JP2006246617A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電力変換装置（ＭＣＩ）において駆動回路用電源を削減する構成を提供する。
【解決手段】 各相における上流側素子のうち順方向素子（力行側の素子、T1とT3、T6とT8及びT11とT13）の駆動回路電源(Edrv2,Edrv5,Edrv6)を共通にし、各相において同電位（電源）に接続される上流側素子（上アーム及び中央アーム素子）のうち逆方向素子（回生側の素子、T2，T7，T12，及びT4，T9，T14）の駆動回路電源（Edrv4,Edrv3）を共通にし、前記下流側素子（下アーム素子、T5，T10，T15など）の駆動回路電源(Edrv1)を共通にしたことを特徴とする電力変換装置(ＭＣＩ)を提供する。
【選択図】 図１

Description

本発明は電力変換装置に関するものである。

従来技術として、燃料電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、特開２００２-１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）で開示されている。この例は、図１に示すように蓄電器がＤＣ-ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された２電源を備える車両構成になっており、ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
しかしながら、この従来例は、ＤＣ-ＤＣコンバータを使って、２つの蓄電装置を並列に接続する構成となっていてＤＣ-ＤＣコンバータを使用しているため、システムのサイズが大きくなるとともに、コストが高く、例えば、両蓄電池の両方の電力を使用してモータを駆動する場合、またはモータの起電力を蓄電する場合に損失が大きいなどの問題が生じる。
そこで、本出願人は、複数電源を用いて電圧変換をする電力変換装置（以下、ＭＣＩと称することがある。）であり、その複数電源の入出力電力の切り替えや配分などを自由にコントロールすることを可能とし、電圧源の供給電力を制御することを可能とする電力変換装置を開発した（特願2004-200483号）。また、当該変換装置では、インバータ損失とモータ損失の両方をより低減することが可能である。さらに、当該変換装置は、このような電力変換装置を搭載した２電源系車両を提供することも可能である。

しかしながら、ＭＣＩでは、上流側スイッチング素子を両方向スイッチとする必要があるため、駆動しなければならない素子数は15素子である（単純な3相インバータでは6素子）。そのため、各スイッチング素子のゲート駆動回路が複雑になる。特に駆動回路用電源が多数必要になるなどの問題が残されている。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１）

そこで、本発明は、本出願人が開発したＭＣＩにおいてより少ない駆動回路用電源の数で該ＭＣＩを駆動可能な構成を提供することを目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置は、
直流電圧源の出力電圧から交流電圧波形をパルス状電圧で生成する電力変換装置であって、
前記直流電圧源は、共通電位を含めて３つ（以上）の電位を出力する電圧源出力部（端子）を備え、
前記電力変換装置は、前記３つ（以上）の電位の１つ（端子）に接続し、電圧を前記電力変換装置の出力部に印加するスイッチング手段を各々備え、
前記各スイッチング手段は、オンオフのパルス幅を制御することにより前記パルス状電圧を生成し（即ち、各スイッチング手段は、１つの電位を選択して接続し、その接続を切り替えることによりパルス状電圧を生成する）、
前記スイッチング手段は上流側素子と下流側素子とを含み、
各相における上流側素子のうち順方向素子（力行側の素子であり、図1のT1とT3、T6とT8、及びT11とT13）の駆動回路電源(例えば図１のEdrv2,Edrv5,Edrv6)を共通にし、
各相において同電位（電源）に接続される上流側素子（図１の上アーム及び中央アーム素子）のうち逆方向素子（回生側の素子であり、図1のT2，T7，T12，及びT4，T9，T14）の駆動回路電源（図１のEdrv4,Edrv3）を共通にし、
前記下流側素子（例えば図1の下アーム素子であるT5，T10，T15など）の駆動回路電源(例えば図１のEdrv1)を共通にした、
ことを特徴とする。

また、第２の発明による電力変換装置は、
各相における上流側素子のうち順方向素子（例えば図1のT1及びT3）の駆動回路電源を、これら順方向素子の各駆動回路に並列に設けた第１のコンデンサ（例えばC1，C3）各々に充電する第１のブートストラップ回路（電源）として構成し、前記第１のコンデンサは前記下流側素子の駆動回路電源から給電され、
各相における上流側素子のうち逆方向素子（図1のT2及びT4など）の駆動回路電源を、前記第１のコンデンサ(C1,C3など)各々から（好適には各ダイオードD2,D4を介して）、前記上流側素子のうち逆方向素子の各駆動回路に並列に設けた第２のコンデンサ(C2,C4など)各々を充電する第２のブートストラップ回路（電源）として構成した、
ことを特徴とする。

