JP2007049463A - パルス幅変調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 マルチチャンネルタイプのオーディオ装置等に適用可能であり、かつ単安定マルチバイブレータを用いた新規な構成のパルス幅変調回路を提供する。
【解決手段】 本願発明のパルス幅変調回路は、オーディオ信号をパルス幅変調してその変調信号を出力するものであって、一定の周波数を有するトリガーパルス信号に同期させて出力パルスを発生させる単安定マルチバイブレータ回路１と、単安定マルチバイブレータ回路１に対して一定の充電電流を供給する定電流回路２と、を備えている。単安定マルチバイブレータ回路１は、定電流回路２から供給される一定の充電電流によって充電する充電用コンデンサＣ１と、入力されるオーディオ信号の電位を充電用コンデンサＣ１による充電開始時又は終了時の基準電位とし、充電用コンデンサＣ１による充電時間に基づいて出力パルスのパルス幅を変化させる第１及び第２トランジスタＱ１，Ｑ２とを有する。
【選択図】 図１

Description

本願発明は、オーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路に関するものである。

従来、例えばオーディオアンプでは、オーディオ信号をパルス幅変調してその変調信号を出力するパルス幅変調回路が用いられている。そして、このパルス幅変調回路としては、図１３に示すように、無安定マルチバイブレータを用いた回路が知られている。

同図に示すパルス幅変調回路は、定電流ｉを出力する定電流部Ｋと、充電用コンデンサＣ１１（後述）に定電流ｉの一部ｉ₁を充電電流として供給する抵抗ｒ１とトランジスタＱ１１とからなる第１電流供給回路と、第２コンデンサＣ１２（後述）に定電流ｉの残りｉ₂（＝ｉ−ｉ₁）を充電電流として供給する抵抗ｒ２とトランジスタＱ１２とからなる第２電流供給回路と、第１トランジスタＱ１３のコレクタと第２トランジスタＱ１４のベースとが充電用コンデンサＣ１１とで結合されるとともに、第２トランジスタＱ１４のコレクタと第１トランジスタＱ１３のベースとが第２コンデンサＣ１２とで結合された無安定マルチバイブレータからなるパルス信号生成部と、によって大略構成されている。

上記構成によると、第１電流供給回路のトランジスタＱ１１のベースにオーディオ出力源ＡＵからのオーディオ信号（変調信号）が入力されることにより、充電用コンデンサＣ１１の充電電流ｉ₁と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ₂との電流比ｋ（＝ｉ₂／ｉ₁）が変化されてパルス信号生成部から発生されるパルス信号のパルス幅変調が行われる。

このパルス幅変調回路は、第１及び第２電流供給回路（差動増幅回路）に対して定電流回路Ｋから定電流ｉが供給されており、トランジスタＱ１１のベースに入力されるオーディオ信号のレベル変動に応じて充電用コンデンサＣ１１に供給される電流ｉ₁と第２コンデンサＣ１２に供給される電流ｉ₂とがｉ₁＋ｉ₂＝ｉの関係を保持しながら変化するようになっている。電流ｉ₁，ｉ₂による第１及び第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電動作によって第１トランジスタＱ１３と第２トランジスタＱ１４とが交互にオン・オフをするため、オーディオ信号に基づいて充電電流ｉ₁，ｉ₂の電流比ｋが変化し、この電流比ｋの変化に応じて第２トランジスタＱ１４のオン期間とオフ期間とが変化するようになっている。すなわち、オーディ信号の振幅の変化に応じて第２トランジスタＱ１４のコレクタ端子から出力されるパルス信号のパルス幅が変化するようになっている。

図１３に示す無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路は、オーディオ信号のレベルの変化に応じてパルス幅が変化するものの、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス周期も変化するという特性を有する。

特許第３５９１５１９号公報

しかしながら、このような無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路では、これをステレオタイプのオーディオ装置あるいはマルチチャンネルタイプのオーディオ装置に用いた場合、下記に示す問題点があった。

すなわち、例えばマルチチャンネルタイプのオーディオ装置に、上記パルス幅変調回路を適用した場合には、上記パルス幅変調回路をチャンネルごとに複数個用意する必要があるのであるが、無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路では、それぞれが固有の周波数で独立して動作するため、パルス幅変調回路間においてグランド電位を共通にした場合、互いの周波数同士で干渉が生じてしまうことがある。

例えば一のパルス幅変調回路では約４００ｋＨｚの周波数で動作し、他のパルス幅変調回路では約４０１ｋＨｚの周波数で動作する場合、両周波数間で干渉が生じ、スピーカ等から外部に出力される音声信号には両周波数の差である約１ｋＨｚの可聴領域の音声が出力されてしまうことがあった。そのため、良好な音声信号が出力されず、マルチチャンネルタイプのオーディオ装置等に上記無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路を適用することは音質等の点で困難であった。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、マルチチャンネルタイプのオーディオ装置等に適用可能であり、かつ単安定マルチバイブレータを用いた新規な構成のパルス幅変調回路を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明によって提供されるパルス幅変調回路は、オーディオ信号をパルス幅変調してその変調信号を出力するパルス幅変調回路であって、一定の周波数を有するトリガーパルス信号に同期させて出力パルスを発生させる単安定マルチバイブレータ回路と、前記単安定マルチバイブレータ回路に対して一定の充電電流を供給する定電流回路と、を備え、前記単安定マルチバイブレータ回路は、前記定電流回路から供給される一定の充電電流によって充電する充電手段と、入力される前記オーディオ信号の電位を前記充電手段による充電開始時又は終了時の基準電位とし、前記充電手段による充電時間に基づいて前記出力パルスのパルス幅を変化させるパルス幅変調手段と、を有することを特徴としている（請求項１）。

