JP2006311721A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータ装置のスイッチング素子の保護及び騒音軽減が要求されている。
【解決手段】 インバータ装置の直流―交流変換回路（３）の第１〜第６のスイッチング素子（Q1〜Q6）を熱的に保護するために放熱体（６）を設ける。放熱体（６）に温度検出器（７）を結合させる。放熱体（６）の温度を演算によって推定する手段を設ける。放熱体（６）の温度の推定値と検出値との差を求める。この差によって第１〜第６のスイッチング素子（Q1 〜Q6）のスイッチング周波数を制御する。前記差が大きい時にスイッチング周波数を非可聴周波数とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング素子の温度を考慮してスイッチング周波数を最適又はこれに近い状態に設定する機能を有するインバータ装置に関する。

ＰＷＭ（パルス幅制御）型インバータの変換用のスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のパワーデバイスが用いられている。スイッチング素子は、定常損失及びスイッチング損失（オン・オフ時の損失）を有するので、この損失によってスイッチング素子の接合部温度が上昇する。スイッチング素子の接合部温度の許容値は一般的には１５０℃とされている。スイッチング素子の接合部温度の上昇を抑えるために、放熱体即ちヒートシンクや冷却用ファンが使用されている。ヒートシンクや冷却用ファンを大幅な余裕を有するように構成すると、これが必然的に大型且つコスト高になる。スイッチング素子の破壊を防ぐために、ヒートシンクの温度を検出し、この検出温度が許容温度よりも高くなった時にスイッチング素子に対する通電を停止させる方法が例えば特許文献１で知られている。

スイッチング素子の熱破壊の防止を合理的に達成するために特許文献１では、インバータの出力電流に所定の係数を乗算して許容温度を決定している。

ＰＷＭ型インバータの別の問題として、負荷が交流電動機又はトランスを含む場合、又はインバータの出力段に平滑用リアクトルを含む場合にスイッチング周波数に基づく磁気的騒音（磁歪音）が発生する問題がある。この磁気的騒音はスイッチング周波数を可聴周波数よりも高く設定することによって改善できる。しかし、スイッチング周波数を常に可聴周波数よりも高く設定すると、単位時間当りのスイッチング素子のスイッチング回数が大きくなり、単位時間当りのスイッチング損失が増大する。

また、インバータ装置に対して、より確実且つより簡単にスイッチング素子の熱破壊を防止する要求がある。
特開２００２−２６２５８０号公報

従って、本発明が解決しようとする課題は、従来のインバータ装置において、スイッチング素子のスイッチング周波数を最適又はこれに近い状態に設定することが困難なことである。
また、本発明が解決しようとする別の課題は、従来のインバータ装置において、これ自身又は負荷の磁気的騒音を合理的に抑制することが困難なことである。
また、本発明が解決しようとする別の課題は、従来のインバータ装置において、スイッチング素子の熱破壊を合理的に防止し且つスイッチング周波数を合理的に設定することが困難なことである。

上記課題を解決するための本発明は、
直流電力を供給するための直流入力端子と、
負荷に交流電力を供給するための交流出力端子と、
前記直流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つオン・オフ動作によって直流を交流に変換するためのスイッチング素子を含んでいる直流−交流変換回路と、
前記スイッチング素子に熱結合された放熱体と、
前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのパルスの幅を制御するためのパルス幅制御信号を形成するパルス幅制御信号形成回路と、
前記スイッチング素子を流れる電流又はこの電流に比例した値を有する電流を主電流（Ｉ）として検出する電流検出器と、
前記主電流（Ｉ）の増大と共に第１の傾きを有して増大する検出値（Tf）を前記放熱体の温度として得ることができる温度検出器と、
前記電流検出器に接続され、且つ前記電流検出器から得られた前記主電流（Ｉ）に所定の係数を乗算する手段を含み、且つ前記主電流（Ｉ）の増大と共に前記第１の傾きよりも緩い第２の傾きを有して増大する推定値（Toh）を前記放熱体の推定温度のとして得ることができるように形成された温度推定手段と、
前記温度推定手段と前記温度検出器とに接続され且つ前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）を示す差信号を形成する機能を有している差信号形成手段と、
前記差信号形成手段に接続され且つ前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）に対応する値を有する周波数指令（ｆc^*）を形成する機能を有している周波数指令形成手段と、
前記パルス幅制御信号と比較してスイッチング素子をオン・オフ制御するためのパルスを形成するために使用する比較波を発生するものであって、前記周波数指令形成手段に接続され且つ前記比較波を前記周波数指令（ｆc^*）に対応した周波数で発生する機能を有している比較波発生回路と、
前記パルス幅制御信号形成回路及び前記比較波発生回路に接続され且つ前記パルス幅制御信号と前記比較波とを比較して前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成回路と、
前記スイッチ制御パルス形成回路と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続されたスイッチ駆動回路と
を具備していることを特徴とするインバータ装置に係わるものである。
本発明において、前記検出値（Tf）の前記第１の傾きは、前記主電流の増大に対して前記検出値（Tf）が直線的に増大する傾きのみでなく、前記主電流の増大に対して前記検出値（Tf）が曲線的即ち２次曲線的に増大する傾きも意味する。また、前記推定値（Toh）の前記第２の傾は、前記主電流の増大に対して前記推定値（Toh）が直線的に増大又は減少する傾きのみでなく、前記主電流の増大に対して前記推定値（Toh）が曲線的即ち２次曲線的で増大又は減少する傾きも意味する。また、本発明において、前記放熱体は、前記スイッチング素子の電流通路（半導体部分）の熱を放出することができる全ての部材を意味する。