また、第３の発明による電力変換装置は、
前記第１のコンデンサ各々に対して第３のコンデンサをそれぞれ並列に設け、前記第３のコンデンサは前記下流側素子の駆動回路電源から給電され、さらに、前記第３のコンデンサ各々から前記第２のコンデンサ各々に給電できるように接続する、
（即ち、前記第１のブートストラップ回路に対し、前記下流側素子の駆動回路電源と上流側素子との間に、直列接続したダイオード(D5,D6,D11,D12,D17,D18)及び第３のコンデンサ(C5,C6,C11,C12,17,C18)をそれぞれ追加し、そのダイオードと前記第３のコンデンサの接続点から、前記第２のコンデンサ（即ち上流側逆方向素子の駆動回路の電源用コンデンサ）のプラス側に好適にはダイオードを介して接続する）、
ことを特徴とする。

また、第４の発明による電力変換装置は、
前記第１のコンデンサ各々と前記下流側素子の駆動回路電源との間に、前記第１のコンデンサ側から前記下流側素子の駆動回路電源側への電流の流れを阻止するために第１のダイオードをそれぞれ設けた、
ことを特徴とする電力変換装置。

また、第５の発明による電力変換装置は、
前記第３のコンデンサ各々と前記下流側素子の駆動回路電源との間に、前記第３のコンデンサ側から前記下流側素子の駆動回路電源側への電流の流れを阻止するために第２のダイオードをそれぞれ設け、
前記第３のコンデンサ各々と前記第２のコンデンサ各々との間に、前記第２のコンデンサ側から前記第３のコンデンサ側への電流の流れを阻止するために第３のダイオードをそれぞれ設けた、
ことを特徴とする。
上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。

第１の発明によれば、各素子の駆動回路の構成を上記のように構成することで、例えばトランジスタの数が15個であるのに対し、駆動回路に必要な電源の数を6個にすることができ、通常の3相インバータで必要な駆動回路電源数4個に対し、2個の増加に抑えることができる。この為、必要な、スペースやコストの増加を最小に抑えることができる。

第２の発明では、例えば、同相の上流側順方向素子（図1のT1及びT3）の駆動回路電源をそれぞれC1，C3に充電するブートストラップ電源に構成し、上流側逆方向素子（図1のT2及びT4）の駆動回路電源を、C1からD2を介してC2を充電するブートストラップ電源に、C3からD4を介してC4を充電するブートストラップ電源に構成したことを特徴とする（他の相も同じ）。従って、第２の発明によれば、各素子の駆動回路の構成を上記のように構成することで、例えばトランジスタの数が15個であるのに対し、駆動回路に必要な電源の数を1個にすることができ、必要な、スペースやコストの増加を最小に抑えることができる。

第３の発明では、例えば図２のブートストラップ電源回路構成に対し、駆動回路電源と上流側素子の間に、直列接続したダイオード及びコンデンサを追加し、そのダイオードとコンデンサの接続点から、上流側逆方向素子の駆動回路の電源用コンデンサのプラス側にダイオードを介して接続する。第３の発明によれば、追加したコンデンサは、上流側逆方向素子の駆動回路電源用コンデンサの充電源となる。図2のブートストラップ回路では、上流順方向素子の駆動回路電源のコンデンサが、上流逆方向素子の駆動回路電源用コンデンサの充電源でもあるため、上流逆方向素子の駆動回路用コンデンサの充電をおこなうとこのコンデンサの電圧が下がる。この電圧変動が、順方向素子の駆動回路の電源の電圧変動となるため、この駆動回路の動作に悪影響を与える可能性がある。図５の構成であれば、上流順方向素子の駆動回路電源用コンデンサと、上流逆方向素子の駆動回路電源用コンデンサの充電源としてのコンデンサを分離しているため、より安定して動作させることができる。

