JP2006296198A - 動的切換可能な電力変換器 - Google Patents

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Abstract

【課題】統合電力管理システムのための調節された容量式のみ又は容量式／誘導式電力変換器を提供する。
【解決手段】電気的な負荷に応じて電池の正負端子間の出力電圧（ＶO）を効率的なスイッチング手法を用いて動的に調節する電力変換器が準備され、電力変換器とスイッチング手法とは、共に電池容器内に組み込むために最適化される。更に、この電力変換器は、多くの型の電池に適合できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣ電源制御装置に関し、更に特定すれば、統合電力管理システムのための調節された容量式のみ又は容量式／誘導式電力変換器に関する。
エレクトロニクス技術の進歩は、携帯式電子装置の設計とコスト効果の高い製造とを可能にした。すなわち、携帯式電子装置の使用は、製品の数量や種類の増大と同様に増え続けている。広範に亘る携帯式電子装置の例としては、ポケットベル、携帯電話、音楽プレーヤ、計算機、ラップトップコンピュータ、及び、個人用デジタルアシスタントがあるほか、他のものも含まれる。
携帯式電子装置のエレクトロニクスは、一般に直流（ＤＣ）電力を必要とする。一般的には、この直流電力を供給するエネルギ供給源として、１つ又はそれ以上の電池が使用される。理想的には、ＡＡＡ、ＡＡ、Ａ、Ｃ、Ｄ、及び、プリズマチック９Ｖなどの標準サイズの消費者向け電池などのエネルギ供給源は、携帯式電子装置のエネルギ要求に完全に適合すると思われる。アルカリ及びリチウム電気化学セルなどの電気化学的調合の向上は、増大した保管寿命、増大した貯蔵電荷、及び、ピーク容量を有する電池の必要性をある限られた程度まで満たしてきた。これらの変化にもかかわらず、いくつかの欠点が尚も存在している。
例えば、多くの携帯式電子装置は、作動するための最低限の電圧レベルを有する集積回路を含んでいる。電気化学単電池などのボルタ単電池は、その使用年数に亘って一般に減少する出力電圧レベルを有する。一般に、電池の使用年数の有意な部分は、電池の出力電圧が装置の最低電圧レベルよりも落ちてしまった後に発生する。いくつかの例では、浪費される使用年数は、最大８０％にもなる。
これに加えて、電池からの電圧及び電流は、多くの場合、携帯式電子装置のエレクトロニクスに直接電力を供給するのに適当ではない。例えば、電池によって決まる電圧レベルは、装置が電気的に要求する電圧レベルと異なることがある。更に、エレクトロニクスのいくつかの部分は、他の部分とは異なる電圧レベルで作動する場合があるので、異なるエネルギ供給源電圧レベルを必要とする。更にまた、電池は、装置の電流要求の急速な変動に対してしばしば迅速に応答することができない。
図１は、１つ又はそれ以上の電池などのエネルギ供給源１２と、電力を必要とする内部エレクトロニクスなどの負荷装置１４とを含む携帯式電子装置のための一般的な構成を示している。エネルギ供給源１２と負荷装置１４との間に挟まれているのは、いくつかの機能を実行し得る電源１６である。例えば、電源１６と一体的に示されている電力変換器２０は、エネルギ供給源１２からの電力に対して必要な変化をもたらし、電力を負荷装置１４に適するようにする。
必要な電力変換の種類に関して、電力変換器２０は、電圧を「昇圧」（すなわち、電圧を上げる）、又は、「降圧」することができる。つまり、変換器２０は、１対の入力端子２４及び２５に亘るエネルギ供給源１２からの入力電圧ＶSを１対の出力端子２６及び２７に亘る負荷装置１４に供給される出力電圧ＶOへ増加又は減少させることができる。電力変換器２０はまた、エネルギ供給源１２が供給できない負荷装置１４が要求する短時間のスパイク又は増加を満足させるある量のエネルギを貯えてもよい。
電力変換器２０はまた、出力電圧ＶOの調節を行ってもよく、出力電圧を目標とする出力電圧レベル近くに保ち、有害なノイズを引き起こすか又は負荷装置１４の好ましくない性能低下を生じる恐れのある急速な変動を低減する。そのような変動は、負荷要求の変化、外部電磁気供給源から誘導されたノイズ、エネルギ供給源１２の特性、及び／又は、電源１６の他の構成要素からのノイズのために発生する場合がある。
従来、携帯式装置においては、大きさと価格が適当であるとの理由で、スイッチング電力変換器２０が使用されている。しかし、容量専用チャージポンプ又は誘導／容量スイッチング電力変換器２０は、電気化学ボルタ単電池１２などのエネルギ供給源から負荷装置１４へ電力を転送するために、一般的には充電状態と放電状態との間の振動性スイッチングに依存している。状態の各スイッチングは、かなりの電力消費を招き、ボルタ単電池の保管寿命を短くする。
これに加えて、そのような電力変換器２０は、概して携帯用として適してはいるが、それでも携帯式装置の大きさ、重量、及び、価格に好ましくない影響を及ぼす。
更に、電力変換器は、広範な利用可能な型の電気化学的ボルタ単電池１２（例えば、リチウムやアルカリ）に対しては最適化できないのが普通である。その結果、そのような電力変換器２０は、一般にかなり効率を犠牲にして電圧調節するか、又は、単電池１２から得られる電圧を未調節のままで昇圧する。
結果的に、携帯式電子装置のための、効率的で調節された出力電圧をより効率的に供給する電力変換器の必要性は非常に大である。
本発明は、負荷装置の要求に応じてエネルギ供給源からの電力を効率的に転送する動的に制御された誘導式ＤＣ−ＤＣ電力変換器のための装置及び方法を提供することにより、先行技術の有する上記及び他の短所を克服する。
本発明は、内蔵動的切換可能容量式装置を有する電池を提供することにより、これら及び他の必要性を充足する。更に特定すれば、電気的な負荷に応じて電池の正負端子間の出力電圧（ＶO）を効率的なスイッチング手法を用いて動的に調節する電力変換器が準備され、電力変換器とスイッチング手法とは、共に電池容器内に組み込むために最適化される。更に、この電力変換器は、多くの型の電池に適合できると思われる。