この構成によれば、単安定マルチバイブレータ回路では、トリガーパルス信号が入力されると、それに同期して出力パルスが発生される。このとき、単安定マルチバイブレータ回路では、定電流回路からの一定の充電電流によって充電が行われ、この充電時間に基づいて出力パルスのパルス幅が変化される。充電の際には、入力されるオーディオ信号の電位が充電開始時又は終了時の基準電位となるので、オーディオ信号に応じたパルス幅の出力パルスをパルス幅変調信号として出力することができる。

このように、単安定マルチバイブレータ回路は例えば外部からのトリガーパルス信号によって動作するため、例えばステレオタイプやマルチチャンネルタイプのオーディオ装置等にパルス幅変調回路が用いられる場合には、上述したパルス幅変調回路をチャンネル数だけ複数回路設け、各回路にトリガーパルス信号を入力すればよい。つまり、このトリガーパルス信号をいわゆるマスタークロックとして用いることができるため、各パルス幅変調回路を同一の周波数で動作させることができる。したがって、従来の無安定バイブレータを用いたパルス幅変調回路にように周波数同士が干渉して可聴帯域の音声信号がスピーカ等から出力されるといったことを防止することができる。

また、本願発明のパルス幅変調回路において、前記パルス幅変調手段は、少なくとも２つのスイッチング素子を有し、前記充電手段による充放電動作に基づいて前記各スイッチング素子が交互にオン、オフ動作することにより前記出力パルスを生成するとよい（請求項２）。

また、本願発明のパルス幅変調回路において、正電圧及び負電圧を出力する電源回路を備え、少なくとも一方の前記スイッチング素子の出力端における電圧レベルを正電圧又は負電圧に反転させる際、前記電源回路の出力と当該スイッチング素子の出力端とを導通させる導通手段が設けられているとよい（請求項３）。

また、本願発明のパルス幅変調回路において、前記定電流回路は、複数のスイッチング素子を有するカレント・ミラー回路からなるとよい（請求項４）。

また、本願発明のパルス幅変調回路において、前記オーディオ信号のレベルを調整するレベル調整回路を備え、前記単安定マルチバイブレータ回路は、前記レベル調整回路によってレベルが調整された後の前記オーディオ信号を入力するとよい（請求項５）。

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、本願発明の第１実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。

このパルス幅変調回路は、例えばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するものである。このパルス幅変調回路は、トリガーパルス信号を出力するトリガーパルス発信器ＴＰに接続された単安定マルチバイブレータ回路１と、単安定マルチバイブレータ回路１の充電用コンデンサＣ１（後述）に一定の充電電流を供給するための定電流回路２と、オーディオ信号を発生させるオーディオ信号発生源ＡＵに接続されたレベル調整回路３とを備えている。レベル調整回路３は、単安定マルチバイブレータ回路１に接続され、単安定マルチバイブレータ回路１に対してレベル調整したオーディオ信号を供給する。

図１を参照すると、トリガーパルス発信器ＴＰの正極側には、第１ダイオードＤ１のカソードが接続され、トリガーパルス発信器ＴＰの負極側はグランド電位に接続されている。トリガーパルス発信器ＴＰは、図２(a) のＡ点波形に示すように、一定の周波数（例えば４００ｋＨｚ）を有するトリガーパルス信号を単安定マルチバイブレータ回路１に出力するものであり、このトリガーパルス信号は、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より比較的長くなるように設定されている。第１ダイオードＤ１は、トリガーパルス発信器ＴＰからのトリガーパルス信号のうちＬレベルの状態を単安定マルチバイブレータ回路１に引き込みやすくするためのものである。

第１ダイオードＤ１のアノード側には、単安定マルチバイブレータ回路１の接続点Ｂ（図１参照）が接続されているとともに、抵抗Ｒ１を介して正電圧供給源４が接続されている。正電圧供給源４は、例えば＋５Ｖを各回路に対して供給するものである。

単安定マルチバイブレータ回路１は、トリガーパルス発信器ＴＰからのトリガーパルス信号に同期させてパルス幅変調信号としての出力パルスを発生させる回路であり、オーディオ信号に応じて充電用コンデンサＣ１による充電時間を変化させることによってパルス幅を変化させ、それをパルス幅変調信号として出力端子ＯＵＴ（図１のＤ点参照）から出力するものである。

