JP2007059810A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 コンデンサに対する充放電の際にコンデンサから発生する騒音を低減することができる電源装置を提供する。
【解決手段】 コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、プラスチックケース５６内に実装され、互いの距離が（１／２）×λ×（２ｎ−１）となるように配置される。λは、コンデンサＣ２１，Ｃ２２から発生するキャリア騒音の波長であり、キャリア周波数ｆｃと伝搬速度Ｖとに基づいてλ＝Ｖ／ｆｃの関係式を用いて算出される。すなわち、コンデンサＣ２１，Ｃ２２間の距離がキャリア騒音の半波長の奇数倍となるように、プラスチックケース５６内にコンデンサＣ２１，Ｃ２２が配置される。
【選択図】 図５

Description

この発明は、電源装置に関し、特に、電源ラインに接続されるコンデンサモジュールに含まれるコンデンサの配置構造に関する。

近年、環境問題を背景に、電気自動車（Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）などの電動車両が注目されている。電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。また、ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

特開２００５−３３９３４号公報（特許文献１）は、このような電動車両に搭載されるインバータの直流回路部に用いられるコンデンサの接続構造を開示する。このインバータのコンデンサ接続構造では、インバータ、コンデンサおよびバッテリから構成されるインバータシステムにおいて、間隔をおいて平行に配置される導電部材２０，３０が備えられる。

導電部材３０の一端は、コンデンサの電極端子に接続され、他端は、インバータの電極端子に接続される。導電部材２０の一端は、導電部材３０の一端に接続され、他端は、電源線を介してバッテリに接続される。

このインバータのコンデンサ接続構造によれば、インバータから発生するノイズ電流の中で大きな強度を持つ周波数成分がコンデンサで吸収される。その結果、電源線へのノイズ電流の流れ込みが抑制され、電源線の作るループから発生する放射性ノイズが抑制される（特許文献１参照）。
特開２００５−３３９３４号公報 特開２００３−３２４０３０号公報 特開２０００−２３２０３０号公報

上記の電気自動車やハイブリッド自動車などの電動車両においては、高い静粛性が要求される。そして、このような電動車両における騒音源の一つに、電源系に設けられるコンデンサ（直流電源ラインの電圧変動を抑制するために一般的に設けられている。）から発生する騒音がある。すなわち、インバータや直流電源とインバータとの間に設けられる昇圧コンバータなどのスイッチング動作に応じてコンデンサが充放電され、その充放電に応じてコンデンサが振動し、コンデンサから騒音が発生する。

上記の特開２００５−３３９３４号公報に開示されるコンデンサの接続構造は、バッテリに接続される電源線の作るループから発生する放射性ノイズを抑制するにすぎず、コンデンサに対する充放電の際にコンデンサから発生する騒音を低減することはできない。

そこで、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、コンデンサに対する充放電の際にコンデンサから発生する騒音を低減することができる電源装置を提供することである。

この発明によれば、電源装置は、キャリア信号のキャリア周波数に応じてスイッチング素子が動作する電圧変換装置と、電圧変換装置が接続される電源線に接続され、キャリア周波数に基づいて配置された複数のコンデンサを含むコンデンサモジュールとを備える。

好ましくは、複数のコンデンサは、キャリア周波数に基づいて設定された間隔をおいて配置される。

好ましくは、複数のコンデンサは、スイッチング素子のオン／オフ動作に応じてなされる充放電の際に各々が周囲に発生する音波を隣接するコンデンサで打消し合うように配置される。

さらに好ましくは、隣接するコンデンサ間の距離は、キャリア周波数とコンデンサモジュール内における音波の伝搬速度とから算出される波長に基づいて設定される。

好ましくは、複数のコンデンサは、行列状に配置される。
好ましくは、電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を昇圧して電源線に供給する昇圧コンバータを含む。

また、好ましくは、電圧変換装置は、電源線の直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷へ出力するインバータを含む。

この発明による電源装置においては、電圧変換装置のスイッチング素子がオン／オフ動作すると、コンデンサモジュールに含まれる複数のコンデンサの各々において電圧変換装置のキャリア信号のキャリア周波数に応じた充放電が行なわれ、複数のコンデンサの各々からキャリア周波数に応じた音（キャリア騒音）が発生する。ここで、複数のコンデンサは、そのキャリア周波数に基づいて配置されるので、コンデンサ間の距離をキャリア周波数に基づいて適切に設定することにより、隣接するコンデンサ間でキャリア騒音を打消し得る。

