この時間中にコイル電流をスムーズに（静かに）ターンオフして、ホール極性変化が実時間で起こる時点にコイル電流のターンオフをちょうど完了することである。この例では、１０％の時間が、いくつかのモータの経験的なデータに基づいて利用されている。

一実施形態においては、適応制御ロジックセクションを、マイクロコントローラまたはマイクロプロセッサとすることができる。立ち上がり／立ち下がりの割合が、スルークロックのクロックサイクル数に基づくように、メモリおよびクロック処理が存在することができる。適応コントローラは、サイクルごとのクロック信号タイミングファンクションを監視し、設計上の判断基準に従ってそれらの信号を処理する。立ち上がり時間および／または立ち下がり時間を変更するための１つのスキーマは、スルークロックを調整することである。立ち上がり時間／立ち下がり時間を変更するための別のスキーマは、クロックカウント数を変更することであろう。

図６ｂの全体図は、コイル１の動作を示しており、トランジスタ１がＴ１でターン「オン」されるときに、コイル１中の電流フローがわずかに増大する。トランジスタセグメント３２５中の各トランジスタがターン「オン」されるとき、電流フローが、時刻Ｔ６におけるトランジスタ６の作動と共にその最大値に到達するまで増大する。この図では、作動のためのタイミングは、トランジスタごとにほぼ同じである。

線形近似線は、コイル中の電流フローをゆっくりと増大させることについてある側面でリニアドライブシステムをエミュレートするが、リニアドライブに関連する否定的な側面のない、本発明の一般的なスロープおよび特徴を示している。正弦波に近似するように設計されている他の電子用途において使用されるマイクロステップ技法とは異なり、本システムは、急激な電流の振れを最小にし、それによって転流ノイズを最小にするような仕方で直線のスロープに近似するように設計されている。

図６ｂをもう一度参照すると、この代表的なグラフは、６ステップを使用して最大電流レベルに到達する電流と時間の関係について示している。各ステップは、立ち上がり部分とステップ部分とを有する。トランジスタ数は、ステップ数に関連しており、設計パラメータに基づいて選択されることが容易に理解されるだろう。

本発明の１つの目標は、ノイズを生成することなく可能な限り最速のスロープを得ることである。一部のモータは、高インダクタンスと低抵抗とを有するが、他のモータでは、高抵抗と低インダクタンスとを有し、それ故に本設計は、多数の異なるモータに対応することができる。

本明細書では不連続なステップの観点から一般的に説明されているが、本発明は、不連続的でないステップに対処する実施形態も含む。例えば、ステップの時間幅が減少する、あるいは換言すれば、ステップの数が増大するときである。この理由は、各ステップが、ブリッジ抵抗またはドライバ抵抗の増大をもたらすことであり、これはコイル−ブリッジ時定数の減少を意味している（時定数は、ほぼＬ_coil／（Ｒ_coil＋Ｒ_bridge）に等しい）。例えば、図６ａにおいて、ドライバ抵抗は、ＮＦＥＴとコイル抵抗との組合せである。この回路が、コイルからエネルギーを取り除くことができるレートは、このコイル−ブリッジ時定数の式によって反映される。

コイル電流の減少はコイル−ブリッジ時定数の指数関数であり、電流減少の最大レートは各ステップの初期時間中であるので、ステップシーケンスを進行するときに各ステップの時間幅を減少させることは、より高速の電流減少をもたらす。これは、ノイズ生成は電圧または電流の不連続性の結果であるため、ノイズ生成のない、より高速な電流減少を意味する。また、このより高速な処理は、電流があまりにも早期に減少され、可能性のあるトルク生成が失われる場合にもたらされ得る、可能性のあるトルクの損失がない。

図７は、２コイルＤＣモータについての様々な信号を示すコイル適応ロジックタイミング図の全体図である。磁界は、モータの速度（ＲＰＭ）を追跡する正弦波として示されている。この図に示されるように、磁界のサイクルについての時間周期は、左から右へと見た場合に、「縮小」しており、モータの速度が増大することを示している。ホール回路出力は、磁界入力を追跡するが、ほぼ方形波信号である。理想的な転流クロスオーバポイント（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ ｃｒｏｓｓｏｖｅｒ ｐｏｉｎｔ）は、ホール出力の立ち上がり端と立ち下がり端の所に示される。適応ロジックウィンドウによるターンオンおよびターンオフが示され、これらは、本実施形態における適応ロジックセクションによって設定される、それぞれの立ち上がり時間期間および立ち下がり時間期間を表している。立ち上がり時間および／または立ち下がり時間を示すウィンドウは、ホール信号のある割合とすることができる。例えば、立ち上がり時間／立ち下がり時間をそれぞれ１０％とし、残りの８０％の部分をピークレベルとすることができる。