第４および第５の発明によれば、電流の逆流防止のダイオードを設けることによって高電位側からの電荷の流出を防ぎ、ノイズ防止或いは素子破壊を防止することが可能になり、さらには電流の経路制御、即ち駆動回路の制御の簡単化を図ることが可能となる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。まず、本発明を説明する前に、本発明の適用対象である本出願人が開発した電力変換装置（ＭＣＩ）を説明する。図７は、ＭＣＩの回路構成を示す図である。図に示すように、第１のバッテリ１０と第２のバッテリ２０とで直流電圧源が構成されている。直流電圧源は２つのバッテリの低電圧側を共通電位とすることで３つの電位を生成している。バッテリ１０の電圧Ｖbhはバッテリ２０の電圧Ｖbmより高い電圧になっている。また、Ｖbh−ＶbmはＶbmより大きい値に設定されている。
つまり
Ｖbh＞Ｖbm ・・・（１）
Ｖbh−Ｖbm＞Ｖbm ・・・（２）
である。
３０は、それらの電圧を変換し交流電圧を生成することで交流モータ４０を駆動する電力変換器である。この電力変換器３０は、バッテリ１０の供給電圧Ｖbhを安定化させるコンデンサＫ１と、バッテリ２０の供給電圧Ｖbmを安定化させるコンデンサＫ２と、モータ４０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれとバッテリの共通電位電圧（以下０Ｖと記す）、バッテリ１０の高電位側電圧、バッテリ２０の高電位側電圧の中から１つだけを選択的に接続するスイッチ群３１、３２、３３とから構成されている。

それぞれのスイッチ群は以下のような構成になっている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群はいずれも同一の構成であるので、３１のＵ相のスイッチ群についてのみ説明する。Ｔr11とTr12とで、モータのＵ相と電圧Ｖbhとの間を断続する双方向のスイッチを構成しているＩＧＢＴ（パワー素子）である。Ｔr21とＴr22はＵ相と電圧Ｖbmとの間を断続的に接続する双方向スイッチである。Ｔr31とＴr32はＵ相と共通電位電圧との間を断続する双方向スイッチである。以上の各スイッチにより、Ｕ相のスイッチ群が構成される。Ｔr11とTr12、Ｔr21とＴr22、Ｔr31とＴr32はそれぞれ組となって双方向のスイッチとして動作するが、ある時間間隔においてこれらの３組のうち１組のみがオンとなる。従って、モータのＵ相にはＶbh、Ｖbm、０Ｖのいずれかの電圧が印加されることになる。Ｖ相のスイッチ群３２、Ｗ相のスイッチ群３３もＵ相のスイッチ群３１と全く同様な構成である。

次に作用を説明する。モータに印加すべき電圧は、単位時間あたりＶbh、Ｖbm、０Ｖが印加される時間の割合を調整することで生成される。
図８は、ＭＣＩにおけるＵ相の出力電圧波形を示すタイミングチャートであり、図９は、ＭＣＩにおけるＵ相のスイッチ群を構成するＩＧＢＴのゲート信号の状態を示す図である。以下、これらの図を用いて説明する。即ち、図８では、下記（ａ）〜（ｃ）の３つの場合にＵ相のスイッチング素子のゲートに印加される信号を示している。図９ではＵ相の出力電圧を示している。

（ａ）弱め界磁を行なわなくてもバッテリ電圧Ｖbmでモータ印加電圧生成が可能な場合
Ｖbhに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12）をオフに保持して、Ｖbmと０Ｖに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr21とTr22、Ｔr31とＴr32）を交互にオンオフすることによりＰＷＭ（パルス幅変調制御）を行う。この場合、低い電圧であるＶbmをスイッチングすることになる（図８(ａ)）のでパワー素子に発生する損失は小さくなり、電力変換器としてのスイッチ群３１の損失は当然小さくて済む。また、この時モータに印加されるパルス状電圧は、低い電圧Ｖbmから生成されたものであるので高調波成分が少なくなりモータ４０の鉄損が少なくて済む。

（ｂ）Ｖbmでは弱め界磁を行う必要があるがＶbh−Ｖbmでは弱め界磁を行う必要がない場合
０Vに接続されるスイッチ（Ｕ相：Ｔr31とＴr32）をオフに保持して、ＶbhとＶbmに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12、Ｔr21とＴr22）を交互にオンオフすることによりＰＷＭを行う。この場合、Ｖbhより小さい電Ｖbh-Ｖbmの電圧をスイッチングすることになる（図８(ｂ)）ため、パワー素子で発生する損失は最小で済み、電力変換器としてのスイッチ群３１の損失は当然小さくて済む。また、この時モータに印加されるパルス状電圧は、Ｖbh-Ｖbmから生成されたものであるので高調波成分が少なくなりモータ４０の鉄損が少なくて済む。