したがって、この発明による電源装置によれば、コンデンサモジュール全体としてのキャリア騒音が低減される。その結果、コンデンサに対する充放電の際にコンデンサモジュールから発生する騒音を低減することができる。

また、この電源装置においては、コンデンサモジュールに含まれる複数のコンデンサは行列状に配置されるので、複数のコンデンサを一列に配置する場合に比べて、隣接するコンデンサの組合わせを多くすることができる。

したがって、この電源装置によれば、各コンデンサが発生するキャリア騒音がより多く打消され、その結果、コンデンサモジュールＣ２に対する充放電の際にコンデンサモジュールから発生する騒音を大幅に低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電源装置の概略ブロック図である。図１を参照して、電源装置１００は、蓄電装置Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、コンデンサモジュールＣ１，Ｃ２と、電源ラインＰＬ１，ＰＬ２と、接地ラインＳＬと、電圧センサ４２，４４と、制御装置３０とを備える。そして、Ｕ相ラインＵＬ，Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬを介してモータジェネレータＭＧがインバータ２０に接続され、モータジェネレータＭＧはこの電源装置１００から電力を受けて駆動される。

蓄電装置Ｂの正極は、電源ラインＰＬ１に接続され、蓄電装置Ｂの負極は、接地ラインＳＬに接続される。コンデンサモジュールＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間に接続される。

昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬと、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に直列に接続される。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。そして、リアクトルＬの一端は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続され、その他端は、電源ラインＰＬ１に接続される。

なお、上記のｎｐｎ型トランジスタおよび以下の本明細書中のｎｐｎ型トランジスタとして、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができ、また、ｎｐｎ型トランジスタに代えてパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field-effect transistor）等の電力スイッチング素子を用いることができる。

コンデンサモジュールＣ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に接続される。インバータ２０は、電源ラインＰＬ２および接地ラインＳＬとＵ相ラインＵＬ，Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬとの間に配設される。

蓄電装置Ｂは、充放電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電装置Ｂは、直流電力を昇圧コンバータ１０へ出力する。また、蓄電装置Ｂは、昇圧コンバータ１０によって充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量キャパシタや燃料電池（Fuel Cell）などを用いてもよい。

電圧センサ４２は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出した電圧ＶＢを制御装置３０へ出力する。コンデンサモジュールＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。

コンデンサモジュールＣ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ４４は、コンデンサモジュールＣ２の端子間電圧、すなわち接地ラインＳＬに対する電源ラインＰＬ２の電圧ＶＨを検出し、その検出した電圧ＶＨを制御装置３０へ出力する。

昇圧コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、蓄電装置Ｂから受ける直流電圧をリアクトルＬを用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧を電源ラインＰＬ２へ出力する。より具体的には、昇圧コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のスイッチング動作に応じて流れる電流をリアクトルＬに磁場エネルギーとして蓄積することによって蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧する。そして、昇圧コンバータ１０は、その昇圧した昇圧電圧をｎｐｎ型トランジスタＱ２がオフされたタイミングに同期してダイオードＤ１を介して電源ラインＰＬ２へ出力する。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、電源ラインＰＬ２から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧへ出力する。これにより、モータジェネレータＭＧは、指定されたトルクを発生するように駆動される。

モータジェネレータＭＧは、３相交流電動機であり、たとえば３相交流同期電動機から成る。モータジェネレータＭＧは、インバータ２０から受ける３相交流電圧によって駆動トルクを発生する。

制御装置３０は、モータジェネレータＭＧのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサ４２からの電圧ＶＢ、ならびに電圧センサ４４からの電圧ＶＨに基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。

また、制御装置３０は、電圧ＶＨならびにモータジェネレータＭＧのモータ電流ＭＣＲＴおよびトルク指令値ＴＲに基づいて、インバータ２０を駆動するための信号ＰＷＩを生成し、その生成した信号ＰＷＩをインバータ２０へ出力する。

図２は、図１に示した制御装置３０における昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、インバータ入力電圧指令演算部７２と、フィードバック電圧指令演算部７４と、デューティー比演算部７６と、ＰＷＭ信号変換部７８とを含む。

