JP2006166519A - スイッチング直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧検出用の起動抵抗による電力消費を最小限にとどめ、かつヒステリシスを有する電源電圧検出回路を備えたスイッチング直流電源装置を提供する。
【解決手段】交流電圧整流用のブリッジダイオードＤ１の直流正極側に接続される起動抵抗Ｒ１と、起動抵抗Ｒ１の他端に起動制御トランジスタＱ１を介して接続されるコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１に充電される電圧値より起動電圧と停止電圧を検出する起動電圧検出回路と、この起動電圧検出回路が当該起動電圧を検出すると、動作を開始してスイッチングトランジスタＱ５をＰＷＭ制御して負荷に直流電圧を供給するＰＷＭ制御回路ＩＣ１とを有し、起動電圧検出回路が起動電圧を検出すると、起動抵抗Ｒ１に流れる電流を停止してコンデンサＣ１への充電を停止し、起動電圧検出回路が停止電圧を検出すると、トランジスタＱ１を介して起動抵抗Ｒ１に電流を流してコンデンサＣ１に充電する。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用交流電圧から直流電源として用いられるスイッチング直流電源装置であって、特に待機時電力を削減するスイッチング直流電源装置に関するものである。

従来スイッチング電源のスイッチングトランジスタのオンオフ制御を行うＩＣにおいては、その起動電圧を供給するために、商用交流電源、もしくはその商用交流電源を整流ダイオードで整流した電圧を起動抵抗を介して供給するのが一般的である。起動抵抗を介するのは、商用交流電源電圧が１００Ｖから２３０Ｖという高い電圧に対し、ＩＣの耐圧は３０Ｖ以下という低い電圧であるからである。

この電圧は前記起動抵抗を介し、制御ＩＣの電源電圧入力端子とＩＣの接地端子間に接続されたコンデンサをその時定数で充電するが、このＩＣが動作前の状態でもＩＣ自身の消費電流はゼロではなくＩＣ内部の抵抗等により消費される。ＩＣの起動時間はこの時定数とＩＣの起動前消費電流により決定される。

この電圧がＩＣの起動電圧以上になったときにＩＣは動作を開始する。ＩＣが動作を開始するとスイッチングトランジスタのオンオフを開始するのでスイッチングトランスの両端に矩形波電圧が発生し、補助巻線にも同様の波形がその巻線比で発生する。この電圧は整流ダイオードとコンデンサにより整流されＩＣの電源電圧入力端子に接続される。

この起動開始時には起動前のＩＣの消費電流よりも増加するため、起動抵抗からの電流供給では不足するため、ＩＣが起動しスイッチングトランスの補助巻線から電力供給が開始されるまでの間はＩＣの電源電圧入力端子と接地端子間のコンデンサの充電電圧により補われる。

制御回路が動作した後、補助巻線電圧を利用して起動抵抗を遮断することで定常動作時における起動抵抗による待機時電力消費の削減が行われている。

この時、電源の制御回路ＩＣにおいてはスイッチングトランジスタを保護するために所定の動作電圧であることを検出する起動開始電圧検出回路が必要となる。これはスイッチングトランジスタのゲート電圧が閾値以上にないとスイッチングトランジスタのオン抵抗が高くなり、スイッチングトランジスタの発熱量が増えることからスイッチングトランジスタが破壊する恐れがあるためである。また電源電圧低下時においても同スイッチングトランジスタを保護するために停止電圧検出回路が必要となり、複雑で高価なＩＣが必要となっていた。

交流電源がオンされると補助電源回路に交流電源の整流出力が起動抵抗を通じて起動電圧が供給され、これによりＰＷＭ制御回路が動作を開始すると、スイッチング素子がオン・オフ動作を行いトランスの所定の巻き線に誘起される誘起電圧が発生する。この誘起電圧による電圧が所定の時間後に、遮断電圧を出力し起動抵抗からの補助電源回路への起動電圧の供給を遮断し、起動時間を長くすることなく、定常状態における起動抵抗による電力損失を低減させる技術が開示されている（特許文献１）。
特開２００４−１８７３３３号公報

昨今の待機時電力の削減と省エネ機器への低コスト化への要求はかなり厳しく、近年の待機時電力の削減要求を鑑みた場合には無視できなくなってきているという課題を有している。