なお、請求項２に示すように、前記温度検出器は、放熱体の温度をTf、所定の係数をａ、前記主電流をＩ、第１の定数をKrとした時に、
Tf＝ａＩ＋Kr
に従う出力を発生するものであり、
前記温度推定手段は、前記スイッチング素子が所定の基準周波数に従うパルスでオン・オフ制御されていると仮定し、且つ前記スイッチング素子の接合部又は前記放熱体の温度の推定値をToh、前記式の係数ａよりも小さい係数をｂ、前記主電流をI、前記式の前記第１の定数Krよりも大きい第２の定数をKcとした時に、
Toh＝ｂＩ＋Kc
に従う演算を実行するものであることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記温度推定手段は、前記係数ｂを得るために、前記交流出力端子の交流電圧の周波数（ｆo ）の増大と共に減少する値を有する第１の係数Ａ（fo）を発生する第１の係数発生手段と、前記基準周波数に比例した値を有する第２の係数Ｂ（ｆcr）を発生する第２の係数発生手段と、 前記第１の係数Ａ（ｆo ）と前記第２の係数Ｂ（ｆcr）とを乗算して前記係数ｂを得る乗算手段とを有していることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記周波数指令形成手段は、前記差信号形成手段に接続され且つ前記差（ΔＴ）に所定の係数（α）を乗算して前記周波数指令（ｆc^*）を得る機能を有していることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記第２の係数発生手段は、互いに値の異なる複数の基準周波数に対応して複数の第２の係数を発生する機能を有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記比較波発生回路は、可変電流源回路と、前記可変電流源回路に接続された比較波発生用コンデンサと、前記比較波発生用コンデンサに並列接続された放電用スイッチと、前記比較波の最大振幅を決定するための比較波発生用基準電圧源と、前記比較波発生用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記比較波発生用基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記放電用スイッチの制御端子に接続された出力端子とを有する比較波発生用比較器と、前記周波数指令形成手段と前記可変電流源回路の制御端子との間に接続され且つ前記周波数指令に比例的に前記可変電流源回路の出力電流（Ｉc ）を制御する電流制御回路とを具備していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、更に、前記差信号形成手段に接続され且つ前記差（ΔＴ）が所定値よりも小さくなったか否かを判定する機能及び前記差（ΔＴ）が所定値よりも小さくなったことを示す判定結果によって前記スイッチング素子のオン・オフ制御を停止する機能を有している停止制御手段を備えていることが望ましい。
また、請求項８に示すように、更に、前記差（ΔＴ）の所定値を示す基準電圧を発生する停止制御用基準電圧源と、前記差信号形成手段に接続された一方の入力端子と前記停止制御用基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記放電用スイッチの制御端子に接続された出力端子とを有する停止制御用比較器とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記周波数指令形成手段は、前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）が所定値よりも大きい時に、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を非可聴周波数にするための周波数指令（ｆc^*）を形成する機能を有していることが望ましい。

本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング周波数を最適又はこれに近い状態に設定することができる。
また、請求項７及び８の発明によれば、スイッチング素子の熱破壊の防止を合理的に達成できる。
また、請求項９の発明によれば、スイッチング周波数に基づく磁気的騒音（磁歪音）の発生を容易且つ合理的に防止することができる。

次に、図１〜図９を参照して本発明の実施形態を説明する。

図１に示す本発明の実施例に従う可変電圧可変周波数型（ＶＶＶＦ型）インバータ装置は、直流電源１に接続された第１及び第２の直流入力端子１ａ、１ｂと、平滑用又は安定化用コンデンサ２と、３相ブリッジ型直流−交流変換回路３と、第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃと、制御回路５と、直流−交流変換回路３のためのヒートシンク即ち放熱体６と、温度検出器７と、電流検出器８と、周波数指令及び保護情報作成手段９と、電圧検出回路１０と、第１、第２及び第３のフィルタ用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 とを備えている。

第１及び第２の直流入力端子１ａ、１ｂと第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃとの間に接続された直流−交流変換回路３即ちインバータ回路は、直流電圧を３相交流電圧に変換し、これを第１、第２及び第３の出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続された例えば誘導電動機から成る負荷１１に供給する周知の３相ブリッジ型インバータ回路であり、ＩＧＢＴから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、これ等のそれぞれに逆方向に並列接続された保護用又は帰還用の第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 とから成る。なお、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 を第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の内蔵又は寄生ダイオードとすることができる。第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の第１の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 の第２の直列回路と、第５及び第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 の第３の直列回路とは第１及び第２の直流入力端子１ａ、１ｂ間に接続され、第１、第２及び第３の直列回路の中間点が第１、第２及び第３のフィルタ用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続されている。第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃ間にそれぞれ接続されている。
第１、第２及び第３のフィルタ用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3、及び第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3は、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6をオン・オフ動作させることによって生じる高周波成分を除去するものである。従って、誘導電動機等の負荷１１が高周波成分の除去を要求していない時には、第１、第２及び第３のフィルタ用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 及び第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 を省くことができる。