この図に示されるように、モータ速度の増大は、ホール出力サイクルをより短くさせ、それによって立ち上がり時間期間／立ち下がり時間期間もまた短くされる。本発明の一実施形態は、モータ速度に応じて立ち上がりウィンドウ／立ち下がりウィンドウについてのパーセント値を調整する。例えば、より速い速度では、１０％のウィンドウでも速すぎることになり、過剰なノイズを引き起こす可能性がある。そのようなシナリオにおいては、割合を１５％などのより大きな割合に調整することができる。増大した速度に起因する任意の調整を含むこの割合は、設計上の判断基準に依存し、特定用途向けにすることができる。

コイル１およびコイル２の出力電流波形が示されており、これらは、各コイル電流についての線形化された立ち上がりおよび立ち下がりを示している。この実施形態における立ち上がり時間および立ち下がり時間はある設定された割合であり、立ち上がり時間期間／立ち下がり時間期間はモータ速度が増大するにつれて減少する。

図８ａは、単一コイルファンモータ内の完全ブリッジ化されたものについての本発明の一実施形態を示している。それぞれが、各シーケンスロジックセクションに結合された６個のトランジスタを有する４つのトランジスタセグメント４００、４０５、４２５、４３０がある。この例においては、この供給電圧は、トランジスタセグメント４００、４０５の各ＰチャネルＦＥＴに結合され、ＮチャネルＦＥＴは、アースに結合された各トランジスタセグメント４２５、４３０に結合されている。各ＰチャネルＦＥＴは、コイルでその間を結合してＮチャネルＦＥＴに結合される。適応制御ロジックセクション４５０は、各シーケンスロジックセクション４１０、４２０、４３５、４４０に結合されている。

電流は、単一コイルモータ巻線中を２方向に流れる。ＦＥＴセクションＮ１ ４２５およびＦＥＴセクションＰ２ ４０５が、逐次的にターン「オン」されるときに、全電流がこの「オン」期間に流れる。図８ｂは、電流が最大レベルに達するまでの電流のステップ状の増大を示している。次いで、ＦＥＴセクションＮ１ ４２５およびＦＥＴセクションＰ２ ４０５は、ＦＥＴセクションＮ１ ４２５およびＦＥＴセクションＰ２ ４０５がすべてターン「オフ」され、電流が流れなくなるまで、逐次的にターン「オフ」される。

次いで、ＦＥＴセクションＮ２ ４３０およびＦＥＴセクションＰ１ ４００が、逐次的に動作状態にされ、ターン「オン」され、逆方向の電流フローが、最大逆電流値に達するまで増大する。次いで、ＦＥＴセクションＮ２ ４３０およびＦＥＴセクションＰ１ ４００は、逆方向の電流フローが、減少してゼロの値に達するまで一度に１つずつ逐次的にターン「オフ」される。

より詳細には、適応制御ロジックセクション４５０は、周期／ＲＰＭからターン「オン」時間を差し引く計算に基づいて、「理想的な」転流ポイントに先立ってターン「オフ」シーケンスを開始する。そうでなくて、ターン「オフ」が「理想的な」転流ポイントにおいて開始される場合には、ターン「オフ」の発生が遅すぎることになる。ターン「オフ」は、逆方向のターン「オフ」を行う際のＮ１−Ｐ２のシーケンスである。電流を逆にすることは、Ｎ２−Ｐ１のターン「オン」およびターン「オフ」を行うことと同様である。

図９は、単一コイルの適応ロジックタイミング図を示している。前述のように、磁界は、モータの速度（ＲＰＭ）を追跡する正弦波として表されている。磁界のサイクルについての時間周期は、モータの速度に直接に関連している。図示されているように、モータの速度は、変化し速度が増大するように示されている。ホール回路出力は、磁界入力を追跡するが、ほぼ方形波信号である。理想的な転流クロスオーバポイントは、ホール出力の立ち上がり端および立ち下がり端の所に示されている。