（ｃ）Ｖbh―Ｖbmでは弱め界磁を行う必要がある場合
Ｖbmに接続されるスイッチ（Ｕ相：Ｔr21とＴr22）はオフに保持して、Ｖbhと０Ｖに接続されるスイッチ（Ｕ相：Tr11とTr12、Ｔr31とＴr32）のオンオフによりＰＷＭを行う（図８(ｃ)）。この場合、弱め界磁電流が少なくて済むので電力変換器としてのスイッチ群３１とモータ４０の損失が少なくて済む。
以上のような動作により、モータには必要な電圧に応じて、大きさがＶbm、Ｖbh−Ｖbm、Ｖhの３種類の大きさのパルス状電圧を印加することができ、このような構成が好適である。一方、電位を等間隔にした場合、つまり、Ｖbh−Ｖbm＝Ｖbmとした場合には、２種類の大きさのパルス状電圧しか生成できないため、この場合より損失が大きくなってしまう。以上のように、ＭＣＩでは従来例と比べ、直流電圧の電位の数が同じであっても電力変換器やモータの損失を小さくすることができる。

電力変換器において、スイッチング素子（IGBT等）を駆動する駆動回路に電源を供給する方法としては、各駆動回路に独立した絶縁型DC／DCコンバータを用いる方法、ブートストラップ電源回路を用いる方法がある。これらは、電力変換器が扱う電圧の高低や、電力の大小等で選択される。本発明が対象とするＭＣＩは新しい回路構成であるため、新たな駆動回路用電源構成が必要であり、本発明はＭＣＩ向けの電源構成を提供するものである。

（1）絶縁型DC／DCコンバータを用いる方法（実施例１）
図１に本発明による電力変換装置の第１の実施例の回路構成図を示す。図に示すように、各スイッチング素子T1-T15は、上流側素子Upと下流側素子Doとに大別できる。この実施例のＭＣＩでは、15個のスイッチング素子がある為、基本的には、15個の絶縁型DC／DCコンバータで電力を供給するが、各スイッチング素子のゲート電圧基準端子（通常は、エミッタあるいはソース）の電位が同一の場合は、駆動用電源を共用できるので、図１に示す様に、6個のDC／DCコンバータに集約できる（図1のEdrv1〜Edrv6がDC／DCコンバータを示す）。

（2）ブートストラップ電源回路（実施例２）
図２に本発明による電力変換装置の第２の実施例の回路構成図を示す。図に示すように、各スイッチング素子は、上流側素子Upと下流側素子Doとに大別できる。各相の構成及び駆動方法は同様なので、１相分について構成を説明する。T1〜T5はスイッチング素子であり、それらにはそれぞれのゲートを駆動する駆動回路が接続されている。それぞれの駆動回路は、図示されていない制御回路から信号を受け取るフォトカプラが接続されている。T5の駆動回路は、下流側素子用の駆動回路用電源DC／DCコンバータ（Edrv）から直接供給される。その他の駆動回路は、それぞれの駆動回路電源端子に接続されているコンデンサ（C1〜C4）から供給される。ダイオードD1〜D4は、コンデンサC1〜C2に接続されており、それらの充電に使用される。

図３及び図４を使用し、この動作を説明する。図３は、コンデンサC1及びC3の充電経路を示した図である。これらのコンデンサは、T5がオンした時に充電される。コンデンサC1は、電流が経路（1）成立し、充電される。コンデンサC2は電流経路（2）が成立し充電される。図4はコンデンサC2の充電経路を示した図である。T1がオンしたとき、電流経路（3）が成立し、C1に充電されている電荷がコンデンサC2を充電する。C4への充電は、C2と同様にT3がオンしたときC3の電荷がC4に充電される。

（3）ブートストラップ電源回路の変形例（実施例３）
図５は、ブートストラップ回路電源の他の実施例を示す。図に示すように、各スイッチング素子は、上流側素子Upと下流側素子Doとに大別できる。図２の構成に対し、駆動回路用電源Edrvから、各相の下流トランジスタのコレクタに直列にダイオードとコンデンサが追加、接続されている。この動作を図６で説明する。追加されたC5，C6はT5がオンしたとき充電される。C2はT1がオンしたとき、電流経路（4）が成立し、C5の電荷がC2に充電される。C4への充電に関しては、C2と同様にT3がオンしたときC6に蓄えられている電荷がC4に充電される。このように、コンデンサC5，C6を追加したことにより、コンデンサC1，C3の電圧変動を削減することができる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。本発明が適用可能なＭＣＩとしては図７の回路構成を挙げ、さらに図７の回路構成とは若干異なる回路構成のＭＣＩに本発明を適用した実施例（図１、図２、図５）を記載したが、本発明はこれらのみ限定されず様々な回路構成のＭＣＩに適用し得るものである。例えば、本発明は３電源（即ち４電位）以上のＭＣＩ、或いは、スイッチング素子の一部をダイオードで代用したような構成にも適用可能であり、同様の効果を奏する。