第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 及び第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 は、金属等の放熱性の良い材料から成る放熱体６の上に配置され、放熱体６に熱的に結合されている。従って、放熱体６の温度はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度に比例的関係を有する。
温度検出器７は放熱体６に固着され、放熱体６の温度を電気信号に変換して検出し、ライン７ａによって検出値Ｔf を示す信号を周波数指令及び保護情報作成手段９に送る。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 と放熱体６とは所定の熱抵抗を介して熱結合されているので、温度検出器７は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度を間接的に検出していることになる。なお、ここでは、説明を容易にするために、温度検出器７で検出する放熱体６の温度と温度検出器７から出力される検出値との両方を同一のＴfで示すことにする。
電流検出器７で検出される直流―交流変換回路３の主電流としての出力電流Ｉと検出値Ｔｆとの関係を例えば次の（１）式で示すことができる。
Tf＝ａＩ＋Kr （１）
ここで、ａは傾きを示す所定の係数、Ｋｒは第１の定数を示す。
この（１）式及び図６から明らかなように、検出値Tfが出力電流Ｉに対して第１の傾きを有して比例的に変化する。
なお、温度検出器７から放熱体６の温度を示す信号を出力する代わりに、放熱体６と第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度との間の温度差が確定できる場合は、放熱体６の温度に前記温度差を加算して第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度を示す信号を形成し、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度を示す信号を温度検出器７から出力することができる。

電流検出器８は、直流−交流変換回路３の出力ラインに接続され、直流−交流変換回路３の出力電流Ｉを検出し、ライン８ａによって周波数指令及び保護情報作成手段９に送る。図１では第１の交流出力端子４ａを流れる出力電流Ｉのみを電流検出器８で検出し、この出力電流Ｉを第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 に流れる電流に比例する主電流として使用しているが、点線で示すように第３の交流出力端子４ｃに至る通路に沿って別の電流検出器８´を追加して配置すること、更に第２の交流出力端子４ｂに至る通路にも更に別の電流検出器（図示せず）を配置することができる。このように複数の電流検出器を設ける場合には、これ等の出力の平均値によって第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の電流を検出する。また、直流−交流変換回路３の出力電流Iを検出する代りに、点線で示すように入力側の直流電流通路に沿って別の電流検出器８´´を配置し、これから得られる入力電流を第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を流れる電流に比例する主電流として使用することもできる。また、第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続される負荷１１の電流を検出する電流検出器を設け、この出力を第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の電流に比例する主電流として使用することもできる。

周波数指令及び保護情報作成手段９は、温度検出器７、電流検出器８及び制御回路５にライン７ａ、８ａ、１２によって接続されている。この周波数指令及び保護情報作成手段９は、放熱体６の温度を演算で求めて推定値Ｔohを得る手段と、推定値Ｔohと温度検出器７から得られた検出値Ｔf との差ΔＴを示す差信号を演算で求める差信号形成手段と、この差ΔＴに係数αを乗算して第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスの周波数（スイッチング周波数）を決定するための周波数指令ｆc^*を形成する周波数指令形成手段とを含み、ライン９ａによって周波数指令ｆc^*を制御回路５に送り、ライン９ｂによって保護情報としての前記差ΔＴを示す信号を制御回路５に送る。図１では理解を容易にするために周波数指令及び保護情報作成手段９が制御回路５と別に示されているが、周波数指令及び保護情報作成手段９を制御回路５に含めて示すこともできる。この周波数指令及び保護情報作成手段９の詳細は後述する。

電圧検出回路１０は第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続され、インバータ出力電圧Ｖo を検出し、これをライン１０ａによって制御回路５に送る。
制御回路５は、ライン９ａ、９ｂ、１２によって周波数指令及び保護情報作成手段９に接続され、且つライン１０ａによって電圧検出回路１０に接続され、更に、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の制御端子にライン１３〜１８によって接続されている。なお、図示を簡略化するために図１においてライン１３〜１８と第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の制御端子との間の接続ラインが省かれている。

図１の制御回路５は図２に大別して示すように、パルス幅制御信号形成回路２１と、本発明に従う可変周波数型比較波発生回路２２と、ＰＷＭ（パルス幅変調）パルス形成回路２３と、駆動回路２４と、停止制御手段２５とを有する。

パルス幅制御信号形成回路２１は、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルス（PWMパルス）の幅を制御するための周知のパルス幅制御信号（PWMパルス幅指令）を形成してＰＷＭパルス形成回路２３に送る。なお、パルス幅制御形成回路２１はライン１２に第１〜第３の交流出力端子４ａ〜４ｃの交流出力電圧の周波数ｆo を示す信号を送出する機能も有している。このパルス幅制御信号形成回路２１の詳細は後述する。

可変周波数型比較波発生回路２２は、ライン９ａによって図１の周波数指令及び保護情報作成手段９に接続され、本発明に従う比較波周波数指令ｆc^*に応答して比較波即ち搬送波（キャリア）を発生する。比較波は一般に鋸波又は三角波等の周期性波形から成る。この可変周波数型比較波発生回路２２の詳細は後述する。

スイッチ制御パルス形成回路としてのＰＷＭパルス形成回路２３は、パルス幅制御信号形成回路２１及び比較波発生回路２２に接続され且つ複数のパルス幅制御信号と比較波とをそれぞれ比較してスイッチ制御パルスとしてのＰＷＭパルスを形成する機能を有する。このＰＷＭパルス形成回路２３の詳細は後述する。

ＰＷＭパルス形成回路２３に接続された駆動回路２４は、ＰＷＭパルスに応じて第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフ駆動する周知の回路であって、第１〜第６のライン１３〜１８に第１〜第６の制御パルスＧ1 〜Ｇ6 を送出する。この駆動回路２４の詳細は後述する。