単安定マルチバイブレータ回路１は、スイッチング素子としての第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１のオン、オフ動作に対して交互にオン、オフ動作する同じくスイッチング素子としての第２トランジスタＱ２と、定電流回路２からの充電電流を蓄積するための充電用コンデンサＣ１と、第１トランジスタＱ１のベース電圧制限用の抵抗Ｒ３とを備えている。

第１トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型トランジスタであって、後述するように、トリガーパルス信号のＬレベルの状態が入力され、充電用コンデンサＣ１による充電が開始されるときオン動作し、充電用コンデンサＣ１において蓄積された充電電荷に基づいて第２トランジスタＱ２がオン状態になるときオフ動作するものである。第１トランジスタＱ１のコレクタには、接続点Ｂが接続されているとともに、充電用コンデンサＣ１の一端が接続されている。

第１トランジスタＱ１のベースには、抵抗Ｒ４を介して負電圧供給源５が接続されているとともに、抵抗Ｒ３を介して出力端子ＯＵＴが接続されている。負電圧供給源５は、各回路に対して例えば−５Ｖを供給するものである。出力端子ＯＵＴには、例えば図示しないドライバ回路が接続され、出力端子ＯＵＴからパルス幅変調信号が出力される。

充電用コンデンサＣ１は、定電流回路２から供給される一定の充電電流に基づいて充電を行い、この充電電荷に基づいて第１及び第２トランジスタＱ１，Ｑ２をオン、オフ動作させるものである。充電用コンデンサＣ１の他端（図１のＣ点参照）には、第２トランジスタＱ２のベースが接続されている。

第２トランジスタＱ２は、ＮＰＮ型トランジスタであって、充電用コンデンサＣ１において蓄積された充電電荷に基づいてオン動作し、トリガーパルス信号のＬレベルの状態が入力されるときオフ動作するものである。第２トランジスタＱ２のコレクタには、このパルス幅変調回路の出力端子ＯＵＴが接続されているとともに、電流制限用の抵抗Ｒ２を介して正電圧供給源４に接続されている。

第２トランジスタＱ２のベースには、定電流回路２が接続されている。定電流回路２は、一定の充電電流を生成し、それを単安定マルチバイブレータ回路１の充電用コンデンサＣ１に対して供給するものである。一定の充電電流は、例えば第１トランジスタＱ１がオン状態であって、第２トランジスタＱ２がオフ状態のとき、図１に示す充電経路Ｌを流れて、充電用コンデンサＣ１に供給される。

定電流回路２は、第３トランジスタＱ３及び第４トランジスタＱ４によるカレント・ミラー回路によって構成されている。すなわち、第３及び第４トランジスタＱ３，４は、それぞれＰＮＰ型トランジスタであって、各エミッタが互いに正電圧供給源４に接続されている。第３及び第４トランジスタＱ３，Ｑ４は、そのベース同士が接続され、その接続点と第４トランジスタＱ４のコレクタが接続され、第４トランジスタＱ４のコレクタは、抵抗Ｒ５を介してグランド電位に接続されている。一方、第３トランジスタＱ３のコレクタは、上述した第２トランジスタＱ２のベースに接続されている。

また、第２トランジスタＱ２のベースには、レベル調整回路３が接続されている。レベル調整回路３は、オーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号を所定のレベルに調整するための回路である。オーディオ信号発生源ＡＵの正極側には、レベル調整回路３のバイパスコンデンサＣ２の一端が接続されている。バイパスコンデンサＣ２は、オーディオ信号発生源ＡＵから出力されるオーディオ信号の直流分をカットするものである。

バイパスコンデンサＣ２の他端は、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７の接続点Ｇ（図１参照）に接続されている。抵抗Ｒ６は、正電圧供給源４に接続される一方、抵抗Ｒ７は、負電圧供給源５に接続され、これら抵抗Ｒ６，Ｒ７は、接続点Ｇにおけるオーディオ信号のバイアス電圧を決定している。

また、接続点Ｇには、第５トランジスタＱ５のベースが接続されている。第５トランジスタＱ５は、ＮＰＮ型トランジスタであって、オーディオ信号を増幅するためのものである。第５トランジスタＱ５のコレクタは、正電圧供給源４に接続され、第５トランジスタＱ５のエミッタ（図１のＦ点参照）は、抵抗Ｒ８を介して負電圧供給源５に接続されているとともに、第２ダイオードＤ２のアノードに接続されている。そして、第２ダイオードＤ２のカソードは、上述した第２トランジスタＱ２のベース（図１のＣ点参照）に接続されている。第２ダイオードＤ２は、逆電流防止用のダイオードであり、レベル調整回路３によってレベル調整されたオーディオ信号を単安定マルチバイブレータ１に供給するためのものである。

オーディオ信号発生源ＡＵから発生されたオーディオ信号は、バイパスコンデンサＣ２によってその直流分がカットされ、抵抗Ｒ６，Ｒ７によってそのバイアス電圧が決定される。その後、オーディオ信号の交流成分は、第５トランジスタＱ５によって増幅されて、第２ダイオードＤ２を介して第２トランジスタＱ２のベースに供給される。