適応ロジックによるターンオンウィンドウおよびターンオフウィンドウが示され、これらは、適応ロジックセクションによって設定されるそれぞれの立ち上がり時間期間および立ち下がり時間期間を表している。立ち上がり時間および／または立ち下がり時間を表すウィンドウは、例えばホール信号の任意の割合とすることができる。図９で言及したように、立ち上がり時間および立ち下がり時間は、モータ速度が増大するにつれて減少する。

コイル出力電流は、適応ロジックセクションによって確立される立ち上がり時間期間／立ち下がり時間期間に対応する立ち上がり時間／立ち下がり時間を有する１つの波形として示されている。この図に示されるように、立ち上がり時間期間および立ち下がり時間期間は、より高速のモータ速度で減少する。

本発明の一実施形態は、モータ速度のパーセント値に応じて立ち上がりウィンドウ／立ち下がりウィンドウを調整する。モータ速度は、結果として磁界のサイクル時間を表している。この割合は、固定された割合または可変の割合とすることが可能である。例えば、より速い速度においては、１０％のウィンドウでも速すぎて、過剰なノイズを引き起こしてしまう可能性がある。このようなシナリオにおいては、この割合を１５％などのより大きな割合に調整することができる。増大した速度に起因する任意の調整を含むこの割合は、設計上の判断基準に依存し、特定用途向けとすることができる。低い割合は、より高速なスイッチングを示し、増大されたノイズを有する傾向にある。より高い割合は、より緩やかなスイッチングを示し、このより緩やかなスイッチングは、トルクを減少させ効率を低下させることがある。

２コイルの実施形態のためのシーケンスロジックが、図１０の全体図にさらに詳細に示されている。前述のように、磁界入力は、モータの速度（ＲＰＭ）と共に変化するほぼ正弦波である。ホール回路出力は、大まかには磁界を追跡する方形波である。スルークロックを使用して、シーケンシャルステップに対するタイミングの態様を提供することができる。一実施形態において、スルークロックは、システムクロックではなくむしろ４や８などのシステムクロックのある倍数である。

この実施形態の動作中において、磁界が立ち上がるときに、対応するホール方形波出力が高レベル（Ｈｉｇｈ）になる。あるクロックの倍数で、この例においては１つのクロックサイクルで、開始スルーステップが、第１のトランジスタセグメントの第１のパワートランジスタＦＥＴ１と共に、高レベルになる。ＦＥＴ１がターン「オン」されるときに、コイル１の電流は少し増加する。各クロックサイクルまたは複数のクロックサイクルにおいて、これらのトランジスタが逐次的にターン「オン」され、各ステップで、コイル１の電流が徐々に増大する。最後のトランジスタ、この例においてはＦＥＴ６がターン「オン」されると、コイル１の電流はピーク値にある。このようにして、６個のトランジスタを有するトランジスタセグメントでは、立ち上がり時間は、６個のすべてのトランジスタがターン「オン」されるためにかかる時間である。

本明細書中で以前に説明しているように、トランジスタセグメント内でのトランジスタの「オン」および「オフ」のステッピング（ｓｔｅｐｐｉｎｇ）は、線形に示されている。しかし、セグメント中の個々のトランジスタは、ＦＥＴ１とＦＥＴ２との間のクロックサイクル数がＦＥＴ５とＦＥＴ６との間のクロックサイクル数とは異なりうるような任意のクロックサイクルの倍数でターン「オン」し、ターン「オフ」するように設定することができる。これは、プログラム可能な立ち上がり時間／立ち下がり時間、および特定の設計について最適化されている方式でコイル電流の引き込み（ｃｏｉｌ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｒａｗ）を変更する手段を提供する。

先に言及したように、回路の時定数は、インダクタンス（Ｌ）／抵抗（Ｒ）の関係によってある程度反映されている。ターンオンにおいては、Ｌ／Ｒの関係は基本的に受動的である。ターンオフにおいては、Ｌ／Ｒの態様は、主としてＬおよびその蓄積されたエネルギーによって決定づけられる。したがって、ターンオフにおける電流の増大は、ターンオンにおける電流の増大とは異なる可能性があり、この電流の増大は、チップ内で変化させることができる。したがって、立ち上がりのスロープは、立ち下がりのスロープとは異なる可能性がある。