停止制御手段２５は、図１の周波数指令及び保護情報作成手段９にライン９ｂで接続され、このライン９ｂの保護情報としての差ΔＴを示す信号に応答して直流−交流変換回路３を停止するか否かを判断し、停止の判断をした時に可変周波数型比較波発生回路２２を停止制御し、結果として直流−交流変換回路３を停止制御するものである。この停止制御手段２５の詳細は後述する。

次に、図３を参照して制御回路５の各部を更に詳しく説明する。パルス幅制御信号形成回路２１は、パルス幅制御用周波数指令回路２６と、３相正弦波発生回路２７と、パルス幅制御用基準電圧源２８と、パルス幅制御用誤差増幅器２９と、第１、第２及び第３のパルス幅制御用乗算器３０、３１、３２とから成る。

パルス幅制御用周波数指令回路２６は、第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃの出力電圧の周波数ｆo を可変制御するために可変周波数指令ｆo^*を発生する。３相正弦波発生回路２７は、周波数指令ｆo^*で指示された周波数を有する３相基準正弦波をライン２７ａ、２７ｂ、２７ｃに送出する。

パルス幅制御用基準電圧源２８は直流−交流変換回路３の出力電圧Ｖo を変えるために可変基準電圧源に構成されている。このパルス幅制御用基準電圧源２８とパルス幅制御用周波数指令回路２６とを鎖線で示すように連動させ、出力電圧Ｖo とその周波数ｆo とを同時に増大又は減少させることができる。パルス幅制御用誤差増幅器２９はライン１０ａの出力検出電圧Ｖo とパルス幅制御用基準電圧源２８の基準電圧Ｖr との差を示す誤差信号ΔＶを出力する。
第１、第２及び第３のパルス幅制御用乗算器３０、３１、３２はライン２７ａ、２７ｂ、２７ｃの第１、第２及び第３相の正弦波基準電圧に誤差信号ΔＶを乗算して振幅調整された正弦波から成る図５（Ａ）に示す第１、第２及び第３のパルス幅制御信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を出力する。パルス幅制御信号形成回路２１は図３に示す回路に限定されるものでなく、第１、第２及び第３のパルス幅制御信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 と同一又は等価な信号を形成することができる別の回路であってもよい。

可変周波数型比較波発生回路２２は、比較波発生用コンデンサ３３と、可変電流源回路３４と、電流制御回路３５と、放電用スイッチ３６と、比較波発生用基準電圧源３７と、比較波発生用比較器３８とから成る。

比較波発生用コンデンサ３３と可変電流源回路３４との直列回路は直流電源端子３９とグランドとの間に接続されている。従って、比較波発生用コンデンサ３３は可変電流源回路３４の電流Ｉc によって充電される。可変電流源回路３４の制御端子は電流制御回路３５に接続されている。このため電流制御回路３５の出力信号に応答して可変電流源回路３４の電流Ｉc が変化する。可変電流源回路３４は、例えばｎチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（以下、単にＦＥＴと言う。）と抵抗との直列回路で構成することができる。この場合、ＦＥＴのゲート（制御端子）が電流制御回路３５の出力で制御され、ＦＥＴを流れる電流が変化する。

電流制御回路３５はライン９ａを介して図１の周波数指令及び保護情報作成手段９に接続され、ライン９ａの比較波周波数指令ｆc^*に比例的に変化する電流制御信号を可変電流源回路３４に供給する。従って、比較波発生用コンデンサ３３は、比較波周波数指令ｆc^*に比例的に変化する電流Ｉc によって充電される。

ｎｐｎ型トランジスタで示されている放電用スイッチ３６は比較波発生用コンデンサ３３に並列に接続されている。比較波発生用比較器３８の一方の入力端子は比較波発生用コンデンサ３３の一端に接続され、その他方の入力端子は比較波発生用基準電圧源３７に接続されている。従って、比較波発生用コンデンサ３３の両端子間電圧即ち比較波Ｖt が比較波発生用基準電圧源３７の基準電圧Ｖa に達すると、比較波発生用比較器３８の出力が高レベルに転換し、放電用スイッチ３６がオン状態になり、比較波発生用コンデンサ３３が放電し、鋸波電圧から成る比較波Ｖt が得られる。可変周波数型比較波発生回路２２は、図３に示す回路に限定されるものでなく、比較波Ｖt と同一又は類似の鋸波又は三角波又は周期性波形を発生する別の回路で構成できる。

ＰＷＭパルス形成回路２３は第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器４０、４１、４２から成る。第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器４０、４１、４２の一方の入力端子は第１、第２及び第３のパルス幅制御用乗算器３０、３１、３２に接続され、これ等の他方の入力端子は比較波発生用コンデンサ３３の一端に接続されている。従って、第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器４０、４１、４２は図５（Ａ）に示すように鋸波電圧から成る比較波Ｖt と第１、第２及び第３のパルス幅制御信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 とを比較し、図５（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す２値信号形式のＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を発生する。

駆動回路２４は、第１、第２及び第３の駆動増幅回路４３、４４、４５と、第１、第２及び第３の反転増幅回路（ＮＯＴ回路）４６、４７、４８とから成る。第１、第２及び第３の駆動増幅回路４３、４４、４５は第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器４０、４１、４２の出力を増幅してライン１３、１５、１７に第１、第３及び第５のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を送出し、第１、第２及び第３の反転増幅回路４６、４７、４８は第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器４０，４１，４２の出力を反転して図５（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のスイッチ制御パルスＧ2 、Ｇ4 、Ｇ6 をライン１４、１６、１８に送出する。なお、駆動回路２４に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオンになること、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 が同時にオンになること、及び第５及び第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 が同時にオンになることを防ぐ回路即ち周知のデッドタイム付与回路を設けることができる。