本出願人の以前の発明の幾つかにおいて、電池の容器、特に標準サイズの消費者向け電池の容器内への電子回路の導入は、出力電圧を調節するなどによりいくつかの利点をもたらすことが示されている。特に、現在出願中で本出願人所有の特許出願である、ウラジミール・ガルトシュタイン（Ｖｌａｄｉｍｉｒ Ｇａｒｔｓｔｅｉｎ）及びドラガン・Ｄ・ネブリジック（Ｄｒａｇａｎ Ｄ． Ｎｅｂｒｉｇｉｃ）による「電池作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する一次電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第０９／０５４、１９２号、ウラジミール・ガルトシュタイン及びドラガン・Ｄ・ネブリジックによる「電池使用作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第０９／０５４、１９１号、ウラジミール・ガルトシュタイン及びドラガン・Ｄ・ネブリジックによる「内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第０９／０５４、０８７号、及び、ドラガン・Ｄ・ネブリジック及びウラジミール・ガルトシュタインによる「電池使用作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許仮出願シリアル番号第６０／０８０、４２７号は、全て１９９８年４月２日に出願されたものである。上記の米国特許出願の全ては、本明細書においてその全内容が引用により援用されている。
本出願人の別の発明において、本出願人は、電池充電状態のより良い表示を提供するなどの付加的利点のために電子回路を組み込むことの利点を示した。特に、１９９９年４月２３日に出願され、現在出願中で本出願人所有の特許出願である、ドラガン・Ｄ・ネブリジック及びウラジミール・ガルトシュタインによる「内蔵表示器を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第０９／２９８、８０４号を挙げるが、この特許出願は、本明細書においてその全内容が引用により援用されている。同じく検討されたのは、電池の出力電圧を有利に高める誘導・容量式電力変換器であった。
その後、本出願人は、電池出力電圧の増加を要求する用途にとって、特に電池の大きさや電力要件に関して与えられる後述のバージョンに対して、チャージポンプに基づく容量のみの電力変換器がいくつかの目標とする属性を有することを見出した。
更に、例証的バージョンにおいて、電力変換器は、フライコンデンサから電荷の転送を受け取る負荷コンデンサを利用する。より詳しくには、効率的に電荷移送するために、フライコンデンサは、負荷コンデンサ上の変動する負荷に適合すべく動的に切り換えられる。特に、電力変換器は、フライコンデンサ制御用のスイッチングマトリックスを含むチャージポンプを備えており、フライコンデンサは、電池のボルタ単電池と電気的に並列である充電モードへ切り換えられる。その後、スイッチングマトリックスは、放電モードへ切り替わり、フライコンデンサの電位は、ボルタ単電池と直列に追加的に配置され、その組み合わせは、負荷コンデンサに渡って電気的に結合されて、フライコンデンサに貯えられた電荷を負荷コンデンサの中に放電する。
更なる態様として、負荷コンデンサの電流出力容量を増大させるために、フライコンデンサのスイッチングは、電気的負荷に関わりなくスイッチングマトリックスの状態を単に振動させるよりはむしろ、スイッチングマトリックス制御装置によって動的に実行される。動的制御は、電池に対して低い電力要求がある期間中の電力節約を準備する。
別の態様は、スイッチングマトリックス制御装置の中に比較器を組み込むことにより、スイッチングマトリックスを動的に制御することである。幾つかのバージョンにおいては、出力電圧を所定閾値と比較する場合に使用する比較器のために、電圧基準装置と電圧基準装置のための温度補償装置も準備される。
付加的な態様においては、電圧変換器にバイアスをかけるため、特に比較的低い公称電圧を有するボルタ単電池のために、内部電源が準備される。
低電力消費を達成し、幾つかの電池では一般的な小容積内で作動させるために、電力変換器の多くは、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）として製造される。更に、ピーク電池電流に対する容量を有し、しかも低い電力消費をもたらす電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が記述される。
より詳細には、電池に対する負荷要求に応じて電力変換器を動的に制御することは、他の利点の中でもとりわけ、更なるピーク容量及び／又は高められた電力効率をもたらすことを本出願人は見出した。それに加えて、そのような動的スイッチングは、広範なボルタ単電池（例えば、リチウム、亜鉛酸、及び、アルカリその他などの電気化学単電池と、電気機械電池と、太陽電池その他など）に向いている。
本発明の別の更なる態様と一致して、誘導・容量式ＤＣ−ＤＣ電力変換器の動的制御は、出力端子に亘る負荷コンデンサの妥当な充電状態を感知すること、及び、電力変換器による電力消費を低減させるために、誘導素子、同期整流器、及び、スイッチのスイッチングのパルス幅変調制御を停止することを含む。
本発明のこれら及び他の利点は、以下の検討から明らかになるであろう。
本明細書に組み込まれてその一部を成す添付図面は、本発明の実施形態を示し、上記の本発明に関する概説と共に実施形態の以下の詳説は、本発明の原則を説明するのに役立つものである。
電力変換器の動的制御
図２を参照すると、電池２８の電気的ブロック図は、ボルタ単電池３６の入力端子３２及び３４間に挟まれた電力変換器３０と、電池２８の正出力端子３８及び負出力端子４０とを含む。電力変換器３０は、正負出力端子３８及び４０に亘って、スイッチングマトリックス４４によりそのモードが切り換えられる、切換可能容量式装置４２を含む。スイッチングマトリックス４４は、スイッチングマトリックス４４から受信した測定値Ｍに応答して信号Ｓを発生するスイッチングマトリックス制御装置４６からの信号Ｓにより制御される。