本発明は、前記従来の問題を解決するもので、直流電圧検出用の起動抵抗による電力消費を最小限にとどめ、かつヒステリシスを有する電源電圧検出回路を備えたスイッチング直流電源装置を提供することを課題とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のスイッチング直流電源装置は、
交流電圧整流用のブリッジダイオードの直流正極側に接続される起動抵抗と、
当該起動抵抗の他端に起動制御トランジスタを介して接続されるコンデンサと、
当該コンデンサに充電される電圧値より起動電圧と停止電圧を検出する起動電圧検出回路と、
前記起動電圧検出回路が前記起動電圧を検出すると、動作を開始してスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御して負荷に直流電圧を供給するＰＷＭ制御回路と、を有し
前記起動電圧検出回路が前記起動電圧を検出すると、前記起動抵抗に流れる電流を停止して前記コンデンサへの充電を停止し、
前記起動電圧検出回路が前記停止電圧を検出すると、前記起動制御トランジスタを介して前記起動抵抗に電流を流して前記コンデンサに充電することを特徴としたものである。

また、本発明のスイッチング直流電源装置は、
交流電圧整流用のブリッジダイオードの直流正極側に接続される起動抵抗と、
この起動抵抗の他端に第１のトランジスタを介して接続されるコンデンサと、
このコンデンサに充電される電圧値が所定の値以上のときに動作を開始して前記ブリッジダイオードの直流出力をスイッチングするスイッチングトランジスタに出力を供給するＰＷＭ制御回路と、
前記起動抵抗より高抵抗の前記第１のトランジスタにゲートバイアス電位を供給するゲートバイアス抵抗と、
前記第１のトランジスタのゲートと前記バイアス抵抗にドレインが接続される第４のトランジスタと、
前記第４のトランジスタのゲートにドレインを接続する第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタのゲートにコレクタを接続する第２のトランジスタと、
を有し、
前記第２のトランジスタは、前記コンデンサの充電電圧をバイアスとして所定の電圧値になるとオンし、第２のトランジスタがオンすると前記第３のトランジスタがオフし、第３のトランジスタがオフすると第４のトランジスタがオンして前記第１のトランジスタのゲートバイアスを下げて前記第１のトランジスタをオフし、前記起動抵抗の電流を停止することを特徴としたものである。

本発明のスイッチング直流電源装置によれば、スイッチング制御回路の電源電圧を検出しながらも起動抵抗による待機時消費電力を削減することが可能となり、簡素で安価なスイッチング直流電源装置を提供することができる。

以下に、本発明の直流電源装置の実施の形態を図面とともに詳細に説明する。

図１に、本発明のスイッチング直流電源装置の回路図を示す。商用交流電源の双極につながり全波整流を行うブリッジダイオードＤ１と、その正極と負極間につながるコンデンサＣ２が接続される。ブリッジダイオードＤ１の正極には起動抵抗Ｒ１と、起動抵抗Ｒ１の他端にドレインが接続された起動制御トランジスタＱ１のゲートにつながるゲートバイアス抵抗Ｒ２と、スイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｌ１がつながる。また、ブリッジダイオードＤ１の正極には、スイッチングトランスＴ１が接続され、スイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｌ１の他端にはスイッチングトランジスタＱ５のドレインが接続され、トランジスタＱ５のソースをブリッジダイオードＤ１の負極に接続している。

また、トランジスタＱ５のゲートは制御ＩＣであるＩＣ１に接続され、そのオン時間が制御される。前述のトランジスタＱ１のゲートには電圧制御用のツェナーダイオードＤ４がブリッジダイオードＤ１の負極間に接続される。ツェナーダイオードＤ４は、起動制御用トランジスタＱ１の保護用である。そして制御用ＩＣ１の起動電圧を検知する検出回路をトランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４にて構成している。

即ち、起動制御トランジスタＱ１のソース電圧であるＶｃｃを検出電圧として、Ｖｃｃの電圧が上昇し、ツェナーダイオードＤ３がオンすると、トランジスタＱ４がオンし、Ｑ４のコレクタ電圧が下がって、トランジスタＱ３がオフとなり、トランジスタＱ３のドレインにＱ２のゲートが接続されているので、Ｑ２のゲート電圧が上昇してトランジスタＱ２をオンする。そして、起動制御トランジスタＱ１のゲートがトランジスタＱ２のドレインに接続されているのでトランジスタＱ１のゲート電圧が下がり、起動制御トランジスタＱ１をオフする。