停止制御手段としての停止制御回路２５は、停止制御用基準電圧源４９と停止制御用比較器５０とから成る。停止制御用比較器５０の一方の入力端子はライン９ｂを介して図１の周波数指令及び保護情報作成手段９に接続され、その他方の入力端子は停止制御用基準電圧源４９に接続され、その出力端子が放電用スイッチ３６の制御端子（ベース）に接続されている。
停止制御用基準電圧源４９の基準電圧Ｖb は、ライン９ｂの差ΔＴを示す信号のレベルと比較するものであって、零又は零に近い比較的低い所定値に設定されている。従って、ライン９ｂの保護情報としての差ΔＴを示す信号が停止制御用電圧源４９の基準電圧Ｖb よりも小さくなると、停止制御用比較器５０の出力が高レベルになり、放電用スイッチ３６が強制的にオン状態になり、比較波発生用コンデンサ３３からの比較波Ｖt の発生が停止する。
この実施例では回路構成を簡略化するために放電用スイッチ３６を停止用スイッチとして兼用しているが、停止用スイッチを個別に設けることができる。また、電源端子３９とグランドとの間に停止用スイッチを接続し、これを停止制御回路２５の出力でオフ制御することによって直流−交流変換回路３の動作を停止することもできる。また、ライン１３〜１８に停止用スイッチを接続し、これを停止制御回路２５の出力でオフ制御して直流−交流変換回路３の動作を停止させることもできる。

図４に図１の周波数指令及び保護情報作成手段９の１例が詳しく示されている。この周波数指令及び保護情報作成手段９は、大別して放熱体６又は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部の温度の推定値Ｔohを求める推定値演算手段５１と、差信号形成手段５２と、周波数指令演算手段５３とから成る。

推定値演算手段５１は、第１の係数Ａ（ｆo ）を発生する手段としての第１のメモリ５４と、第２の係数Ｂ（ｆcｒ ）を発生する手段としての第２のメモリ５５と、基準周波数指令手段５６と、第１及び第２の乗算器５７ａ、５７ｂを含む乗算手段５７と、第２の定数Ｋc を発生する 定数発生手段５８と、加算手段５９とから成り、次の（２）式の演算を実行する。
Ｔoh＝ｂＩ＋Ｋc
＝｛Ａ（ｆo）Ｂ（ｆcr）｝Ｉ＋Ｋc （２）
ここで、ｂは｛Ａ（ｆo）Ｂ（ｆcr）｝を示し、前記（１）式の係数ａよりも小さい値を有し、定数Ｋc は前記（１）式の定数Ｋr よりも大きい値を有する。

第１の係数発生手段としての第１のメモリ５４は、第１、第２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃの出力電圧の周波数ｆo の変化に応じて変化する複数の第１の係数が格納されたメモリテーブルを有する。このメモリテーブルには、図８に示すように出力電圧の周波数ｆo の第１、第２、第３及び第４の値ｆo1、ｆo2、ｆo3、ｆo4に対応する４つの第１の係数Ａ1 （ｆo ）、Ａ2 （ｆo ）、Ａ3 （ｆo ）、Ａ4 （ｆo ）が格納されている。図８には図示の都合上、４つの第１の係数が示されているが、これ等の数を増減することができる。なお、図８に示す第１の係数Ａ1 （ｆo ）、Ａ2 （ｆo ）、Ａ3 （ｆo ）、Ａ4 （ｆo ）は実験によって決定されている。
第１のメモリ５４は、ライン１２によって図３のパルス幅制御用周波数指令回路２６に接続され、パルス幅制御用周波数指令回路２６から得られる出力電圧の周波数ｆoを示す信号をアドレス信号として第１の係数Ａ1 （ｆo ）、Ａ2 （ｆo ）、Ａ3 （ｆo ）、Ａ4 （ｆo ）を読み出す。この時、周波数ｆo は段階的値に整理され、例えば、０〜ｆo1の区間をｆo1、ｆo1〜ｆo2の区間をｆo2、ｆo2〜ｆo3の区間をｆo3、ｆo3〜ｆo4の区間をｆo4として第１の係数Ａ（ｆo ）を読み出す。

図８の出力電圧の周波数ｆoと第１の係数Ａ（ｆo ）との関係は、直流−交流変換回路３の出力電圧の周波数ｆo 以外の条件を固定して周波数ｆo を変化させた時における、出力電圧の周波数ｆoと第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度又は放熱体６の温度との関係に一致する。即ち、第１の係数Ａ（ｆo ）の変化は出力電圧の周波数ｆoの変化に対応した第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度又は放熱体６の温度の変化を示す。図８から明らかなように、第１の係数Ａ（ｆo ）は直流−交流変換回路３の出力電圧の周波数ｆo に対して反比例的に変化する。従って、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 及び放熱体６の温度上昇は直流の時に最も高くなる。