次に、上記回路構成における作用を、図２に示すタイミングチャートを参照して説明する。なお、下記説明においてＨレベルの電位は例えば＋５Ｖに、Ｌレベルの電位は例えば０Ｖにそれぞれ設定されている。

図２(a) に示すように、トリガーパルス発信器ＴＰからトリガーパルス信号が図１の点Ａに出力され、トリガーパルス信号がＬレベルの状態に立ち下がると（図２(a) のｔ１参照）、ダイオードＤ１のカソード側（アクティブＬＯＷ）は、ＨレベルからＬレベルになるとともに、第１トランジスタＱ１のコレクタ（図１のＢ点参照）もダイオードＤ１を通して瞬時にＬレベルになる。

第１トランジスタＱ１のコレクタがＬレベルになることにより、第２トランジスタＱ２のベース（図１のＣ点参照）は、Ｌレベルより充電用コンデンサＣ１の電圧分だけ低い電位となるので、第２トランジスタＱ２はオフ状態になる（図２(e) 参照）。

第２トランジスタＱ２がオフ状態になると、第２トランジスタＱ２のコレクタに接続されている、パルス幅変調の出力端子ＯＵＴ（図１のＤ点参照）は、抵抗Ｒ２を介して正電圧供給源４から＋５Ｖが供給されているため、Ｈレベルとなる（図２(c) 参照）。そのため、第１トランジスタＱ１のベースの電位が上昇し、第１トランジスタＱ１はオン状態となる（図２(d) 参照）。ここで、第１トランジスタＱ１がオン状態であって第２トランジスタＱ２がオフ状態のときの状態を、以下「準安定状態」という。

なお、第２トランジスタＱ２のベース（図１のＣ点参照）の電位は、Ｌレベルより低い電位であるが、第２ダイオードＤ２を通して第５トランジスタＱ５のエミッタ（図１のＦ点参照）の電位に制限されるため、それ以下にはならない。

ここで、定電流回路２では、第３及び第４トランジスタＱ３，Ｑ４によって、一定の充電電流が生成され、この電流が図１に示す充電経路Ｌを流れて、充電用コンデンサＣ１に供給される。これにより、図２に示す期間Ｔの間（準安定状態の間）、充電用コンデンサＣ１は除々に充電される。そのため、第２トランジスタＱ２のベースの電位は、図２(b) のＣ点波形に示すように、直線状に上昇する。

第２トランジスタＱ２のベース（図１のＣ点参照）の電位が、第２トランジスタＱ２のベース・エミッタ電圧Ｖｂｅ（例えば０．６５Ｖ）に到達すると、図２の時刻ｔ２において第２トランジスタＱ２がオン状態になる（図２(e) 参照）。第２トランジスタＱ２がオン状態になると、出力端子ＯＵＴ（図１のＤ点参照）がＬレベルとなる（図２(c) 参照）とともに、第１トランジスタＱ１のベース電圧は低下し、第１トランジスタＱ１はオフ状態になる（図２(d) 参照）。この状態は、次のトリガーパルス信号のＬレベルがトリガーパルス発信器ＴＰから出力されるまで維持される。ここで、第１トランジスタＱ１がオフ状態であって第２トランジスタＱ２がオン状態にあるときを、以下「安定状態」という。

次いで、トリガーパルス信号の次のＬレベルが図２(a) に示す時刻ｔ３において出力されると、上述したように、第２トランジスタＱ２がオフ状態となる一方、第１トランジスタＱ１がオン状態となる（安定状態から準安定状態に移行する）。その後、再び、定電流回路２からの一定の充電電流によって第２トランジスタＱ２がオンになるまで充電用コンデンサＣ１が充電される。

上記の動作において、オーディオ信号源ＡＵからオーディオ信号が出力される場合を考えると、オーディオ信号は、レベル調整回路３において抵抗Ｒ６，Ｒ７によって所定のバイアス電圧が与えられ、第５トランジスタＱ５によってレベル調整されて、図２(b) に示すようなオーディオ信号波形となって第２ダイオードＤ２を介して第２トランジスタＱ２のベースに供給される。

このとき、オーディオ信号は、充電用コンデンサＣ１にも供給されることになるため、オーディオ信号は、充電用コンデンサＣ１において充電が開始される電位を決定する。すなわち、トリガーパルス信号のＬレベルが出力され、第２トランジスタＱ２がオフ状態となったときの充電が開始される電位は、入力されたオーディオ信号の電位となる。

そして、充電用コンデンサＣ１における充電速度は、このオーディオ信号の電位に応じて比例して変化する。そのため、トリガーパルス信号が入力され、第２トランジスタＱ２がオフ状態となった時点からオン状態になる時点までの準安定状態の期間Ｔ（図２(b) 参照）は、入力されるオーディオ信号の電位が高くなればなるほど短くなる。この準安定状態の期間Ｔは、第２トランジスタＱ２がオフ状態となる期間であり、その期間は、図２(c) に示すように、出力端子ＯＵＴ（図１のＤ点参照）に出力されるパルス信号のＨレベルの期間となる。したがって、オーディオ信号の入力レベルに比例したパルス信号がパルス幅変調信号として出力端子ＯＵＴから出力される。