図３は、図２の電池２８の電気的ブロック図であって、本発明の付加的態様を示している。例えば、電力変換器３０は、端子３８及び４０に亘る出力コンデンサＣOUTとフライコンデンサＣFLYとの形態をとって、切換可能容量式装置４２を利用してもよい。出力コンデンサＣOUTとフライコンデンサＣFLYとはまた、スイッチングマトリックス４４のそれぞれの部分に亘って電気的に結合されている。電力変換器３０の一部分は、スイッチングマトリックス４４とスイッチングマトリックス制御装置４６とを組み込んだ、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）４８を含んでもよい。比較的低い公称電源電圧ＶSを有するボルタ単電池１４を利用するいくつかの用途に対して、ＡＳＩＣ４８は、好ましくは安定性が良くて極めて電力消費が低く、スイッチングマトリックス制御装置４６に基準電圧（ＶREF）信号を供給する電圧基準装置５０を更に含んでもよい。いくつかの電圧基準装置５０は半導体温度の関数として変動する場合があるので、電圧基準装置５０に対する比例温度−絶対温度回路などの温度補償装置５２を同じく含んでもよい。リチウム電気化学単電池などのボルタ単電池１４は、固有禁止帯幅電圧基準装置を有しており、これを利用し得る。以下において一層詳細に示すように、ＡＳＩＣ４８は、電源電圧ＶSの電圧レベルが比較的低い時にＡＳＩＣ４８の他の部分の効率的な作動を可能にする内部電源５６を更に含んでもよい。
容量式のみ電力変換器（チャージポンプ）
図４は、図３の非反転スイッチングマトリックス４４’、フライコンデンサＣFLY、及び、出力コンデンサＣOUTの電気回路図であって、単純化された倍電圧器を描いている。充電モードの間の第１の半サイクルの間に、切換信号Ｓ１は、スイッチＱ１とスイッチＱ３とを閉じるように指令し、切換信号Ｓ２は、スイッチＱ２とスイッチＱ４とを閉じるように指令し、フライコンデンサＣFLYは、ＶSまで充電される。第２の半サイクルの間に、切換信号Ｓ１は、スイッチＱ１とスイッチＱ３とを開くように指令し、切換信号Ｓ２は、スイッチＱ２とスイッチＱ４を閉じるように指令し、ＣFLYは、レベルをＶSボルトだけ上方に移す。これは、フライコンデンサＣFLYを出力コンデンサＣOUTに接続し、エネルギが必要に応じて出力へ送られるのを可能にする。スイッチＱ１〜Ｑ４はＣOUTから電荷を消耗する抵抗を有するので、実際の電圧は２ｘＶSよりも僅かに低い。
切換可能容量式装置４２の電力効率は、ＡＳＩＣ４８の内部損失と、コンデンサＣFLY及びＣOUTの抵抗損失と、コンデンサＣFLYとＣOUTとの間での電荷移送中の変換損失とである３つの因子によって影響を受ける。全電力損失は、
Ｐ損失＝Ｐ損失内部損失＋Ｐポンプコンデンサ損失＋Ｐ変換損失
ここで、（１）内部損失は、スイッチ駆動その他などの集積回路の内部機能に関連があり（これらの損失は、入力電圧、温度、及び、周波数などの作動条件によって影響を受ける）、（２）スイッチ損失は、集積回路のＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）スイッチのオン抵抗により生じ、（３）チャージポンプコンデンサ損失は、フライコンデンサと負荷コンデンサとの等価直列抵抗（ＥＳＲ）により生じる。
これらの損失と出力抵抗との間の関係は次の通りである。
Ｐポンプコンデンサ損失＋Ｐスイッチ損失＝ｉO 2ｘＲOUT
Figure 2006296198
ここで、ｆOSCは振動周波数である。第１項ＲOUTは、切換可能コンデンサの理想的な電力変換器３０からの実効抵抗である。
出力電流ｉOが増大すると、電池２８の出力電圧ＶOは降下する。電圧垂下ＶDROOPは、以下のように、電池２８から引き出された出力電流ｉOに電池の出力抵抗ＲOUTを掛けたものに等しい。
ＶDROOP＝ｉOｘＲOUT
ＶO＝２ｘＶS−ＶDROOP
変換損失は、フライコンデンサＣFLYと負荷コンデンサＣOUTとの間で電荷移送中に両者間に電圧差がある時に生じる。電力損失は、
Ｐ変換＝（（ＣFLY／２）ｘ（４Ｖ2S−Ｖ２Ｏ）＋（ＣOUT／２）ｘ（２ＶOｘＶリプル−Ｖ2 リプル））ｘｆOSC
ここで、Ｖリプルは、出力コンデンサＣOUTと負荷電流ｉOとによって決まるピークからピークまでの出力リプル電圧である。
最低出力抵抗ＲOUTを維持するために、低いＥＳＲを有するフライコンデンサＣFLYと負荷コンデンサＣOUTとを使用すべきである。チャージポンプ出力抵抗ＲOUTは、以下の式に示すように、フライコンデンサＣFLY及び負荷コンデンサＣOUTのＥＳＲと、内部スイッチ抵抗との関数である。負荷コンデンサＣOUTのＥＳＲを最小にすることは、全抵抗ＲOUTを最小にすることである。より大きなフライコンデンサＣFLYの使用は、出力インピーダンスを低下させ、効率を高める。ある点を超えると、出力抵抗ＲOUTが内部スイッチの抵抗及び静電容量に左右されるようになるので、フライコンデンサＣFLYの静電容量の増加は無視できるほどの影響しか持たない。しかし、大抵の電池の場合にそうであるようにスペースに限りがある時には、小さなコンデンササイズのために、達成できる低出力抵抗ＲOUTをトレードオフすることが必要な場合がある。
指定負荷電流を供給するためには、フライコンデンサＣFLYの容量値は約１０マイクロファラッド又はそれ以上で十分である。この容量範囲内の表面実装セラミックコンデンサは、それらの小さなサイズ、低価格、及び、低等価直列抵抗(ＥＳＲ)のためにフライコンデンサＣFLYの多くの用途に適している。あらゆる温度範囲に亘る適正作動を保証するために、Ｘ７Ｒ（又は、これと等価な）低温度係数の誘電体を備えたセラミックコンデンサを有利に使用してもよい。
出力コンデンサＣOUTの出力容量値の増大は、出力リプル電圧Ｖリプルを低下させる。そのＥＳＲの低減は、出力抵抗ＲOUTとリプルＶリプルとを共に減少させる。出力コンデンサＣOUTの容量の増大は、出力リプル電圧を低下させる。そのＥＳＲの低減は、出力抵抗とリプルとを共に減少させる。より小さな容量値は、軽い負荷に対して使用することができる。次の式は、ピークからピークまでのリプルを算出するためのものである。
Ｖリプル＝ｉO／（ｆOSCｘＣOUT）＋２ｘｉOｘＥＳＲCOUT
出力コンデンサＣOUTは、フライコンデンサＣFLYから移送された電荷を貯えて、充電／放電サイクルの間で負荷の要求に応じる。良い一般的規則は、出力静電容量ＣOUTをフライコンデンサのそれよりも少なくとも１０倍大きくすることである。