第２のメモリ５５は、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のスイッチング周波数の基準値（以下、基準周波数ｆcrと言う。）と第２の係数Ｂ（ｆcr）との関係を示すテーブルが格納されている。図９は、基準周波数ｆcr以外の全ての条件を固定して直流−交流変換回路３を動作させた時の基準周波数ｆcrの変化と第２の係数Ｂ（ｆcr）との関係を示し、第１、第２、第３及び第４の基準周波数ｆcr1 、ｆcr2 、ｆcr3 、ｆcr4 に対して４つの第２の係数Ｂ1 （ｆcr）、Ｂ2 （ｆcr）、Ｂ3 （ｆcr）、Ｂ4 （ｆcr）が示されている。勿論、第２のメモリ５５に対する第２の係数Ｂ（ｆcr）の格納数を増減することができる。
図９から明らかなように第２の係数Ｂ（ｆcr）は初期設定スイッチング周波数と呼ぶことも可能な基準周波数ｆcrに対して比例的に変化している。この第２の係数Ｂ（ｆcr）は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のスイッチング周波数と第１〜第６のスイッチング素子及び放熱体６の温度との関係を示すものであり、スイッチング周波数即ち基準周波数ｆcrに比例して第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 及び放熱体６の温度が高くなる。なお、前記（２）式の第２の係数Ｂ（ｆcr）を決定するための基準周波数ｆcrは、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のスイッチング周波数の可変範囲の中間値よりも低い値、より好ましくは最低に決定される。

第２のメモリ５５の複数の第２の係数Ｂ（ｆcr）から選択されたものを出力させるために、基準周波数指令手段５６が設けられている。この基準周波数指令手段５６は、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のスイッチング周波数の基準値即ち基準周波数ｆcrを指令する信号を送出する。第２のメモリ５５は基準周波数ｆcrをアドレスとして図９の第２の係数Ｂ1 （ｆcr）、Ｂ2 （ｆcr）、Ｂ3 （ｆcr）、Ｂ4 （ｆcr）から選択された１つを出力する。なお、図４では、第２のメモリ５５に複数の第２の係数Ｂ（ｆcr）を格納したが、単に１つの第２の係数Ｂ（ｆcr）を格納することもできる。

第１の乗算手段５７ａは、第１及び第２のメモリ５４、５５に接続され、第１の係数Ａ（ｆo ）と第２の係数Ｂ（ｆcr）とを乗算してＡ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）を出力する。このＡ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）は前述の（２）式の係数ａに相当している。

第２の乗算手段５７ｂは、第１の乗算手段５７ａと出力電流Ｉの検出ライン８ａとに接続され、出力電流Ｉに対して第１の乗算手段５７ａから得られた係数ｂ＝Ａ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）を乗算してＡ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）Ｉを出力する。なお、乗算手段５７を、Ａ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）Ｉを得ることが可能な別の乗算形式に変形することができる。また、第１の係数Ａ（ｆo ）を１と見なして差し支えない時には、第１の係数発生手段としての第１のメモリ５４を省き、ライン８ａの出力電流Ｉに第２のメモリ５５の第２の係数Ｂ（ｆcr）のみを乗算してＢ（ｆcr）Ｉを示す信号を乗算手段５７から出力することができる。この場合、前述の（２）式の係数ａはＢ（ｆcr）となる。

定数 発生手段５８は、放熱体６の温度の演算による推定値Ｔohを求めるために必要な第２の定数（一定値）Ｋc を発生するものであり、例えばメモリで構成される。

第２の乗算手段５７ｂと定数 発生手段５８とに接続された加算手段５９は、第２の乗算手段５７ｂの出力｛Ａ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）｝Ｉに第２の定数Ｋc を加算してＴoh＝｛Ａ（ｆo ）Ｂ（ｆcr）｝Ｉ＋Ｋc を示す信号即ち放熱体６の温度の推定値Ｔohを出力する。
なお、推定値Ｔohを第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の温度の推定値Ｔohに変更することもできる。

差信号形成手段５２は加算手段５９と放熱体６の温度の検出値Ｔf を示す信号を伝送するライン７ａとに接続され、推定値Ｔohから検出値Ｔf を減算して両者の差ΔＴを示す信号を送出する。差信号形成手段５２から得られた差ΔＴを示す信号は次段の周波数指令演算手段５３に送られると共に、ライン９ｂによって図３の停止制御手段２５にも送られる。

図６に示すように推定値Ｔohと検出値Ｔf とは出力電流Ｉに対して異なる係数を有して変化するので、出力電流ＩがＩ1 、Ｉ2 、Ｉ3 、Ｉ4 と変化すると、差ΔＴはΔＴ1 、ΔＴ2 、ΔＴ3 、ΔＴ4 と変化する。即ち、出力電流Ｉの増大に応じて差ΔＴは徐々に小さくなる。従って、差ΔＴによって出力電流Ｉ及び負荷１１の大きさを推定することができ、差ΔＴを保護情報として使用することができる。即ち、図６の保護温度Ｔoffに対応する出力電流がＩ4の時の差ΔＴ4は直流−交流変換回路３をオフにする温度情報を含んでいる。

図４の周波数指令演算手段５３は、第３の係数発生手段６０と第３の乗算手段６１とから成る。第３の係数発生手段６０は、所定値を有する第３の係数αを発生する。差信号形成手段５２と第３の係数発生手段６０とに接続された第３の乗算器６１は差信号形成手段５２から得られた差△Ｔに対して第３の係数αを乗算した値α△Ｔから成る比較波用周波数指令ｆｃ^*をライン９ａに送出する。