駆動回路電源に絶縁型のDC／DCコンバータを使用した場合の、駆動回路電源構成の実施例を示す。 駆動回路電源のブートストラップ電源回路方式を使用した場合の、駆動回路電源構成の実施例を示す。 本発明のブートストラップ電源回路の動作説明図を示す。 本発明のブートストラップ電源回路の動作説明図を示す。 駆動回路電源のブートストラップ電源回路方式を使用した場合の、駆動回路電源構成の別の実施例を示す。 図５の実施例の動作説明図を示す。 ＭＣＩの回路構成を示す図である。 ＭＣＩにおけるＵ相の出力電圧波形を示すタイミングチャートである。 ＭＣＩにおけるＵ相のスイッチ群を構成するＩＧＢＴのゲート信号の状態を示す図である。

符号の説明

10 第１のバッテリ
20 第２のバッテリ
Ｖbh バッテリ１の電圧
Ｖbm バッテリ２の電圧
30 電力変換器
40 交流モータ
Ｋ１、Ｋ２ コンデンサ
31、32、33 Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
Ｔr11−92 スイッチ（ＩＧＢＴ）
T1-T15 スイッチング素子
Up 上流側素子
Do 下流側素子
T1,T3,T6,T8,T11,T13 順方向素子（力行側の素子）
T2，T7，T12，T4，T9，T14 逆方向素子（回生側の素子）
Edrv,Edr1-Edrv6 駆動回路電源
C1-C18 コンデンサ
D1-D18 ダイオード

Claims (5)

1. 直流電圧源の出力電圧から交流電圧波形をパルス状電圧で生成する電力変換装置であって、
   前記直流電圧源は、共通電位を含めて３つの電位を出力する電圧源出力部を備え、
   前記電力変換装置は、前記３つの電位の１つに接続し、電圧を前記電力変換装置の出力部に印加するスイッチング手段を各々備え、
   前記各スイッチング手段は、オンオフのパルス幅を制御することにより前記パルス状電圧を生成し、
   前記スイッチング手段は上流側素子と下流側素子とを含み、
   各相における上流側素子のうち順方向素子の駆動回路電源を共通にし、
   各相において同電位に接続される上流側素子のうち逆方向素子の駆動回路電源を共通にし、
   前記下流側素子の駆動回路電源を共通にした、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   各相における上流側素子のうち順方向素子の駆動回路電源を、これら順方向素子の各駆動回路に並列に設けた第１のコンデンサ各々に充電する第１のブートストラップ回路として構成し、前記第１のコンデンサは前記下流側素子の駆動回路電源から給電され、
   各相における上流側素子のうち逆方向素子の駆動回路電源を、前記第１のコンデンサ各々から前記上流側素子のうち逆方向素子の各駆動回路に並列に設けた第２のコンデンサ各々を充電する第２のブートストラップ回路として構成した、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサ各々に対して第３のコンデンサをそれぞれ並列に設け、前記第３のコンデンサは前記下流側素子の駆動回路電源から給電され、さらに、前記第３のコンデンサ各々から前記第２のコンデンサ各々に給電できるように接続する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２また３に記載の電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサ各々と前記下流側素子の駆動回路電源との間に、前記第１のコンデンサ側から前記下流側素子の駆動回路電源側への電流の流れを阻止するために第１のダイオードをそれぞれ設けた、
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項３また４に記載の電力変換装置において、
   前記第３のコンデンサ各々と前記下流側素子の駆動回路電源との間に、前記第３のコンデンサ側から前記下流側素子の駆動回路電源側への電流の流れを阻止するために第２のダイオードをそれぞれ設け、
   前記第３のコンデンサ各々と前記第２のコンデンサ各々との間に、前記第２のコンデンサ側から前記第３のコンデンサ側への電流の流れを阻止するために第３のダイオードをそれぞれ設けた、
   ことを特徴とする電力変換装置。

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