インバータ入力電圧指令演算部７２は、モータジェネレータＭＧのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）すなわち電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部７４へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部７４は、電圧センサ４４からの電圧ＶＨと、インバータ入力電圧指令演算部７２からの電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍとに基づいて、昇圧コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨを電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍに制御するためのフィードバック電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比演算部７６へ出力する。

デューティー比演算部７６は、電圧センサ４２からの電圧ＶＢと、フィードバック電圧指令演算部７４からのフィードバック電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧ＶＨを電圧指令ＶＨ＿ｃｏｍに制御するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比をＰＷＭ信号変換部７８へ出力する。

ＰＷＭ信号変換部７８は、デューティー比演算部７６によって演算されたデューティー比に基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

なお、下アームのｎｐｎ型トランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬにおける電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上アームのｎｐｎ型トランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインＰＬ２の電圧が下がる。そこで、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインＰＬ２の電圧を蓄電装置Ｂの電圧ＶＢ以上の任意の電圧に制御することができる。

図３は、図２に示したＰＷＭ信号変換部７８による信号ＰＷＣの生成方法を説明するための波形図である。図３を参照して、三角波信号ｋ１は、ＰＷＭ信号変換部７８により生成されるキャリア信号であり、キャリア周波数ｆｃ＝１／Ｔｃを有する。このキャリア周波数ｆｃは、たとえば数ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度である。信号ｋ２は、デューティー比演算部７６から受けるデューティー比に応じて変化する信号であり、デューティー比が高いほど信号レベルが高くなる。

ＰＷＭ信号変換部７８は、信号ｋ２を三角波信号ｋ１と比較し、信号ｋ２と三角波信号ｋ１との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の信号ＰＷＣを生成する。そして、ＰＷＭ信号変換部７８は、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力し、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２は、その信号ＰＷＣに応じてスイッチングを行なう。

このように、昇圧コンバータ１０は、キャリア信号（三角波信号ｋ１）のキャリア周波数ｆｃでｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングを行なう。そして、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングに応じてコンデンサモジュールＣ１，Ｃ２の充放電が行なわれる。すなわち、キャリア周波数ｆｃでコンデンサモジュールＣ１，Ｃ２の充放電が行なわれる。

図４は、図１に示したコンデンサモジュールＣ２の詳細回路図である。図４を参照して、コンデンサモジュールＣ２は、２つのコンデンサＣ２１，Ｃ２２を含む。コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、電源ラインＰＬ２に接続される端子５２と接地ライン５４に接続される端子５４との間に並列に接続される。

図５は、図４に示したコンデンサモジュールＣ２の平面実装図である。図５を参照して、コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、たとえばフィルムコンデンサやセラミックコンデンサなどから成り、プラスチックケース５６内に実装される。そして、コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、互いの距離が（１／２）×λ×（２ｎ−１）となるようにプラスチックケース５６内に配置される。

ここで、λは、コンデンサＣ２１，Ｃ２２から発生するキャリア騒音の波長、すなわち、キャリア周波数ｆｃでコンデンサＣ２１，Ｃ２２が充放電するときにコンデンサＣ２１，Ｃ２２が発生する音波の波長であり、キャリア周波数ｆｃとプラスチックケース５６内における音波の伝搬速度Ｖとに基づいてλ＝Ｖ／ｆｃの関係式を用いて算出される。なお、ｎは自然数である。

すなわち、コンデンサＣ２１，Ｃ２２間の距離がキャリア音の半波長の奇数倍となるように、プラスチックケース５６内にコンデンサＣ２１，Ｃ２２が配置される。

図６は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２間でキャリア騒音が打消される様子を示す図である。図６を参照して、横軸は、コンデンサＣ２１のコンデンサＣ２２との対向面からコンデンサＣ２２のコンデンサＣ２１との対向面までの距離を示し、曲線ｋ３，ｋ４は、それぞれコンデンサＣ２１，Ｃ２２から発生するキャリア騒音の波形を示す。

図に示されるように、コンデンサＣ２１，Ｃ２２間の距離がキャリア騒音の半波長の奇数倍となるようにコンデンサＣ２１，Ｃ２２を配置することによって、コンデンサＣ２１から発生するキャリア騒音とコンデンサＣ２２から発生するキャリア騒音とがコンデンサＣ２１，Ｃ２２間において打消し合う。