トランジスタＱ４がオンすると制御ＩＣ１が起動してスイッチングトランジスタＱ５のオン・オフを制御する（以後ＰＷＭ制御という。）。

起動制御トランジスタＱ１のソースは、コンデンサＣ１と、スイッチングトランスＴ１の補助巻線Ｌ３の一端に接続した整流ダイオードＤ２のカソードに接続している。コンデンサＣ１の他端とスイッチングトランスＴ１の補助巻き線Ｌ３の他端もブリッジダイオードＤ１の負極に接続されている。

商用交流電源に本スイッチング電源装置が接続されると、ブリッジダイオードＤ１により整流された電圧がコンデンサＣ２を充電する。この電圧は、起動制御トランジスタＱ１がオンするゲート電圧の閾値を超えるまでトランジスタＱ１のドレインの電圧に等しい。

起動制御トランジスタＱ１のゲート電圧が閾値を超えると起動制御用トランジスタＱ１はオンし、起動抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数をもってＣ１に充電を開始する。

コンデンサＣ１の電位であるＶｃｃ（トランジスタＱ１のソース電圧）が上昇し、ツェナーダイオードＤ３がオンすると、トランジスタＱ４がオンし、前述したようにトランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ２がオフしてトランジスタＱ１がオフする。そして、制御ＩＣ１が起動し、トランジスタＱ５のＰＷＭ動作を制御する。そして、トランジスタＱ１がオフ後は、スイッチングトランスＴ１の補助巻き線Ｌ３からの電圧を帰還してコンデンサＣ１を充電し、スイッチングトランジスタＱ５のＰＷＭ制御動作を行う。

そして、スイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｌ１間には矩形波が発生し、スイッチングトランスＴ１の巻線比に応じて、２次巻き線Ｌ２間にも矩形波の電圧が発生する。それに伴い上述したように補助巻線Ｌ３間にも電圧が発生し、発生した矩形波はダイオードＤ２により整流され、電源制御ＩＣ１起動時にスイッチングトランジスタの駆動電圧出力によって電源制御ＩＣ１の消費電流の増加により放電したコンデンサＣ１を充電し始める。

その後は、ＰＷＭ動作を行い、直流電圧が負荷に供給されることになる。

以上の動作から電源制御ＩＣ１が後述する動作可能電圧を検出する検出手段によって、トランジスタＱ２のゲートに電圧を発生し、トランジスタＱ２はオンし、起動抵抗Ｒ１につながる起動制御トランジスタＱ１をオフする。このことで起動抵抗Ｒ１での電力消費を低減することができる。

なお、トランジスタＱ１のゲートにつながる抵抗Ｒ２は、トランジスタＱ１にＭＯＳ−ＦＥＴを用いるのでゲートへの電流は必要がないため、起動抵抗よりもはるかに高抵抗を選択できる。

次に、起動電圧を検出する前述の起動電圧検出手段について、以下に説明する。

トランジスタＱ１のソースに抵抗Ｒ６が接続され、その他端に抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２のゲートとトランジスタＱ３のドレインに接続する。トランジスタＱ２とトランジスタＱ３のソースは、ともにブリッジダイオードＤ１の負極に接続され、トランジスタＱ２のドレインは、トランジスタＱ１のゲートに接続される。

トランジスタＱ３のゲートは抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１のソースに接続されるとともに、トランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４のベースはツェナダイオードＤ３のアノード側に接続され、カソード側は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ５の間に接続されている。さらにトランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ３を介してブリッジダイオードＤ１の負極に接続されている。

商用交流電源に本スイッチング電源装置が接続され、抵抗Ｒ２を介して接続されたトランジスタＱ１のゲート電圧がトランジスタＱ１がオンする閾値より高くなるとトランジスタＱ１がオンし、起動抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数をもって充電を開始する。即ち、起動抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数に応じた充電カーブによりコンデンサＣ１の端子電圧が上昇していく。この時トランジスタＱ４は、コンデンサＣ１の端子電圧が上昇してトランジスタＱ３がオンし、抵抗Ｒ６を介してツェナーダイオードＤ３に電流が流れトランジスタＱ４のベースが所定の電圧になるまで、オフの状態となる。即ち、トランジスタＱ４は、エミッタ−ベース間にバイアス電圧が印加されないためオフの状態となっており、トランジスタＱ３のゲート電圧とコンデンサＣ１の両端電圧が等しくなっているので、Ｑ３はオンし、Ｑ２はオフとなり、トランジスタＱ１はオン状態である。