始動・停止モードにおいては、出力電圧を目標とする値に維持するのに必要な場合のみ、電力変換器３０は切り換わる。同じく、軽い負荷と下限閾値出力電圧を超える電圧とに対しては、スイッチングマトリックス４４は完全に止められる。このモードは、大きな静電容量値が２次電池として作用するために、高効率コンデンサを備えた電力変換器３０の場合には支配的である。このモードにおいては、リプルＶリプルは、ＣFLY及びＣOUTの容量値の間での電荷移送とＣOUTのＥＳＲとである、ほとんど２つのパラメータに左右される。
高効率コンデンサは、電荷漏れの比較的低い種類のコンデンサであり、例えば、２層電解コンデンサ（例えば、スーパーコンデンサ、ウルトラコンデンサ、及び、電力コンデンサとして知られるコンデンサ）及び擬似コンデンサである。
ＥＳＲリプルの寄与は、出力コンデンサＣOUTが充電する時に発生する。充電電流は、出力コンデンサＣOUTのＥＳＲに亘って、出力コンデンサＣOUTが充電されるにつれて消失する負の電圧パルスを作り出す。平衡状態において、フライコンデンサＣFLY上の電圧が出力コンデンサＣOUT上の電圧に近づく時、充電電流は全く流れない。この効果は、高効率コンデンサの場合には一層顕著である。
コンデンサＣFLY及びＣOUT間での電荷移送によるリプルの寄与は、電荷が出力コンデンサＣOUTへ流れる時にパルスを作り出すことである。その２つの項を加えても、それらのピークが同時に発生しないのでピークからピークのリプルを決定しない。支配項を使用するのが最良の方法である。ＣOUTのＥＳＲによるリプル成分を表す式は次の通りである。
Ｖリプル(ESR)＝８ｘ（（ＶS−２ＶO 2）／ｆOSC）ｘ（ＥＳＲCOUT／（ＲO 2ｘＣFLY））
リプル成分が主に電荷移送による場合の式は、Ｖリプル(ESR)＝２ｘ（（ＶS−２ＶO２）／ｆOSC）ｘ（１／（ＲOUTｘ（ＣFLY＋ＣOUT）））であり、ここで、ＲOUTは、開ループ出力インピーダンスである。セラミックコンデンサが使用される時によくあることであるが、出力コンデンサＣOUTのＥＳＲが非常に小さい場合、Ｖリプル(移送)が支配的となる。低価格のタンタルコンデンサを用いる場合のように、ＥＳＲが比較的大きい場合、Ｖリプル(ESR)が支配的となる。
連続モードは、チャージポンプ電力変換器３０が連続的に作動している時、一定周波数モードである。すなわち、支配的なリプルの式は次のようになる。
Ｖリプル＝ｉO／（ｆOSCｘＣOUT）＋２ｘｉOｘＥＳＲCOUT
高効率コンデンサの場合、出力電圧は準線型であり、従って、リプルは、ほとんど無関係なパラメータである。
初期始動モードにおいては、特に約１．２ボルトから約１．５ボルトの公称電圧を有する電子ボルタ単電池に対しては、スイッチＱ１及びＱ２は、ＡＳＩＣ４８の寄生的ラッチアップを防ぐため、出力コンデンサＣOUTに初期電荷を供給するように予め「オン」状態に有利に設定してもよい。内部電源（図示しない）によりスイッチングマトリックス制御装置４６が給電された後、また、フライコンデンサＣFLYが充電された後に、正常作動が実行される。
図４Ａは、図４の反転スイッチングマトリックス４４’’、フライコンデンサＣFLY、及び、出力コンデンサＣOUTの電気回路図であって、容量式電力変換器３０の動的スイッチングが反転出力を達成するのに有利であることを示している。この反転出力においては、図４Ａのように、正出力端子３８における正の電圧ポテンシャルを上向きに調節するよりも、スイッチＳＷ０及びＳＷ１を選択的に切り換えることにより、負出力端子４０における負の電圧ポテンシャルが下げられる。
図５は、電源電圧ＶSとフライコンデンサの容量ＣFLYとの関数として表された、フライコンデンサＣFLYに貯えられた電荷の３次元プロットである。
図６Ａ及び図６Ｂは、特にマックスウェルからモデルＵｌｔｒａ ＰＣ２２３として販売されている８Ｆウルトラコンデンサであるウルトラコンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットしたもので、その有益な低インピーダンスを示している。
図７は、図４のスイッチングマトリックス制御装置４６の手法を示す、第１の比較器５３の例示的回路に関する電気回路図である。
スイッチングマトリックス４４を動的に切り換えるのに使用された時、そのような比較器５３がもたらす能力は以下に示される。要するに、フライコンデンサＣFLYは、閉ループ手法において必要な時だけ有利に切り換えられるべきであり、開ループ発振器手法には基づかない。基本的な考え方は、出力コンデンサＣOUTがある所定の閾値電圧（Ｖ１）に達した時に、フライコンデンサＣFLYを放電モードに切り換えるということである。この時点において、フライコンデンサＣFLYは、出力コンデンサＣOUTを充電することになる。出力コンデンサＣOUTがある電圧（Ｖ２）に達した時、フライコンデンサＣFLYは切り離されて、充電されるボルタ単電池３６に元通り接続される。これらの電圧に基づいてのみ切り換えるいうことがここでの要点である。
比較器５３は、切り換えのための基準点としてＭ１／Ｍ２を利用する。これが理想的モデルのみに基づいた例示的説明であるということに留意することが重要である。包括的な比較器５３は、動的スイッチングマトリックス制御装置４６の一般的な作動を示すために用いられる。
図８は、出力コンデンサＣOUTが充電に要する時間間隔の間の電圧プロットである。このシミュレーションに対して、構成要素の値は、Ｒ２＝６キロオーム、Ｒ３＝１キロオーム、Ｒ４＝６キロオーム、Ｒ５＝１キロオーム、Ｒ６＝１００キロオーム、Ｒ７＝Ｒ８＝Ｒ９＝１０キロオーム、Ｒ１０＝Ｒ１１＝２５キロオーム、Ｃ３＝１０ピコファラッド、及び、Ｃ４＝Ｃ５＝１ピコファラッドのように選択された。ここに描かれているのは図４のスイッチングマトリックス４４のスイッチＱ１及びＱ３へ送られる切換信号Ｓ１の電圧グラフ図であって、この信号Ｓ１は、図７の第１の比較器５３によって発生される。出力コンデンサＣOUTにおいて感知され測定信号Ｍ２として第１の比較器５３に戻される出力電圧ＶOも同じくプロットされている。図８から明らかな比較器５３の作動の１つの態様は、電池２８に対する負荷に応じて如何にスイッチング速度が変化するかということである。