このように、単安定マルチバイブレータ回路１を用いたパルス幅変調回路においては、トリガーパルス発信器ＴＰを接続して一定周波数を有するトリガーパルス信号を入力し、それを同期信号として用い、入力されたオーディオ信号を変調してパルス幅変調信号として出力することができる。

そのため、ステレオタイプやマルチチャンネルタイプのオーディオ装置等にパルス幅変調回路が用いられる場合には、上述したパルス幅変調回路をチャンネル数だけ複数回路設け、トリガーパルス発信器ＴＰを、複数のパルス幅変調回路にそれぞれ並列に接続すればよい。このようにすれば、各パルス幅変調回路では、トリガーパルス発信器ＴＰから出力されるトリガーパルス信号をいわゆるマスタークロックとして用いることができ、各パルス幅変調回路を同一の周波数で動作させることができる。そのため、従来の構成のように周波数同士が干渉して可聴帯域の音声信号がスピーカ等から出力されるといったことを防止することができる。

なお、上記構成においては、オーディオ信号に対する変調を確実に行うために、トリガーパルス信号の周期は、オーディオ信号のそれよりも十分高く設定されることが望ましい。また、オーディオ信号の出力レベルが最大になったときでも、第２トランジスタＱ２が確実にオン状態からオフ状態になるように、第５トランジスタＱ５のベース（図１のＧ点参照）に適切なバイアス電源が供給されることが好ましいため、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７の値は適切に設定される必要がある。

さらに、トリガーパルス信号の１周期において、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２の反転がオーディオ信号の入力レベルに応じて確実に生じるように、充電用コンデンサＣ１の容量、及び定電流回路３の抵抗Ｒ５の値等を適切に設定することが望ましい。

また、図３に示すように、第１ダイオードＤ１のカソード側入力には、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ９からなる微分回路６が設けられていてもよい。すなわち、微分回路４は、トリガーパルス発信器ＴＰからのトリガーパルス信号をより矩形状のパルス信号に成形するものである。微分回路６は、一端がトリガーパルス発信器ＴＰの出力に接続され、他端が第１ダイオードＤ１のカソードに接続されたコンデンサＣ３と、一端が正電圧供給源４に接続され、他端がコンデンサＣ３の他端に接続された抵抗Ｒ９とによって構成されている。なお、抵抗Ｒ３の両端には、コンデンサＣ４が並列接続されてもよい。その他の構成については、上述した実施形態の構成と略同様である。

＜第２実施形態＞
ところで、第１実施形態に係るパルス幅変調回路（図１参照）では、安定状態と準安定状態とが交互に繰り返されてパルス幅変調信号が出力されるのであるが、ここで、図２に示す時刻ｔ２においては、第２トランジスタＱ２がオンになった後、第１トランジスタＱ１のコレクタ（図１のＢ点参照）は抵抗Ｒ１によってＨレベルに引き上げられる。しかしながら、接続点Ｂには充電用コンデンサＣ１が接続されているため、この充電用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とによって時定数回路が形成され、例えば図４(d) に示すように、第１トランジスタＱ１のコレクタでは、Ｈレベルになる立ち上がりにおいてパルス波形がなまってしまい、Ｈレベルになるまでに時間がかかってしまうことになる。

そのため、第１トランジスタＱ１のコレクタの電圧が低い状態が継続され、トリガーパルス発信器ＴＰからのＬレベルのトリガーパルス信号が入力されても、第２トランジスタＱ２のオン状態が継続されることがあり、オフ状態に移行しにくくなる。すなわち、安定状態が継続されることになり、適切なパルス幅変調信号が出力されなくなって、音質の劣化や歪みの発生等の不具合を生じることがある。

この場合、抵抗Ｒ１の値を小さくするとともに、充電用コンデンサＣ１の値を小さくすることにより立ち上がりの速度を上げることも考えられるが、接続点ＢがＨレベルになるときに抵抗Ｒ１に流れる電流が多くなって抵抗Ｒ１にかかる負担が大きくなったり、充電用コンデンサＣ１における浮遊容量が充電用コンデンサＣ１の値に影響を及ぼしたりするため、抵抗Ｒ１及び充電用コンデンサＣ１には、ある程度の抵抗値又は容量値が必要となる。

そこで、第２実施形態に係るパルス幅変調回路では、第１トランジスタＱ１のコレクタを即座にＨレベルに立ち上げるための第１補助回路が設けられている。なお、この第１補助回路は、本願でいう導通手段として機能する。

図５は、本願発明の第２実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。このパルス幅変調回路では、単安定マルチバイブレータ回路１に、第１補助回路７が接続され、第１補助回路７は、第６トランジスタＱ６、抵抗Ｒ１０及び抵抗Ｒ１１によって構成されている。