コンデンサＣ１の両端電圧がさらに上昇し、ダイオードＤ３のツェナ電圧以上となるとトランジスタＱ４のベース−エミッタ電圧以上になり、トランジスタＱ４はオンする。トランジスタＱ４がオンするとトランジスタＱ３のゲートは閾値以下となり、トランジスタＱ３はオフする。トランジスタＱ３がオフするとトランジスタＱ３のドレインは、抵抗Ｒ５とＲ６によりプルアップされているのでトランジスタＱ２はオンする。また、トランジスタＱ２はゲートバイアス抵抗Ｒ２によりプルアップされているためオンとなりトランジスタＱ１のゲートが閾値電圧以下になり、トランジスタＱ１はオフし起動抵抗Ｒ１に電流が流れなくなり抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２へ電流が流れる。

以上の動作により、例えば制御ＩＣ１の動作電源電圧を２０ＶとしＡＣ２４０Ｖ時に起動抵抗Ｒ１を２００ｋΩとし、ゲートバイアス抵抗Ｒ２を４０ＭΩとすると、起動時においてはＲ１に電流が流れるため、起動抵抗Ｒ１で消費される電力は、以下のようになる。

（２４０Ｖ×１．４１−２０Ｖ）²／２００ｋΩ＝０．５Ｗ
起動後においてはＲ１に電流は流れず、高抵抗であるトランジスタＱ１のゲートバイアス抵抗Ｒ２に電流が流れるため、バイアス抵抗Ｒ２で消費される電力は、以下のようになる。

（２４０Ｖ×１．４１−２０Ｖ）²／４０ＭΩ＝０．００２５Ｗ
の電力の消費となり約０．５Ｗの入力電力削減となる。

商用交流電源が低下または負荷変動などによりコンデンサＣ１の両端電圧が低下して、ダイオードＤ３のツェナ電圧より低くなると、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧が低下し、トランジスタＱ４がオフとなる。トランジスタＱ３のゲート電圧が閾値以上であるとトランジスタＱ３はオンとなり、トランジスタＱ２のゲート電圧が閾値以下となりトランジスタＱ２がオフとなりトランジスタＱ１のゲート電圧が閾値以上に上昇しトランジスタＱ１はオンとなる。

Ｑ１がオンした後において、起動時における電流経路は図２に示すとおり、トランジスタＱ３がオンしているため抵抗Ｒ５を流れる電流Ｉr5とダイオードＤ３を流れる電流Ｉr3の両方が抵抗Ｒ６に流れるため、抵抗Ｒ６の両端電圧は、Ｒ６×（Ｉr5＋Ｉr3）となる。

即ち、起動時には、Ｖｃｃ電圧は、ツェナーダイオードＤ３に電流が流れ出すのに必要な電圧である起動電圧まで上昇することが要求される。ツェナーダイオードＤ３に電流が流れていないときのＶｃｃを停止電圧とすると、起動電圧は、ツェナーダイオードＤ３に電流が流れ出すのに必要な電圧で停止電圧より高い電圧が供給される必要がある。
起動後においては前述で説明したとおりトランジスタＱ３がオフとなっているためツェナーダイオードＤ３を流れる電流Ｉr3のみが抵抗Ｒ６に流れ、抵抗Ｒ６の両端電圧は、Ｒ６×Ｉｒ３となる。