図９は、負荷要求に対する比較器５３の動的な作動を強化する電力変換器３０の定常状態作動を示す、より長い時間に対する図８の電圧プロットである。
図１０は、所定閾値に関して分圧器５４によりバイアスをかけられた比較器５３を利用するスイッチングマトリックス制御装置４６の電気回路図である。
図１０Ａは、出力電圧が所定閾値に関して変動する時のスイッチングマトリックス４４に対する切換指令の目標とするヒステリシスを示す、図１０のスイッチングマトリックス制御装置４６に対する経時的な代表的電圧プロットある。このシミュレーションに対して、図１０の構成要素の値は、Ｒ２２＝１メガオーム、Ｒ２３＝４０キロオーム、Ｒ２４＝１０メガオーム、Ｒ２７＝１メガオーム、Ｒ２８＝２００キロオーム、及び、Ｃ２１＝２２ピコファラッドのように選択された。
図１１は、図１０のスイッチングマトリックス制御装置４６のための第２の比較器５３’の電気的ブロック図である。特に、差動増幅器５５、差動増幅器５６、ヒステリシス判断増幅器５７、ヒステリシス判断増幅器５８、自己バイアス増幅器５９、インバータ６０、及び、インバータ６１の直列構成を示している。
図１１Ａは、図１１の第２の比較器４８’のためのヒステリシス判断増幅器５６が後に続く第１の対の差動増幅器５５である。
図１１Ｂは、図１１の第２の比較器４８’のためのヒステリシス判断増幅器５８が後に続く第２の対の差動増幅器５７である。
図１１Ｃは、図１１の第２の比較器４８’のための自己バイアス増幅器５９である。
図１１Ｄは、図１１の第２の比較器４８’のための１対のインバータ６０及び６１である。
図１２Ａ〜図１２Ｄは、図１１、及び、図１１Ａ〜図１１Ｄに示す第２の比較器４８’を表す電圧プロットを示し、特に図１２Ａは、第１の対を成す差動増幅器６４とヒステリシス判断増幅器６５とを含み、図１２Ｂは、第２の対を成す差動増幅器６６とヒステリシス判断増幅器６７とを含み、図１２Ｃは、自己バイアス増幅器６８を含み、図１２Ｄは、１対のインバータ６９及び７０を包含する。
図１３は、出力コンデンサＣOUTの初期充電期間に対する図１２Ｂ及び図１２Ｄの電圧プロットである。
図１４は、図１０のスイッチングマトリックス制御装置４６のための第３の比較器４８’’に対する電気的ブロック図である。特に、内蔵ヒステリシスを有する第１及び第２差動増幅器７２及び７３、高利得レール・ツー・レール７４、及び、第１、第２、及び、第３インバータ７５、７６、及び、７７の直列構成が示されている。
図１４Ａは、図１４の比較器４８’’のための、内蔵ヒステリシスを有する１対の差動増幅器７２及び７３である。
図１４Ｂは、図１４の比較器４８’’のための、高利得レール・ツー・レールに対するシュミットトリガ７４ａである。
図１４Ｃは、スイッチングポイントに対処する、図１４の比較器４８’’のための３つのインバータ７５、７６、及び、７７である。
図１５Ａは、図１４、及び、図１４Ａ〜図１４Ｃの比較器４８’’に対する図１５Ｂで示されたスイッチングマトリックス状態に関連して描かれた電流である。
図１６は、図２の用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）４８のための単段昇圧鎖状内部電源５６ａに対する電気回路図であって、図１６Ａは、その回路を適切に順序付けるクロック信号を示す。
図１７は、図２の用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）４８のための多段昇圧鎖状内部電源５６ｂに対する電気回路図であって、図１７Ａは、その回路を適切に順序付けるクロック信号を示す。多段昇圧鎖状内部電源５６ｂは、２つの単段昇圧鎖状内部電源５６ａ’及び５６ａ’’の直列結合から形成される。
図１８は、図１７の多段昇圧鎖状内部電源５６ｂの各段５６ａ’及び５６ａ’’に対する経時的な電圧プロットである。
容量スイッチングマトリックス４４は、１つの負荷コンデンサＣOUTと１つのフライコンデンサＣFLYと共に図示されているが、目標とする容量を達成するために２つより多いコンデンサを使用する場合があることを本開示事項の恩典を受ける当業者にあっては理解されたい。更に、一段の容量チャージポンプ２６が図示されているが、電池２８の出力端子３８及び４０における電圧ポテンシャル（ＶO）を更に調節するために複数段を用いてもよい。これに加えて、内蔵動的切換容量式電力変換器３０を有する電池２８は、１つ又はそれ以上のボルタ単電池３６を含んでもよい。更に、電力変換器３０が電池２８の中に有利に組込まれるように図示されているが、本発明の態様に矛盾しない様々なバージョンにおいては、別々の構成要素になる、及び／又は、他の種類のエネルギ供給源１２を利用するであろう。
更に、比較器５３は、有利な動的スイッチング制御を与える閉ループ制御機能をもたらすものとして図示されているが、厳密調節又は未調節のいずれかの電圧閾値を用いるある形の比較を行なう他の閉ループ設計で置き換えてもよいことを当業者は理解するであろう。このことは、例えば、発振器開ループ制御機能の省略を可能にする。
誘導・容量式電力変換器の始動・停止ＰＷＭ制御
図１９Ａを参照すると、入力電圧ＶSより低い出力電圧ＶOを与える降圧電力変換器の一例として、電力変換器８２ａのためのバック電力出力段８０ａのトップレベル図が示されている。バック出力段８０ａは、入力端子２４及び２５においてエネルギ供給源１２に、また、出力端子２６及び２７において負荷装置１４に結合され、エネルギ供給源１２から負荷装置１４へとエネルギを配送する。エネルギ供給源１２は、入力電圧ＶSと入力電流ｉSとを供給する。負荷装置１４は、電流ｉOと出力電圧ＶOとを受け取る。
バック電力出力段８０ａは、スイッチＭＳ、整流素子ＭＲ、インダクタＬなどの誘導素子、及び、負荷コンデンサＣOUTなどの容量素子を含む。負荷コンデンサＣOUTは、正出力端子２６に結合されたその正端子８４と、負出力端子２７に結合されたその負端子８６とを有し、その負端子は、同じく負入力端子２５にも結合されて接地基準を形成する。すなわち、負荷コンデンサＣOUTは、出力電圧ＶOまで充電される。インダクタＬは、フィードバック電圧ＶFを有するノードに結合されたその正の端部８８を有する。フィードバック電圧ＶFは、インダクタＬを渡る電圧ＶLと関係している。インダクタＬは、正出力端子２６に結合されたその負の端部９０を有する。