接続構成を説明すると、接続点Ｂには、抵抗Ｒ１１の一端が接続され、その他端には第６トランジスタＱ６のコレクタが接続され、そのエミッタには正電圧供給源４が接続されている。第６トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１０を介して第２トランジスタＱ２のコレクタが接続されている。第６トランジスタＱ６は、ＮＰＮ型トランジスタであって、第１トランジスタＱ１のコレクタを即座にＨレベルに立ち上げるための補助スイッチとして機能するものである。その他の構成については、上述した第１実施形態の構成と略同様である。

この構成によると、図６に示す期間Ｔ（準安定状態）においては、第１トランジスタＱ１がオン状態であり、かつ第２トランジスタＱ２がオフ状態であるため、定電流回路２によって充電用コンデンサＣ１が除々に充電される。このとき、出力端子ＯＵＴはＨレベル（図６(c) 参照）であるため、第６トランジスタＱ６もオフ状態にある（図６(f) 参照）。

次いで、第２トランジスタＱ２のベースの電位が、そのベース・エミッタ電圧Ｖｂｅに到達すると、図６の時刻ｔ２において第２トランジスタＱ２がオン状態になる。第２トランジスタＱ２がオン状態になると、出力端子ＯＵＴ（図１のＤ点参照）がＬレベルとなるため、第６トランジスタＱ６も同時にオン状態となる。この第６トランジスタＱ６のオン動作により、第１トランジスタＱ１のコレクタと正電圧供給源４とが導通され、すなわち、第６トランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１を通して正電圧供給源４から電源電圧が瞬時に供給され、図６(d) の時刻ｔ２に示すように、接続点Ｂの電圧は即座にＨレベルになる。

この時点で、回路は安定状態となり、次のＬレベルのトリガーパルス信号が入力されるまで、この安定状態が継続される。そして、トリガーパルス発信器ＴＰからＬレベルのトリガーパルス信号が入力されると、第６トランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１を通して第１ダイオードＤ１に順方向電流が流れる。このとき、接続点Ｂの電圧は、第１ダイオードＤ１の準方向電圧（約０．６Ｖ）に維持され、Ｌレベルとなる。

第１トランジスタＱ１のベースには、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してＨレベルの電圧が供給されるため、第１トランジスタＱ１はオン状態になり、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点における電圧（Ｄ点参照）が第６トランジスタＱ６のベース閾値電圧を下回ると、第６トランジスタＱ６はオフ状態になる。すなわち、第２トランジスタＱ６は、第２トランジスタＱ２と同期してオン、オフ動作する。

このように、第２実施形態に係るパルス幅変調回路では、第１トランジスタＱ６のコレクタに補助スイッチとしての第６トランジスタＱ６を設けることにより、充電用コンデンサＣ１による充電後に、第１トランジスタＱ１のコレクタを即座にＨレベルに立ち上げることができ、適切なパルス幅変調信号が出力することが可能となり、音質の劣化や歪みの発生等の不具合を解消することができる。

なお、図５において、抵抗Ｒ１１は、トリガーパルス発信器ＴＰからＬレベルのトリガーパルス信号が出力されたとき、第６トランジスタＱ６から第１ダイオードＤ１を通して流れる電流の負荷となる抵抗となるものであるが、第１実施形態における抵抗Ｒ１より十分小さい抵抗値に設定されることが好ましい。

また、この第２実施形態では、第１トランジスタＱ１のコレクタを即座にＨレベルにするためにバイポーラトランジスタとしての第６トランジスタＱ６が用いられていたが、図７に示すように、このバイポーラトランジスタに代えてＭＯＳ−ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が用いられてもよい。このＭＯＳ−ＦＥＴが用いられることにより、回路上、より動作スピードが増すといった利点を享受することができる。

ところで、第２実施形態に係るパルス幅変調回路では、準安定状態において充電用コンデンサＣ１による充電後、第２トランジスタＱ２はオン動作するのであるが、図５又は図７に示したように、第１補助回路７の抵抗Ｒ１０の一端が第２トランジスタＱ２のコレクタに直接的に接続されると、第２トランジスタＱ２のオン動作が遅くなる場合がある。

そこで、これらのパルス幅変調回路に対して、図８に示すように、第２トランジスタＱ２のオン動作が遅くならないように補助する第２補助回路８が設けられていてもよい。すなわち、第２補助回路８は、第７トランジスタＱ７及び抵抗Ｒ１２によって構成されている。

第７トランジスタＱ７は、ＰＮＰ型トランジスタであって、第２トランジスタＱ２とともに、オフ、オフ動作するものである。第７トランジスタＱ７は、そのベースが第２トランジスタＱ２のコレクタに接続され、第７トランジスタＱ７のエミッタには、抵抗Ｒ１２を介して正電圧供給源４が接続されている。また、第７トランジスタＱ７のエミッタには、抵抗Ｒ１０を介して第６トランジスタＱ６のベースが接続されている。第７トランジスタＱ７のコレクタは、グランド電位に接続されている。その他の構成については、上述した第２実施形態の構成と略同様である。