図７に示すように差ΔＴの値がΔＴ4 、ΔＴ3 、ΔＴ2、ΔＴ1のように増大するに従って比較波用周波数指令ｆｃ^*の値もｆｃ1^*、ｆｃ2^*、ｆｃ3^*、ｆｃ4^*のように増大する。図６から明らかなように差△Ｔの値が比較的大きい時には出力電流Ｉが比較的小さく且つ放熱体６及び第１〜第６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ6の温度は保護温度Toffよりも低いので、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6及び第１〜第６のダイオードD1〜D6における損失が増大しても差し支えないことを意味している。そこで、本発明では、スイッチング損失よりも磁気的騒音の軽減を優先させ、差△Tが比較的小さい時に第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数が可聴周波数より高い値に制御される。これにより、負荷１１の誘導電動機又はトランス、又はフイルタ用ルアクトルL1、L2、L3等の磁気回路における磁気的騒音（磁歪音）が軽減される。スイッチング周波数の変更は図２で既に説明したように可変周波数型比較波発生回路２２を制御することによって実行する。比較波用周波数指令fｃ^*は、出力電流Iがその許容最大値（例えばI４）の好ましくは、１０％以下、より好ましくは５０％以下、最も好ましくは９０％以下の時に非可聴周波数（例えば１０ｋHｚ以上）に設定され、それ以外は可聴周波数に設定される。

図３の停止制御手段２５の停止制御用基準電圧源４９の基準電圧Vbは、図6 の保護温度Toffを推定値Tohが横切る点即ち出力電流Iの値がI4の時の推定値Toh と検出値Tfとの差△T4を示す電圧に設定されている。従って、保護情報を含んでいる差△Tの値が△T4以下になると、停止制御用比較器５０の出力が高レベルになり、既に説明したように比較波Vtの発生が停止し、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のオン・オフ動作が停止し、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の熱破壊が防止される。

本実施例は次の利点を有する。
（１） 第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数が所定の基準周波数に固定されておらずに推定値Tohと検出値Tfとの差△Tに基づいて変えられる。即ち、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の接合部温度に余裕がある時にはスイッチング周波数を高めることができる。特に、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の接合部温度に余裕がある時にスイッチング周波数が非可聴周波数（例えば１０kHｚ以上）に高められると、負荷１１としての例えば誘導電動機又はトランスを含む回路、又はフイルタ用リアクトルL1、L2、L3における磁気騒音を防ぐことができる。
（２） 第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数は差△Tに比例的に変化するので、差△Tが比較的小さくなると、スイッチング周波数は比較的低くなり、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数に依存する損失及び発熱が少なくなり、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の保護が優先される。これにより、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の熱破壊防止と磁気騒音の低減とを合理的に達成することができる。
（３） 推定値Tohを求める時に、交流出力電圧の周波数foの変化に応じて第１の係数A (fo)の値が変えられている。従って推定値Tohの精度を高めるこことができる。また、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチングのための基準周波数fcrが変更された時にも第２の係数B(fcr)が変えられる。従って推定値Tohの精度を更に高めるこことができる。
（４） 比較波周波数指令ｆｃ^*を推定値Tohと検出値Tfとの差△Tに第３の係数αを乗算して求めるので、比較波周波数指令ｆｃ^*を容易に得ることができる。
（５） 第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のオン・オフ動作の停止制御が差△Tを示す電圧信号を保護情報として使用して行われている。従って、停止制御を容易に実行することができる。
（６） 比較波発生用コンデンサ３３の放電用スイッチ３６を停止制御に兼用しているので、停止制御を簡単な回路で実行できる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 実施例１では、第１の係数A(ｆo)、第２の係数B(fcr)、第３の係数α、第１の定数Kcを実験的に求めたが、この代わりに直流―交流変換回路３、放熱体６等の物理的構成に基づいて計算で求めることができる。即ち、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6のｐｎ接合部とこれ等のケースとの間の熱抵抗rth（j-ｃ）、ケースと放熱体６との間の熱抵抗rth（c-f）、過渡熱抵抗、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の定常損失及びスイッチング損失を考慮した周知の計算で第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6の接合温度又は放熱体６の温度の推定値Tohを求めることができる。なお、この計算に第１〜第６のダイオードD1〜D6の発熱も考慮することが望ましい。また、第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6がIGBTの場合には、コレクターエミッタ間飽和電圧V_CE(sat)のバラツキによって損失が変化するので、コレクターエミッタ間飽和電圧を考慮して推定値Tohを求めることが望ましい。
（２） 直流―交流変換回路３を単相ブリッジ型インバータ回路、又はハーフブリッジ型インバータ回路、又はプッシュプル型インバータ回路等に変形することができる。
（３） 制御回路５を図３と同様な機能を有する別の回路に置き換えることができる。また、制御回路５及び周波数指令及び保護情報作成手段９の少なくとも一部をディジタル回路で構成することができる。
（４） 第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Q6をIGBT以外のトランジスタ、FET等の別の半導体スイッチとすることができる。
（５）図６の検出値Tfの傾きを、出力電流Iの増大に対して検出値Tfが直線的に増大する傾きのみでなく、曲線的即ち２次曲線的に増大する傾きに変更することもできる。また、図６の推定値Tohの傾きを、出力電流Iの増大に対して推定値Tohが直線的に増大する傾きのみでなく、曲線的即ち２次曲線的に増大する傾きに変更することもできる。

本発明の実施例１に従うインバータ装置を示す回路図である。 図１の制御回路を概略的に示すブロック図である。 図２の制御回路を更に詳しく示す回路図である。 図１の周波数指令及び保護情報作成手段を詳しく示す回路図である。 図３の各部の状態を示す波形図である。 出力電流と温度の推定値及び検出値との関係を示す図である。 温度の推定値と検出値との差△Tと比較波用周波数指令ｆｃ^*との関係を示す図である。 出力電圧の周波数foと第１の係数A（f）との関係を示す図である。 スイッチングの基準周波数fcrと第２の係数B(fcr)との関係を示す図である。