同期整流器として形成されたＭＯＳＦＥＴとして実装された整流素子ＭＲは、フィードバック電圧ノードＶFに結合されたその正端子（ソース）９２と、負の入力及び出力端子２５及び２７に結合されたその負端子（ドレーン）９４とを有する。整流素子ＭＲは、制御信号Ｓ１に応答して閉じる。整流素子ＭＲのＭＯＳＦＥＴは、電流を逆方向へ導通させるチャンネルを有しており、そのために、ＭＯＳＦＥＴスイッチＭＳと比べて逆のソース及びドレーンを有することによりダイオードのように作用する。スイッチＭＳは、正入力端子２４に結合されたその正の端部（ドレーン）９６と、フィードバック電圧ノードＶFに結合されたその負の端部（ソース）９８とを有する。スイッチＭＳは、制御信号Ｓ２がオンに変わるのに応答して閉じる。
放電状態の間は、制御信号Ｓ１がオンとなって整流素子ＭＲを閉じるから、整流素子ＭＲは導通し、また、制御信号Ｓ２がオフとなってスイッチＭＳを開き、インダクタＬを負荷コンデンサＣLの中に放電させる。充電状態の間は、制御信号Ｓ１がオフとなって整流素子を開く、つまり、整流素子を非導電ＭＲにし、また、制御信号Ｓ２がオンとなってスイッチＭＳを閉じ、インダクタＬがエネルギ供給源１２からの入力電流ｉSによってエネルギ供給されるのを可能にする。
図１９Ｂを参照すると、電力変換器８２ｂのための昇圧電力出力段８０ｂは、入力電圧ＶSに対して出力電圧ＶOを高める（昇圧する）のに適する構成を示している。負荷コンデンサＣOUTは、正出力端子２６に結合されたその正端子８４と、負出力端子２７に結合されたその負端子８６とを有し、その負端子は、同じく負入力端子２５にも結合されて接地基準を形成する。すなわち、負荷コンデンサＣOUTは、出力電圧ＶOまで充電される。インダクタＬは、フィードバック電圧ＶFを有するノードに結合されたその負の端部９０と、正入力端子２４に結合されたその正の端部８８とを有する。インダクタ電圧ＶLは、入力端子２４とフィードバック電圧ノードＶFとの間に形成される。すなわち、このインダクタ電圧ＶLは、フィードバック電圧ＶFから入力電圧ＶSを差し引いたものと同等である。
整流素子ＭＲは、ノードＶLと、負荷コンデンサＣOUTの正端子８４と、従って同じく、正出力端子２６とに結合されたその負の端部９４を有する。また、整流素子ＭＲは、フィードバック電圧ノードＶFに結合されたその正の端部９２を有する。ＭＯＳＦＥＴスイッチＭＳは、フィードバック電圧ノードＶFに結合されたその正の端部（ドレーン）９６と、負の入力及び出力端子２５及び２７に結合されたその負の端部（ソース）９８とを有する。
放電状態の間は、制御信号Ｓ２がオフに変わるのに応答してＭＯＳＦＥＴスイッチＭＳが開き、制御信号Ｓ１がオンに変わるのに応答して整流素子ＭＲが閉じ、エネルギ供給源１２とインダクタＬとを負荷コンデンサＣLに結合させる。すなわち、負荷コンデンサＣLに附与された出力電圧ＶOを昇圧するために、入力電圧ＶSとインダクタ電圧ＶLとが加算される。充電状態の間は、制御信号Ｓ２がオンに変わるのに応答してＭＯＳＦＥＴスイッチＭＳが閉じ、インダクタＬをエネルギ供給源１２に渡って結合する。制御信号Ｓ１がオフに変わるのに応答して整流素子ＭＲが開き、負荷コンデンサＣLをエネルギ供給源１２とインダクタＬとから切り離す。
本発明の１つの態様によれば、全て２０００年３月２２日に出願され、現在出願中で本出願人が所有する、本明細書において引用により援用されているＹｉｎｇ Ｘｕ他による「横方向非対称な軽微にドープされたドレーンＭＯＳＦＥＴ」という名称の米国特許出願シリアル番号第０９／５３２、７６１号（Ｐ＆Ｇケース第７９９２号）に記載されているように、図１９Ａのバック電力出力段８０ａと図１９Ｂの昇圧電力出力段８０ｂとは共に、低閾値（例えば、１ボルト未満）の制御が可能なＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチを利用して０．３５ミクロンのダブルサリサイド処理（２つの金属、及び、２つのポリサリサイド）で製造された集積回路として実装することにより、有利に効率が良く、低入力電圧（例えば、１ボルト未満）で作動可能である。低閾値制御を有するのに加えて、開示されたＭＯＳＦＥＴ装置は、低いオン抵抗を有しており、本発明に従って使用される電力出力段８０ａ及び８０ｂの効率を高めるのに直接貢献する。
図２０を参照すると、図１９Ｂの電力出力段８０ｂを切換可能に制御するために、始動停止電力変換器８２ｂは、始動停止制御装置１００を使用する。誘導式電力変換器を含む一般に知られた電力変換器は、負荷装置１４からの要求が低い時でさえも発振し続け、電力変換器による発振の効率を下げる。その結果、始動停止制御装置１００は、負荷コンデンサＣOUTが妥当に充電された時、パルス幅変調（ＰＷＭ）出力の発振を都合良く停止する。
具体的には、昇圧電力出力段８０ｂは、入力電圧ＶSの安定性を高めるために使用される入力端子２４及び２５に渡って結合された容量素子Ｃ１の追加以外は、上記の図１９Ｂで説明したものである。
始動停止制御装置１００は、パルス幅変調（ＰＷＭ）と電力出力段８０ｂの発振制御とのために、放電状態中に整流素子ＭＲを閉ざし、充電状態中に整流素子ＭＲを開くように制御信号Ｓ１を選択的に発生することにより、また、放電状態中にスイッチＭＳを開き、充電状態中にスイッチＭＳを閉ざすように選択的に制御信号Ｓ２を発生することによって入力信号に応答する。始動停止制御装置１００は、電圧基準装置１０４からの基準電圧ＶREFと出力電圧ＶOとの比較により示される低い要求を感知して、出力段８０ｂが放電状態のままであるように発振制御信号をヒステリシス的に停止させる。始動停止制御装置１００は、基準電圧ＶREF、出力電圧ＶO、及び、フィードバック電圧ＶFとに応答してデューティサイクル信号を発生し、出力電圧ＶOと基準電圧ＶREFとにヒステリシス的に応答して停止信号を発生する、ヒステリシス的比較器１０６を含む。変調器１０８は、一定周波数発振器１１０から所定の周波数を有する発振信号を発生する。ＳＲフリップフロップ１１２は、設定デューティサイクル信号によって設定され、発振信号によってリセットされて、充電状態と放電状態とを決める切換信号を生み出す。マルチプレクサ１１４は、切換信号に応答して制御信号Ｓ１及びＳ２を発生する。マルチプレクサ１１４は、電力出力段８０ｂの交差導通を軽減するために、所定の状態切換遅延を有する。マルチプレクサ１１４は停止信号にも応答し、制御信号Ｓ２をオフにしてスイッチＭＳを開くことにより、また、制御信号Ｓ１をオンにして整流素子ＭＲを閉じることにより、より多くのエネルギが必要になるまで発振を停止する。