立ち上がり時間、ピーク時間、および立ち下がり時間の時間間隔を特定の実施形態について設計を最適化するために変更することができるので、プログラム可能な態様は、コイル出力電流全体にまで拡張される。

さらに他の実施形態においては、トランジスタ数は、あるセグメントのトランジスタ数が、他のセグメントのトランジスタ数と異なる可能性があるように変更することができる。トランジスタ数は、第１のセグメント内に６個のトランジスタのみを有し、第２のセグメント内に４個のトランジスタのみを有するような固定された設計とすることができる。あるいは、設計では各セグメント中に８個のトランジスタを備えることが可能であるが、第１のセグメント内では６個のトランジスタしか、第２のセグメント内では４個のトランジスタしか動作状態にすることができないように、トランジスタ数をプログラム可能にすることもできる。このような設計における柔軟性およびカスタマイズされたプログラム可能性により、設計者は、複数の用途に統合することのできる単一の設計を使用することができるようになる。

一態様におけるピーク状態は、あるクロックの倍数にわたり保持され、次いでこの信号は、第１のトランジスタセグメントのトランジスタをこの例ではＦＥＴ１からＦＥＴ６に向かって逐次的にターン「オフ」させることにより緩やかに減少させられる。第１のセグメントからの最後のトランジスタは、ホール回路のサイクル内でターン「オフ」される。ホール回路のサイクルは、ＲＰＭに直接に関連した磁界を結果として表している。これは、これらのコイルを同時に動作状態にする可能性を回避している。

ロジック高レベルからロジック低レベルへのホール回路の遷移の後の１つまたは複数のサイクル内に、第２のセグメントからのトランジスタが、本明細書中で詳述されるような任意の方法で逐次的に動作状態にされる。例えば、ＦＥＴ１が、最初にターン「オン」され、コイル２の電流が１ステップだけ増加される。第２のセグメントの各トランジスタＦＥＴ２〜ＦＥＴ６がターン「オン」されるにつれて、コイル２の電流は、ピーク値が確立されるまで徐々に増加する。ピーク期間が経過した後に、第２のセグメントのトランジスタは、これらのすべてのトランジスタがターン「オフ」されるまで逐次的にターン「オフ」され、これは、ロジック低レベルからロジック高レベルへのホール出力の遷移の前に行われる。この例においては、トランジスタ（Ｑ１ないしＱｎ）のターン「オン」とターン「オフ」の両方のシーケンス順序は同じである。しかし、他の実施形態では、ターン「オン」トランジスタシーケンスの順序は、ターン「オフ」トランジスタシーケンスの順序とは異なる可能性もある。

前述のように、立ち上がり時間、ピーク時間、および立ち下がり時間は、ＲＰＭに対応する磁界入力の１サイクルを表す。サイクルを時間間隔と見れば、立ち上がり時間は、１０％などの割合とすることができ、ピーク時間は、８０％とすることができ、また立ち下がり時間は、１０％とすることができる。他の実施例においては、立ち上がり時間は、５％とすることができ、ピーク時間は、８０％とすることができ、また立ち下がり時間は、１５％とすることができる。立ち上がり時間、ピーク時間、および立ち下がり時間の割合は、特定の設計のために最適化することができることが当業者には容易に明らかだろう。

本発明は、異なるＬ／Ｒ値に電子的に適応することを含んでおり、それによって設計を多様なモータにとってより一般的なものにしている。一実施形態において、本発明は、チップ上でモータの時定数を起動ごとに測定し、ＲＡＭなどのメモリを使用してそのようなデータを記憶することができる。この時定数は、電流の指数関数的な立ち上がり時間を監視することによって、測定することもできる。近似の目的のために、電流を測定してＬのないＲを測定することが可能である。別の実施形態において、本発明は、最初の起動時にチップ上でモータの時定数を測定し、不揮発性ＲＡＭを使用してそのようなデータを記憶することができる。

図１１を参照すると、動作している典型的な２コイルファンの方形波ドライブが、オシロスコープ上に表示され、適用可能な設定が注記されている。上方のトレースは、２コイルモータファンのモータコイルのうちの一方に印加された電圧である。下方のチャンネル２のトレースは、２つのコイルのそれぞれからの合計電流である。上方チャンネル１のトレースは、合計電圧の振れおよびその関連するノイズを示す。