この構成により、準安定状態において充電用コンデンサＣ１による充電後、第２トランジスタＱ２がオン動作するとき、第７トランジスタＱ７も同時にオン動作するため、第２トランジスタＱ２のオン動作を促進することができる。したがって、第２トランジスタＱ２は、即座にオン状態になり、安定状態に良好に移行することができる。

なお、この第２補助回路８による構成は、上述したＭＯＳ−ＦＥＴを用いた図７に示すパルス幅変調回路にも適用することができる。

＜第３実施形態＞
図９は、本願発明の第３実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。このパルス幅変調回路では、単安定マルチバイブレータ回路１としてＮＯＲ回路Ｎ１及びＮＯＴ回路Ｎ２等のロジック回路が適用され、定電流回路２として定電流源Ｉが適用され、レベル調整回路３として第１コンパレータ回路ＣＭ１が適用された構成とされている。すなわち、各回路における構成は、上記した第１及び第２実施形態とは異なる構成とされているが、図９に示す構成においても、第１及び第２実施形態と同様の作用効果を奏する。

具体的構成を説明すると、単安定マルチバイブレータ回路１は、ＮＯＲ回路Ｎ１、ＮＯＴ回路Ｎ２、充電用コンデンサＣ１、及び第３ダイオードＤ３によって構成されている。トリガーパルス発信器ＴＰの正極側には、ＮＯＲ回路Ｎ１の第１入力端子が接続されている。ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子には、パルス幅変調信号の出力端子ＯＵＴが接続されているとともに、充電用コンデンサＣ１の一端が接続されている。充電用コンデンサＣ１の他端には、ＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子が接続されているとともに、定電流回路２としての定電流源Ｉが接続されている。この定電流源Ｉは、電源電圧Ｖｃｃが供給されて充電用コンデンサＣ１に対して一定の充電電流を供給するものである。

ＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子には、充電用コンデンサＣ１の充電電荷を放電させるための第３ダイオードＤ３を介して電源（例えば＋５Ｖ）が供給されている。ＮＯＴ回路Ｎ２の出力端子には、上述したＮＯＲ回路Ｎ１の第２入力端子が接続されている。

レベル調整回路３は、第１コンパレータ回路ＣＭ１、第２ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３及びバイパスコンデンサＣ５によって構成されている。オーディオ信号発生源ＡＵの正極側には、バイパスコンデンサＣ５の負極側が接続されている。バイパスコンデンサＣ５の正極側には、２つの抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点Ｇが接続されるとともに、第１コンパレータ回路ＣＭ１の＋側入力端子が接続されている。第１コンパレータ回路ＣＭ１の−側入力端子は、その出力端子に接続されており、この第１コンパレータ回路ＣＭ１は、負帰還動作を行う。第１コンパレータ回路ＣＭ１の出力端子は、第２ダイオードＤ２を介して単安定マルチバイブレータ回路１のＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子に接続されている。なお、第２ダイオードＤ２は第１及び第２実施形態で示した第２ダイオードＤ２と同様の機能を有するものである。

上記構成において、図１０(a) に示すように、トリガーパルス発信器ＴＰからＨレベル（アクティブＨＩＧＨ）のトリガーパルス信号が入力されると、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子（図９のＤ点参照）はＬレベルになるとともに、ＮＯＴ回路Ｎ２の出力端子（図９のＨ点参照）もＬレベルに引き下げられる。

定電流回路２は、充電用コンデンサＣ１を一定の充電電流で充電させるので、ＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子（図９のＣ点参照）の電圧は、時間の経過とともに、直線状に上昇する（図１０の期間Ｔ参照）。そして、ＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子の電圧がＮＯＴ回路Ｎ２の閾値電圧に到達すると、ＮＯＴ回路Ｎ２の出力端子がＬレベルとなる。それとともに、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子は、図１０(c) に示すようにＨレベルになる。

ＮＯＴ回路Ｎ２の入力端子は、第２ダイオードＤ２を通してオーディオ信号出力（図９のＦ点参照）に接続されているので、充電用コンデンサＣ１による充電の開始電位は、オーディオ信号の入力レベルより第２ダイオードＤ２の順方向電圧（例えば０．６Ｖ）だけ低い電圧となる。

次いで、一定周期のトリガーパルス信号のＨレベルがＡ点に入力されることにより、ＮＯＴＯ回路Ｎ２の入力が再びＬレベルになり、これにより、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子は、図１０(c) に示すように、Ｌレベルになる。すなわち、出力端子ＯＵＴから、オーディオ信号の入力レベルに比例したパルス信号がパルス幅変調信号として出力される。このように、上記ロジック回路を用いたパルス幅変調回路の構成においても適切なパルス幅変調信号を出力することができる。

図１１は、第３実施形態に係るパルス幅変調回路の変形例を示す回路図である。このパルス幅変調回路は、上記パルス幅変調回路と同様にロジック回路によって構成されているが、単安定マルチバイブレータ１は、ＮＯＲ回路Ｎ１、第２コンパレータ回路ＣＭ２、充電用コンデンサＣ１、及び第３ダイオードＤ３によって構成されている。また、レベル調整回路３は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３及びバイパスコンデンサＣ５によって構成され、第３実施形態に係るパルス幅変調回路に対して第１コンパレータ回路ＣＭ１及び第２ダイオードＤ２が省略された構成とされている。その他の構成については、上述した第３実施形態と略同様である。