そして、制御ＩＣ１の検出電圧となるＶｃｃは、
（Ｒ６の両端電圧）+（Ｄ３ツェナ電圧）+（Ｑ４のＶＢＥ）
となる。

Ｒ６の両端電圧が大きいときのＶｃｃの電圧である起動電圧のほうが、電流Ｉｒ３が零のときのＶｃｃの電圧である停止電圧より高くなる。

例えばＲ６＝３３ｋΩ、Ｒ５＝６８ｋΩ、Ｒ３＝３３ｋΩ、Ｄ３は６．８Ｖのツェナダイオードとした場合において、Ｑ４がオンする条件（起動を検出する条件）は、Ｄ３の両端電圧が６．８Ｖ、Ｑ４のＶＢＥが約０．６Ｖ以上となる。Ｒ３が３３ｋΩよりＩｒ３＝０．０１８ｍＡとなり、ツェナーダイオードＤ３がオンする起動時の起動電圧は、
３３ＫΩ（Ｉｒ５＋０．０１８ｍＡ）＋６．８Ｖ＋０．６Ｖ
となる。

一方、停止電圧は、Ｉｒ３が零のときのＶｃｃの電圧をいい、以下に停止電圧を計算する。

Ｑ４がオンするまでＱ３はオンしているので、この時のＲ５の両端電圧は
６．８Ｖ＋０．６Ｖ＝７．２Ｖ、Ｒ５は６８ｋΩであることからＩｒ５＝７．２Ｖ／６８ＫΩ＝０．１０５６ｍＡとなる。そしてＩｒ３が零のときは、Ｑ３がオンするので、停止電圧は、抵抗Ｒ６とＲ５の両端の電圧を加算した値となるので、（３３ＫΩ＋６８ＫΩ）×０．１０５６ｍＡ＝１０．６８Ｖとなる。

この１０．６８Ｖの電圧（ツェナーダイオードＤ３に電流が流れないときのＶｃｃの電圧）を第１の停止電圧とする。

Ｑ４がオンしている場合においてはＱ３がオフしているので、この時のＲ５の両端電圧は０Ｖ、Ｉｒ３はＲ３が３３ｋΩであることから
Ｉｒ３＝０．６Ｖ／３３ＫΩ＝０．０１８ｍＡ
となっていることからＲ６の両端電圧は０．６ＶでＶｃｃが
０．６Ｖ+６．８Ｖ+０．６Ｖ＝８Ｖ
以下となるまでＱ４がオンし、８Ｖ以下となるとＱ４がオフすることから停止電圧となる。

この８Ｖの電圧を第２の停止電圧とする。第２の停止電圧以下になると、他の電源遮断手段（図示せず）によりスイッチング直流電源装置の動作を遮断する電圧である。

従って、起動電圧の計算でＩｒ５＝０．１０５６ｍＡを代入して、３３ＫΩ（０．１０５６ｍＡ＋０．０１８ｍＡ）＋６．８Ｖ＋０．６Ｖ＝１１．４８Ｖとなる。

以上の例より、起動前における起動電圧は、１１．４８Ｖ、第１の停止電圧は、１０．６８Ｖとなり、起動電圧の方が０．８Ｖ高くなる。

起動後における起動電圧は、１１．４８Ｖ、第２の停止電圧は、８Ｖとなり、起動電圧の方が３．４８Ｖ高くなる。

起動電圧に達すると、制御ＩＣ１は、動作し始め、ＰＷＭ動作を開始するが、負荷変動などによりＶｃｃの電圧が低下しても一旦スイッチング直流電源装置が起動するとこの第２の停止電圧まで低下しない限り、ＰＷＭ動作を継続する。そして、スイッチング直流電源装置が停止状態から起動状態になるには、起動電圧（前述の具体例では、１１．４８Ｖ）までＶｃｃの電圧が上昇しないと、起動しないという、ヒステリシスを有して安定な駆動を行う。

以上、説明したように、電源電圧検出回路により所望の検出電圧を設定して、制御ＩＣ起動時においてスイッチングトランジスタＱ５への駆動電圧出力することによって制御ＩＣの消費電流が増加することから電源電圧Ｖｃｃの低下が発生し、
制御ＩＣ１が停止してしまうという誤動作を防ぐことが可能となる。また制御ＩＣ１停止時においてスイッチングトランジスタＱ５への駆動出力停止等によって制御ＩＣ１の消費電流が軽減することによって電源電圧Ｖｃｃが上昇することによる制御ＩＣ１が再起動する誤動作を防ぐことが可能となる。

即ち直流電源装置が駆動出力停止すると、起動電圧以上にならないと、再起動せず、一旦起動すると第２の停止電圧までＶｃｃが低下しない限り、制御ＩＣ１が停止しないので、誤動作を防止することができる。