以上のように、この実施の形態１によれば、隣接するコンデンサＣ２１，Ｃ２２間でキャリア騒音が打消されるので、コンデンサモジュールＣ２全体としてのキャリア騒音が低減される。その結果、コンデンサモジュールＣ２に対する充放電の際にコンデンサモジュールＣ２から発生する騒音を低減することができる。

なお、上記においては、コンデンサモジュールＣ２の構成について代表的に説明したが、コンデンサモジュールＣ１についても同様の構成とすることにより、コンデンサモジュールＣ１から発生するキャリア騒音も低減することができる。

［実施の形態２］
実施の形態２は、実施の形態１とコンデンサモジュールの構成が異なる。実施の形態２による電源装置の全体構成は、図１に示した電源装置１００と同じである。

図７は、実施の形態２による電源装置におけるコンデンサモジュールＣ２の詳細回路図である。図７を参照して、コンデンサモジュールＣ２は、４つのコンデンサＣ２１〜Ｃ２４を含む。コンデンサＣ２１〜Ｃ２４は、電源ラインＰＬ２に接続される端子５２と接地ライン５４に接続される端子５４との間に並列に接続される。

図８は、図７に示したコンデンサモジュールＣ２の平面実装図である。図８を参照して、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４は、プラスチックケース５６内に行列状に配置され、かつ、隣接するコンデンサ間の距離が（１／２）×λ×（２ｎ−１）となるように配置される。

すなわち、コンデンサＣ２１，Ｃ２２間およびコンデンサＣ２３，Ｃ２４間、ならびにコンデンサＣ２１，Ｃ２３間およびコンデンサＣ２２，Ｃ２４間の各々の距離がキャリア音の半波長の奇数倍となるように、プラスチックケース５６内にコンデンサＣ２１〜Ｃ２４が行列状に配置される。

このように４つのコンデンサＣ２１〜Ｃ２４を行列状に配置することにより、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４の各々において、隣接する２つのコンデンサとキャリア騒音を打消し合うので、コンデンサモジュールＣ２全体としてのキャリア音を大幅に低減することができる。

これに対し、たとえばコンデンサＣ２１〜Ｃ２４を一列に配置すると、両端のコンデンサにおいては、隣接する１つのコンデンサ間でのみしかキャリア騒音を打消し合わない。したがって、図８に示されるように、複数のコンデンサを行列状に配置する方がコンデンサモジュールＣ２全体としてのキャリア騒音を低減することができる。

以上のように、この実施の形態２によれば、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４を行列状に配置することにより、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４を一列に配置する場合に比べて、各コンデンサが発生するキャリア騒音をより多く打消すことができる。その結果、コンデンサモジュールＣ２に対する充放電の際にコンデンサモジュールＣ２から発生する騒音を大幅に低減することができる。

なお、上記においても、コンデンサモジュールＣ２の構成について代表的に説明したが、コンデンサモジュールＣ１についても同様の構成とすることにより、コンデンサモジュールＣ１から発生するキャリア音も大幅に低減することができる。

なお、上記の各実施の形態１，２においては、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃに基づいてコンデンサモジュールＣ１，Ｃ２に含まれるコンデンサ間の配置距離を設定するものとしたが、インバータ２０のキャリア周波数ｆｉに基づいて、コンデンサモジュールＣ２におけるコンデンサ間の配置距離を設定してもよい。

図９は、図１に示したインバータ２０を駆動するための信号ＰＷＩの生成方法を説明するための波形図である。なお、この図９では、Ｕ相に対応する信号ＰＷＩの生成方法について代表的に示され、その他のＶ，Ｗ各相についても同様にして生成される。図９を参照して、三角波信号ｋ５は、キャリア信号であり、キャリア周波数ｆｉ＝１／Ｔｉを有する。曲線ｋ６は、Ｕ相電圧指令信号である。

制御装置３０は、曲線ｋ６を三角波信号ｋ５と比較し、曲線ｋ６と三角波信号ｋ５との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の信号ＰＷＩを生成する。そして、制御装置３０は、その生成した信号ＰＷＩをインバータ２０へ出力し、インバータ２０は、その信号ＰＷＩに応じてスイッチングを行なう。

このように、インバータ２０は、キャリア信号（三角波信号ｋ５）のキャリア周波数ｆｉに応じたスイッチング周波数でスイッチング動作を行なう。そして、インバータ２０のスイッチング動作に応じてコンデンサモジュールＣ２の充放電が行なわれる。すなわち、キャリア周波数ｆｉに応じてコンデンサモジュールＣ２の充放電が行なわれる。