更に、電力出力段８０ｂが放電される時のほか、負荷コンデンサＣLに初期電荷を供給する時、始動回路１１６は、始動停止制御装置１００にバイアスをかける。
図２１を参照すると、始動停止電力変換器８２ａの作動がタイミング図で示されている。電気化学的ボルタ単電池から成るエネルギ供給源１４などの多くの用途において、電源電圧ＶSは、時が経つにつれて減少する傾向があり、最終的にはエネルギ供給源１２の部類に対する公称電圧定格ＶNOMよりも下に降下する。
出力電圧ＶOは、始めは２つの電圧閾値ＶOFF及びＶONよりも低い。充電及び放電状態間のスイッチングのデューティサイクルは、構成要素の容量値及び誘導値と目標とする出力電圧ＶOとを考慮に入れた所定の値であって、出力電圧ＶOを維持するために、デューティサイクルは電源電圧ＶSの低下に応答する。スイッチング・デューティサイクルの作動は、出力電圧ＶOが電圧閾値ＶOFFよりも高くなる時間Ａまで続き、その時点において、ヒステリシス的比較器７０は、マルチプレクサ１１４に信号を送って切換信号Ｓ１及びＳ２を出力するのを停止させ、整流素子ＭＲ及びスイッチＭＳを開かせる。負荷装置１４は、出力コンデンサＣOUTから貯えられたエネルギを引き出し、出力電圧ＶOが電圧閾値ＶOFFよりも下に下降するまで出力電圧を消耗する。しかし、比較器７０は、マルチプレクサ１１４に対して切換信号Ｓ１及びＳ２を再開するように信号を送る前に、出力電圧ＶOが電圧閾値ＶONよりも下に落ちる時間Ｂまで待つことによりヒステリシス的に応答する。
本発明は、従って、そのより広い態様において、特定な詳細、代表的な装置及び方法、及び、提示され説明された例証的な実施例に限定されるものではない。従って、本出願人の一般的な革新的概念の精神又は範囲から逸脱することなく、そのような詳細からの離脱が為されてもよい。
電力変換器を有する電源を組み込んだ携帯式電子装置のトップレベルのブロック図である。 ボルタ単電池と電池の端子との間に電力変換器を挟み込んだ電池の電気的ブロック図である。 用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）と、出力コンデンサ及びフライコンデンサとから成る電力変換器を含む電池の電気的ブロック図である。 図３の非反転スイッチングマトリックス、フライコンデンサ、及び、出力コンデンサの電気回路図である。 図３の反転スイッチングマトリックス、フライコンデンサ、及び、出力コンデンサの電気回路図である。 電源電圧（ＶS）とフライコンデンサの容量（ＣF）との関数として表された、フライコンデンサに貯えられた電荷の３次元プロットを示す図である。 特にマックスウェルからモデルＵｌｔｒａ ＰＣ２２３として販売されている８Ｆウルトラコンデンサである高効率コンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットした一方の図である。 特にマックスウェルからモデルＵｌｔｒａ ＰＣ２２３として販売されている８Ｆウルトラコンデンサである高効率コンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットしたもう一方の図である。 図４のスイッチングマトリックス制御装置の手法を示す、第１の比較器の例示的回路に関する電気回路図である。 出力コンデンサで感知されたプロットの出力電圧に応答して図７の第１の比較器によって作成された図４のスイッチングマトリックスへの切換信号を表す、出力コンデンサが充電するのに要する時間間隔の間の電圧プロットの図である。 電力変換器の定常状態作動を示す、より長い時間に対する図８の電圧プロットの図である。 所定閾値に関して分圧器によりバイアスをかけられた比較器を利用するスイッチングマトリックス制御装置の電気回路図である。 出力電圧が所定閾値に関して変動する時のスイッチングマトリックスに対する切換指令の目標とするヒステリシスを示す、図１０のスイッチングマトリックス制御装置に対する経時的な代表的電圧プロットの図である。 図１０のスイッチングマトリックス制御装置のための第２の比較器の電気的ブロック図である。 図１１の第２の比較器のためのヒステリシス判断増幅器が後に続く第１の対の差動増幅器を示す図である。 図１１の第２の比較器のためのヒステリシス判断増幅器が後に続く第２の対の差動増幅器を示す図である。 図１１の第２の比較器のための自己バイアス増幅器を示す図である。 図１１の第２の比較器のための１対のインバータを示す図である。 図１１、及び、図１１Ａ〜図１１Ｄに示す第２の比較器を表す電圧プロットであって、特に、第１の対を成す差動増幅器とヒステリシス判断増幅器とを含む図である。 図１１、及び、図１１Ａ〜図１１Ｄに示す第２の比較器を表す電圧プロットであって、特に、第２の対を成す差動増幅器とヒステリシス判断増幅器とを含む図である。 図１１、及び、図１１Ａ〜図１１Ｄに示す第２の比較器を表す電圧プロットであって、特に、自己バイアス増幅器を含む図である。 図１１、及び、図１１Ａ〜図１１Ｄに示す第２の比較器を表す電圧プロットであって、特に、１対のインバータを包含する図である。 出力コンデンサの初期充電期間に対する図１２Ｂ及び図１２Ｄの電圧プロットの図である。 図１０のスイッチングマトリックス制御装置のための第３の比較器に対する電気的ブロック図である。 図１４の比較器のための内蔵ヒステリシスを有する１対の差動増幅器を示す図である。 図１２の比較器のための高利得レール・ツー・レールに対するシュミットトリガを示す図である。 スイッチングポイントに対処する、図１４の比較器のための３つのインバータを示す図である。 図１５Ｂで示すスイッチングマトリックス状態に関連して描かれた電流を示す図である。 