この変形例のパルス幅変調回路においても、パルス幅変調信号を良好に出力することができる。すなわち、上記構成において、図１２(a) に示すように、トリガーパルス発信器ＴＰからＨレベル（アクティブＨＩＧＨ）のトリガーパルス信号が入力されると、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子（図１１のＤ点参照）はＬレベルになる。このとき、第２コンパレータ回路ＣＭ２のマイナス入力端子は、Ｌレベルに引き下げられる（図１１のＣ点参照）。

定電流回路２は、充電用コンデンサＣ１を一定の充電電流で充電するので、第２コンパレータ回路ＣＭ２のマイナス入力端子（図１１のＣ点参照）の電圧は、時間の経過とともに、直線状に上昇する（図１２の期間Ｔ参照）。第２コンパレータ回路ＣＭ２のプラス入力端子（図１１のＦ点参照）には、オーディオ信号が入力されるので、第２コンパレータ回路ＣＭ２のマイナス入力端子に入力される電圧がオーディオ信号を越えると、第２コンパレータ回路ＣＭ２の出力端子はＬレベルとなり、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子はＨレベルになる。

この第３実施形態の変形例では、第２コンパレータＣＭ２の入力に充電コンデンサＣ１による充電電圧と、オーディオ信号とが入力されているため、充電電圧がオーディオ信号の入力レベルに一致したとき、充電動作が終了することになる。

次いで、一定周期のトリガーパルス信号のＨレベルがＮＯＲ回路Ｎ１の他方端子に入力されることにより、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子はＬレベルになり、これにより、ＮＯＲ回路Ｎ１の出力端子は、図１２(c) に示すように、Ｌレベルになる。すなわち、出力端子ＯＵＴから、オーディオ信号の入力レベルに比例したパルス信号がパルス幅変調信号として出力される。このように、上記ロジック回路を用いたパルス幅変調回路の構成においても適切なパルス幅変調信号を出力することができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。

本願発明の第１実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。 図１に示すパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。 第１実施形態に係るパルス幅変調回路の変形例を示す回路図である。 第１実施形態に係るパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。 本願発明の第２実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。 図５に示すパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。 第２実施形態に係るパルス幅変調回路の変形例を示す回路図である。 第２実施形態に係るパルス幅変調回路の他の変形例を示す回路図である。 本願発明の第３実施形態に係るパルス幅変調回路を示す回路図である。 図９に示すパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。 第３実施形態に係るパルス幅変調回路の変形例を示す回路図である。 図１１に示すパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。 従来の、無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路を示す回路図である。

符号の説明

１ 単安定マルチバイブレータ
２ 定電流回路
３ レベル調整回路
４ 正電圧供給源
５ 負電圧供給源
７ 第１補助回路
８ 第２補助回路
ＡＵ オーディオ信号発生源
Ｃ１ 充電用コンデンサ
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ２ 第２ダイオード
ＯＵＴ 出力端子
Ｑ１ 第１トランジスタ
Ｑ２ 第２トランジスタ
ＴＰ トリガーパルス発信器

Claims (5)

1. オーディオ信号をパルス幅変調してその変調信号を出力するパルス幅変調回路であって、
   一定の周波数を有するトリガーパルス信号に同期させて出力パルスを発生させる単安定マルチバイブレータ回路と、
   前記単安定マルチバイブレータ回路に対して一定の充電電流を供給する定電流回路と、を備え、
   前記単安定マルチバイブレータ回路は、
   前記定電流回路から供給される一定の充電電流によって充電する充電手段と、
   入力される前記オーディオ信号の電位を前記充電手段による充電開始時又は終了時の基準電位とし、前記充電手段による充電時間に基づいて前記出力パルスのパルス幅を変化させるパルス幅変調手段と、
   を有することを特徴とする、パルス幅変調回路。
2. 前記パルス幅変調手段は、少なくとも２つのスイッチング素子を有し、
   前記充電手段による充放電動作に基づいて前記各スイッチング素子が交互にオン、オフ動作することにより前記出力パルスを生成する、請求項１に記載のパルス幅変調回路。
3. 正電圧及び負電圧を出力する電源回路を備え、
   少なくとも一方の前記スイッチング素子の出力端における電圧レベルを正電圧又は負電圧に反転させる際、前記電源回路の出力と当該スイッチング素子の出力端とを導通させる導通手段が設けられている、請求項２に記載のパルス幅変調回路。
4. 前記定電流回路は、複数のスイッチング素子を有するカレント・ミラー回路からなる、請求項１ないし３のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
5. 前記オーディオ信号のレベルを調整するレベル調整回路を備え、
   前記単安定マルチバイブレータ回路は、
   前記レベル調整回路によってレベルが調整された後の前記オーディオ信号を入力する、請求項１ないし４のいずれかに記載のパルス幅変調回路。

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