下方のチャンネル２のトレースに関して、コイル中の電流の減少は、「急激」であり、これが、過負荷変圧器または電力線変圧器内のノイズと同様な可聴ノイズを生成する機械的ショックを引き起こす。本明細書中で詳述されているように、電流のこれらの急激な振れは、転流ノイズの基礎となる。

図１２は、本発明の一実施形態に従って構成されるシーケンシャルドライブについての電圧（上方）チャンネル１および電流（下方）チャンネル２の波形を示している。下方のチャンネル２のトレース内の結果として生じた電流の振れは、従来技術の設計において明示されたような劇的な振れなしに、緩やかに増加し減少することが示されている。したがって、転流の結果として発生するノイズは、上方のチャンネル１のトレースに示されるように、著しく低減させられる。電流減少波形の「より急な」部分は、特定のモータについて本明細書で詳述している技法を使用することにより、さらに低減させることができる。

本設計において考慮に入れられている関心事の１つは、回路のパッケージングである。大型であり、またはコンポーネント数の多い回路素子は、小型の構成において実用的でない。さらに、大信号を処理する回路設計は、設計において嫌われる、より高い熱特性を有する傾向がある。

本発明の実施形態の前述の説明は、例解および説明の目的のために提示されている。網羅的とすることも、または開示された厳密な形態に本発明を限定することも意図されていない。多数の修正形態および変形形態が、この開示に照らして可能となる。本発明の範囲は、この詳細な説明によっては限定されず、むしろここに添付された特許請求の範囲によって限定されることが意図されている。

コイルドライブが方形波である、２コイルＤＣモータに対する従来のノイズの多いドライブを示す図である。 オペアンプを使用した従来のリニアドライブを示す図である。 モータコイルに結合されたキャパシタを使用して、電流変化を緩やかにしファンノイズを低減させるモータスキームを示す図である。 スイッチド電流源を使用して、線形スロープを近似する回路設計を示す図である。 本発明の一実施形態に従って構成された、２コイル実施形態に従って構成されたシーケンシャルターンオンドライブシステム（ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ ｔｕｒｎ ｏｎ ｄｒｉｖｅ ｓｙｓｔｅｍ）を示す全体ブロック図である。 本発明の一実施形態に従って構成された、２コイル実施形態に従って構成されたシーケンシャルターンオンドライブシステムおよび適応ロジックシステムを示す全体ブロック図である。 本発明の一実施形態に従って構成された、適応ロジック制御セクションを有する２コイルシーケンスシステムのブロック図である。 図６ａのシーケンスシステムによって生成される理想化された波形を示す図である。 本発明の一実施形態に従って構成されたタイミングの態様を示すための２コイルモータの様々な信号の全体図である。 本発明の一実施形態に従って構成された完全ブリッジ単一コイルファンモータシーケンスシステムについてのシーケンシャルターンオンドライブを示す全体ブロック図である。 図８ａの線形近似を示す全体図である。 本発明の一実施形態に従って構成されたタイミングの態様を示すための単一コイルモータの様々な信号の全体図である。 本発明の一実施形態に従って構成された、シーケンシャルトランジスタのタイミングおよび結果として生じる線形化されたコイル電流を示す２コイルシステムの全体図である。 従来の方形波ドライブ動作状態の２コイルモータからのオシロスコープ表示を示す図である。 本発明の一実施形態に従って構成された、拡大された時間ベースについてのシーケンシャルターンオンＨブリッジドライブを備えた１コイルモータからのオシロスコープ表示を示す図である。

Claims (20)