図１４、及び、図１４Ａ〜図１４Ｃの回路に対するスイッチングマトリックス状態を示す図である。 図３の用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）のための単段昇圧鎖状内部電源に対する電気回路図である。 図１６の回路を適切に順序付けるクロック信号を示す図である。 図３の用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）のための多段昇圧鎖状内部電源に対する電気回路図である。 図１７の回路を適切に順序付けるクロック信号を示す図である。 図１７の多段昇圧鎖状内部電源の各段に対する経時的な電圧プロットの図である。 バック電力変換器に対する出力段のトップレベルの図である。 昇圧電力変換器に対する出力段のトップレベルの図である。 図１９Ｂの昇圧電力変換器のための始動停止制御装置の回路の１つのバージョンを示す図である。 図２０の始動停止制御装置に対するタイミング図である。
符号の説明
２８ 電池
３６ ボルタ単電池
３２、３４ 入力端子
３０ 電力変換器
３８ 正出力端子
４０ 負出力端子
４４ スイッチングマトリックス
４２ 切換可能容量式装置
Ｍ 測定値
４６ スイッチングマトリックス制御装置
Ｓ 信号
ＣOUT 出力コンデンサ
ＣFLY フライコンデンサ
４８ 用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）
ＶS 公称電源電圧
５０ 電圧基準装置
５６ 内部電源
４４’ 非反転スイッチングマトリックス
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ
Ｓ２ 切換信号
５３ 比較器
５４ 分圧器
４８’ 第２の比較器
６４ 差動増幅器
６５ ヒステリシス判断増幅器
６６ 差動増幅器
６７ ヒステリシス判断増幅器
６８ 自己バイアス増幅器
６９、７０ １対のインバータ
７２、７３ 第１及び第２差動増幅器、
７４ 高利得レール・ツー・レール
７５、７６、７７ 第１、第２、及び、第３インバータ
４８’’ 比較器
７４ａ シュミットトリガ
５６ｂ 多段昇圧鎖状内部電源
２６ 一段の容量チャージポンプ
１２ エネルギ供給源
８０ａ 電力変換器
１４ 負荷装置
８４ 正端子
８６ 負端子
２７ 負出力端子
８８ 正の端部
９０ 負の端部
９２ 正端子（ソース）
９４ 負端子（ドレーン）
ＭＲ 整流素子
９６ 正の端部（ドレーン）
９８ 負の端部（ソース）
ＭＳ スイッチ
Ｓ２ 制御信号
Ｌ インダクタ
ＣL コンデンサ
Ｓ１ 制御信号
８２ｂ 電力変換器
ＶO 出力電圧
ＶF フィードバック電圧
ＶL ノード
１００ 始動停止制御装置
１０４ 電圧基準装置
１０６ ヒステリシス的比較器
１０８ 変調器
１１０ 一定周波数発振器
１１２ ＳＲフリップフロップ
１１４ マルチプレクサ
１１６ 始動回路

Claims (4)

  1. 正電極と負電極とを含み、前記正電極及び負電極に渡る電極電圧をもたらす電荷を貯えたボルタ単電池と、
    前記ボルタ単電池を実質的に包含し、正端子と負端子とを含む容器と、
    を含む電池であって、
    動的切換可能な容量式チャージポンプは、電極と端子との間に電気的に挟まれ、
    前記チャージポンプは、容器により実質的に包含され、好ましくは、前記動的切換可能容量式チャージポンプは集積回路を含む、
    ことを特徴とする電池。
  2. 前記容量チャージポンプは、前記正端子及び負端子に渡って電気的に結合された出力コンデンサを含み、前記容量チャージポンプは、交互に充電モードにおいては充電するために前記電極に渡って電気的に結合され、放電モードにおいては前記出力コンデンサの中に放電するために前記ボルタ単電池と加法的な直列結合となるフライコンデンサを含み、好ましくは、前記フライコンデンサ及び出力コンデンサのうちの一方は、高効率コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電池。
  3. 前記チャージポンプは、
    前記充電モードと前記放電モードとの間で、前記フライコンデンサ、前記出力コンデンサ、及び、前記ボルタ単電池を電気的に切換可能に結合するスイッチングマトリックスと、
    充電モードと放電モードとの間の前記切換を指令するために前記スイッチングマトリックスと機能的に結合され、好ましくは、出力電圧が所定の閾値よりも下降するのに応答して前記スイッチングマトリックスに前記放電モードになるように指令し前記出力電圧が所定の閾値よりも上昇するのに応答して前記スイッチングマトリックスに前記充電モードになるように指令する比較器を含み、更により好ましくは、前記比較器は前記出力電圧が前記所定閾値に近づく時の急速な振動を防止するヒステリシス回路を含み、及び／又は、前記比較器は増幅器とヒステリシス装置とを有する出力段を含む、スイッチングマトリックス制御装置と、
    を更に含むことを特徴とする請求項１から請求項２のいずれか１項に記載の電池。
  4. 前記スイッチングマトリックスは、前記正電極を前記フライコンデンサの第１の端部と電気的に切換可能に結合する第１のスイッチと、前記フライコンデンサの前記第１端部を前記電池の前記正電極と電気的に切換可能に結合する第２のスイッチと、前記負電極を前記フライコンデンサの第２の端部と電気的に切換可能に結合する第３のスイッチと、前記フライコンデンサの前記第２端部を前記正電極と電気的に切換可能に結合する第４のスイッチとを含み、好ましくは、前記第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び、第４スイッチは、各々、電界効果集積回路から成り、前記第１及び第３スイッチは閉じ前記第２及び第４スイッチは開いて前記充電モードに作用し、前記放電モードに対してはその逆になり、更により好ましくは、前記スイッチングマトリックスは、前記電力変換器の一部分が不活性である初期条件を更に含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電池。
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