符号の説明

３ 直流―交流変換回路
５ 制御回路
６ 放熱体
７ 温度検出器
８、８′、８″ 電流検出器
９ 周波数指令及び保護情報作成手段
２２ 可変周波数型比較発生回路
２５ 停止制御手段

Claims (9)

1. 直流電力を供給するための直流入力端子と、
   負荷に交流電力を供給するための交流出力端子と、
   前記直流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つオン・オフ動作によって直流を交流に変換するためのスイッチング素子を含んでいる直流−交流変換回路と、
   前記スイッチング素子に熱結合された放熱体と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのパルスの幅を制御するためのパルス幅制御信号を形成するパルス幅制御信号形成回路と、
   前記スイッチング素子を流れる電流又はこの電流に比例した値を有する電流を主電流（Ｉ）として検出する電流検出器と、
   前記主電流（Ｉ）の増大と共に第１の傾きを有して増大する検出値（Tf）を前記放熱体の温度として得ることができる温度検出器と、
   前記電流検出器に接続され、且つ前記電流検出器から得られた前記主電流（Ｉ）に所定の係数を乗算する手段を含み、且つ前記主電流（Ｉ）の増大と共に前記第１の傾きよりも緩い第２の傾きを有して増大する推定値（Toh）を前記放熱体の推定温度のとして得ることができるように形成された温度推定手段と、
   前記温度推定手段と前記温度検出器とに接続され且つ前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）を示す差信号を形成する機能を有している差信号形成手段と、
   前記差信号形成手段に接続され且つ前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）に対応する値を有する周波数指令（ｆc^*）を形成する機能を有している周波数指令形成手段と、
   前記パルス幅制御信号と比較して前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのパルスを形成するために使用する比較波を発生するものであって、前記周波数指令形成手段に接続され且つ前記比較波を前記周波数指令（ｆc^*）に対応した周波数で発生する機能を有している比較波発生回路と、
   前記パルス幅制御信号形成回路及び前記比較波発生回路に接続され且つ前記パルス幅制御信号と前記比較波とを比較して前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成回路と、
   前記スイッチ制御パルス形成回路と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続されたスイッチ駆動回路と
   を具備していることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記温度検出器は、放熱体の温度をTf、所定の係数をａ、前記主電流をＩ、第１の定数をKrとした時に、
   Tf＝ａＩ＋Kr （１）
   に従う出力を発生するものであり、
   前記温度推定手段は、前記スイッチング素子が所定の基準周波数に従うパルスでオン・オフ制御されていると仮定し、且つ前記スイッチング素子の接合部又は前記放熱体の温度の推定値をToh、前記（１）式の係数ａよりも小さい係数をｂ、前記主電流をI、前記（１）式の前記第１の定数Krよりも大きい第２の定数をKcとした時に、
   Toh＝ｂＩ＋Kc （２）
   に従う演算を実行するものであることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記温度推定手段は、前記（２）式の係数ｂを得るために、
   前記交流出力端子の交流電圧の周波数（ｆo ）の増大と共に減少する値を有する第１の係数Ａ（fo）を発生する第１の係数発生手段と、
   前記基準周波数に比例した値を有する第２の係数Ｂ（ｆcr）を発生する第２の係数発生手段と、
   前記第１の係数Ａ（ｆo ）と前記第２の係数Ｂ（ｆcr）とを乗算して前記（２）式の前記係数ｂを得る乗算手段と
   を有していることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
4. 前記周波数指令形成手段は、前記差信号形成手段に接続され且つ前記差（ΔＴ）に所定の係数（α）を乗算して前記周波数指令（ｆc^*）を得る機能を有していることを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ装置。
5. 前記第２の係数発生手段は、互いに値の異なる複数の基準周波数に対応して複数の第２の係数を発生する機能を有していることを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
6. 前記比較波発生回路は、
   可変電流源回路と、
   前記可変電流源回路に接続された比較波発生用コンデンサと、
   前記比較波発生用コンデンサに並列接続された放電用スイッチと、
   前記比較波の最大振幅を決定するための比較波発生用基準電圧源と、
   前記比較波発生用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記比較波発生用基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記放電用スイッチの制御端子に接続された出力端子とを有する比較波発生用比較器と、
   前記周波数指令形成手段と前記可変電流源回路の制御端子との間に接続され且つ前記周波数指令に比例的に前記可変電流源回路の出力電流（Ｉc ）を制御する電流制御回路と
   を具備していることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
7. 更に、前記差信号形成手段に接続され且つ前記差（ΔＴ）が所定値よりも小さくなったか否かを判定する機能及び前記差（ΔＴ）が所定値よりも小さくなったことを示す判定結果によって前記スイッチング素子のオン・オフ制御を停止する機能を有している停止制御手段を備えていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
8. 更に、前記差（ΔＴ）の所定値を示す基準電圧を発生する停止制御用基準電圧源と、
   前記差信号形成手段に接続された一方の入力端子と前記停止制御用基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記放電用スイッチの制御端子に接続された出力端子とを有する停止制御用比較器と
   を有していることを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。
9. 前記周波数指令形成手段は、前記推定値（Ｔoh）と前記検出値（Ｔf ）との差（ΔＴ）が所定値よりも大きい時に、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を非可聴周波数にするための周波数指令（ｆc^*）を形成する機能を有していることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。

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