1. ファンノイズを低下させるためのモータコントローラシステムであって、
   並列に結合され、第１のトランジスタセグメントを形成する複数のトランジスタと、
   並列に結合され、第２のトランジスタセグメントを形成する複数のトランジスタと、
   第１の端部で前記第１のトランジスタセグメントに結合され、第２の端部で供給電圧に結合された第１のファンコイルと、
   第１の端部で前記第２のトランジスタセグメントに結合され、第２の端部で前記供給電圧に結合された第２のファンコイルと、
   前記第１のトランジスタセグメント内の前記各トランジスタに結合された第１のシーケンスロジックセクションであって、前記第１のセグメント内の少なくとも一部の前記トランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にする第１のシーケンスロジックセクションと、
   前記第２のトランジスタセグメント内の前記各トランジスタに結合された第２のシーケンスロジックセクションであって、前記第２のセグメント内の少なくとも一部の前記トランジスタを逐次的に動作状態にし、非動作状態にする第２のシーケンスロジックセクションと
   を備え、
   前記第１のファンコイルおよび前記第２のファンコイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を制御し、急激な変化を最小にする
   ことを特徴とするシステム。
2. 前記第１および第２のシーケンスロジックセクションに結合された適応ロジックセクションをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
3. 前記第１のファンコイルの前記第１の端部および前記第２のファンコイルの前記第１の端部に一端が結合され、前記第１のシーケンスロジックセクションおよび前記第２のシーケンスロジックセクションに他端が結合された磁気センサをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
4. 前記第１および第２のシーケンスロジックセクションは、前記第１および第２のセグメント内のすべての前記トランジスタを、逐次的に動作状態にし、非動作状態にすることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
5. 前記第１のコイルおよび前記第２のコイルに結合された電圧レギュレータをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
6. 前記立ち上がり時間および前記立ち下がり時間の制御は、インダクタ（Ｌ）／抵抗（Ｒ）時定数を使用して達成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
7. 前記立ち上がり時間および前記立ち下がり時間は、プログラム可能であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
8. 少なくとも１つのトランジスタセグメントを少なくとも１つのモータコイルに結合するステップであって、それぞれの前記トランジスタセグメントは、複数のトランジスタを有するステップと、
   前記トランジスタセグメントの前記トランジスタを逐次的に動作状態にし、それによって前記コイル中の電流フローを逐次的に増大させるステップであって、前記逐次的に動作状態にすることは、ターンオンウィンドウ内で行われるステップと、
   前記トランジスタセグメントの前記トランジスタを逐次的に非動作状態にし、それによって前記コイル中の電流フローを逐次的に減少させるステップであって、前記逐次的に非動作状態にすることは、ターンオフウィンドウ内で行われるステップと、
   前記ターンオンウィンドウおよび前記ターンオフウィンドウを処理して、線形制御された立ち上がり時間および線形制御された立ち下がり時間を提供するステップと
   を含むことを特徴とするモータを制御するための方法。
9. 他のトランジスタセグメントについて前記逐次的に動作状態にし逐次的に非動作状態にするステップを反復するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記線形制御された立ち上がり時間は、前記線形制御された立ち下がり時間と異なることを特徴とする請求項８に記載の方法。
11. 前記線形制御された立ち上がり時間および前記線形制御された立ち下がり時間は、全繰り返し周期のある割合であることを特徴とする請求項８に記載の方法。
12. 前記トランジスタセグメント内の前記トランジスタの多くは、プログラム可能であることを特徴とする請求項８に記載の方法。
13. 前記処理するステップは、スルークロックのクロックサイクル数に基づくことを特徴とする請求項８に記載の方法。
14. 第１のセグメントの前記トランジスタのうちのいずれかを第２のセグメントの前記トランジスタのうちのいずれかと同時に動作状態にすることを防止するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
15. 異なるモータに電子的に適応する方法をさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
16. ＤＣモータを制御するための装置であって、
    前記モータに結合された磁気センサと、
    前記磁気センサに結合された少なくとも１つのシーケンスロジックセクションと、
    前記シーケンスロジックセクションのそれぞれに結合されたトランジスタセグメントであって、各セグメント内に複数のトランジスタを有するトランジスタセグメントと、
    少なくとも１つの前記トランジスタセグメントに結合された少なくとも１つのモータコイルと
    を備え、
    前記コイルのそれぞれのコイル電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間は、線形制御される
    ことを特徴とする装置。
17. 前記シーケンスロジックセクションのそれぞれに結合された適応制御ロジックセクションをさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. 前記磁気センサ、前記少なくとも１つのシーケンスロジックセクション、前記トランジスタセグメント、および前記適応制御ロジックセクションは、単一のチップに一体化されていることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
19. 単一のコイルに結合された４つの前記トランジスタセグメントを有する完全ブリッジ構成をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
20. 前記トランジスタは、電界効果トランジスタおよびバイポーラトランジスタからなる少なくとも１つの群から選択されることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
    

Images