そして、このインバータ２０のキャリア周波数ｆｉとプラスチックケース５６内における音波の伝搬速度Ｖとに基づいてλ＝Ｖ／ｆｉの関係式を用いてキャリア騒音の波長を算出し、コンデンサモジュールＣ２内において隣接するコンデンサ間の距離を（１／２）×λ×（２ｎ−１）に設定することにより、インバータ２０のスイッチング動作に起因したキャリア騒音を低減することができる。

なお、信号ＰＷＩの周波数は、相電圧指令に応じて変化し、キャリア周波数ｆｉに固定されるものではないが、キャリア周波数ｆｉを中心として変化するので、少なくともキャリア周波数ｆｉ近傍の特定のキャリア騒音を低減することができる。

なお、上記の実施の形態１，２においては、それぞれコンデンサモジュールが２個および４個のコンデンサから成るものとしたが、コンデンサモジュールに含まれるコンデンサの数は、これらに限定されるものではない。そして、できるだけ多くのコンデンサと隣接するように複数のコンデンサを配置することにより、コンデンサモジュール全体としてのキャリア騒音の低減効果を大きくすることができる。

また、上記においては、複数のコンデンサは電源ラインと接地ラインとの間に並列に接続されるものとしたが、複数のコンデンサが直列に接続される場合についてもこの発明を適用し得る。

また、上記においては、隣接するコンデンサの対向面間の距離をキャリア周波数に基づいて設定するものとしたが、各コンデンサを点音源とみなして、隣接するコンデンサの中心間の距離をキャリア周波数に基づいて設定してもよい。

なお、上記において、昇圧コンバータ１０またはインバータ２０は、この発明における「電圧変換装置」に対応し、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４は、この発明における「複数のコンデンサ」に対応する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による電源装置の概略ブロック図である。 図１に示す制御装置における昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 図２に示すＰＷＭ信号変換部による信号ＰＷＣの生成方法を説明するための波形図である。 図１に示すコンデンサモジュールの詳細回路図である。 図４に示すコンデンサモジュールの平面実装図である。 コンデンサ間でキャリア騒音が打消される様子を示す図である。 実施の形態２による電源装置におけるコンデンサモジュールの詳細回路図である。 図７に示すコンデンサモジュールの平面実装図である。 図１に示すインバータを駆動するための信号ＰＷＩの生成方法を説明するための波形図である。

符号の説明

１０ 昇圧コンバータ、２０ インバータ、３０ 制御装置、４２，４４ 電圧センサ、５２，５４ 端子、７２ インバータ入力電圧指令演算部、７４ フィードバック電圧指令演算部、７６ デューティー比演算部、７８ ＰＷＭ信号変換部、１００ 電源装置、Ｂ 蓄電装置、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサモジュール、ＰＬ１，ＰＬ２ 電源ライン、ＳＬ 接地ライン、Ｌ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２ ｎｐｎ型トランジスタ、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、ＭＧ モータジェネレータ、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン、Ｃ２１〜Ｃ２４ コンデンサ。

Claims (7)

1. キャリア信号のキャリア周波数に応じてスイッチング素子が動作する電圧変換装置と、
   前記電圧変換装置が接続される電源線に接続され、前記キャリア周波数に基づいて配置された複数のコンデンサを含むコンデンサモジュールとを備える電源装置。
2. 前記複数のコンデンサは、前記キャリア周波数に基づいて設定された間隔をおいて配置される、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記複数のコンデンサは、前記スイッチング素子のオン／オフ動作に応じてなされる充放電の際に各々が周囲に発生する音波を隣接するコンデンサで打消し合うように配置される、請求項１または請求項２に記載の電源装置。
4. 前記隣接するコンデンサ間の距離は、前記キャリア周波数と前記コンデンサモジュール内における前記音波の伝搬速度とから算出される波長に基づいて設定される、請求項３に記載の電源装置。
5. 前記複数のコンデンサは、行列状に配置される、請求項３または請求項４に記載の電源装置。
6. 前記電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を昇圧して前記電源線に供給する昇圧コンバータを含む、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記電圧変換装置は、前記電源線の直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷へ出力するインバータを含む、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。

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