本発明にかかるスイッチング直流電源装置は、待機時消費電力の削減を行うことが出来かつスイッチング動作制御回路への適切な直流電源の供給を制御することが出来る。

本発明の実施例１におけるスイッチング直流電源装置の主要部の回路図 本発明の実施例１におけるスイッチング直流電源装置の起動電圧検出回路を説明するための図

符号の説明

ＡＣ 交流電源
Ｄ１ 第一のダイオード（交流電圧整流用のブリッジダイオード）
Ｄ２ 第二のダイオード
Ｄ３ 第三のダイオード
Ｄ４ 第三のダイオード
Ｄ１０１ 第四のダイオード
Ｃ１ 第一のコンデンサ
Ｃ２ 第二のコンデンサ（交流電圧整流用のコンデンサ）
Ｃ３ 第三のコンデンサ
Ｃ１０１ 第四のコンデンサ
Ｒ１ 起動抵抗
Ｒ２ バイアス抵抗
Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗
Ｑ１ 起動制御トランジスタ（第１のトランジスタ）
Ｑ２ 第４のトランジスタ
Ｑ３ 第３のトランジスタ
Ｑ４ 第２のトランジスタ
Ｑ５ スイッチングトランジスタ（第５のトランジスタ）
Ｔ１ スイッチングトランス
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
Ｌ３ 補助巻線
ＩＣ１ 制御ＩＣ

Claims (4)

1. スイッチング直流電源装置であって、
   交流電圧整流用のブリッジダイオードの直流正極側に接続される起動抵抗と、
   当該起動抵抗の他端に起動制御トランジスタを介して接続されるコンデンサと、
   当該コンデンサに充電される電圧値より起動電圧と停止電圧を検出する起動電圧検出回路と、
   前記起動電圧検出回路が前記起動電圧を検出すると、動作を開始してスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御して負荷に直流電圧を供給するＰＷＭ制御回路と、を有し
   前記起動電圧検出回路が前記起動電圧を検出すると、前記起動抵抗に流れる電流を停止して前記コンデンサへの充電を停止し、
   前記起動電圧検出回路が前記停止電圧を検出すると、前記起動制御トランジスタを介して前記起動抵抗に電流を流して前記コンデンサに充電することを特徴とするスイッチング直流電源装置。
2. 前記起動電圧検出回路は、前記コンデンサの充電電圧にて前記起動電圧を検出するとツェナーダイオードに電流を流して当該ツェナーダイオード電流に基づくバイアス電圧によりオンする第２のトランジスタと、
   当該起動電圧値に達するまではオン状態で第２のトランジスタがオンするとオフする第３のトランジスタと、
   第３のトランジスタがオフするとオンする第４のトランジスタと、
   を有し、
   前記第４のトランジスタがオンすると前記起動制御トランジスタのゲートバイアスを制御して該起動制御トランジスタをオフし、前記起動抵抗に流れる電流を遮断することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング直流電源装置。
3. 前記停止電圧は、前記コンデンサの端子電圧が下がり前記ツェナーダイオードの電流が停止する際の電圧であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング直流電源装置。
4. スイッチング直流電源装置であって、
   交流電圧整流用のブリッジダイオードの直流正極側に接続される起動抵抗と、
   この起動抵抗の他端に第１のトランジスタを介して接続されるコンデンサと、
   このコンデンサに充電される電圧値が所定の値以上のときに動作を開始して前記ブリッジダイオードの直流出力をスイッチングするスイッチングトランジスタに出力を供給するＰＷＭ制御回路と、
   前記起動抵抗より高抵抗の前記第１のトランジスタにゲートバイアス電位を供給するゲートバイアス抵抗と、
   前記第１のトランジスタのゲートと前記バイアス抵抗にドレインが接続される第４のトランジスタと、
   前記第４のトランジスタのゲートにドレインを接続する第３のトランジスタと、
   前記第３のトランジスタのゲートにコレクタを接続する第２のトランジスタと、
   を有し、
   前記第２のトランジスタは、前記コンデンサの充電電圧をバイアスとして所定の電圧値になるとオンし、第２のトランジスタがオンすると前記第３のトランジスタがオフし、第３のトランジスタがオフすると第４のトランジスタがオンして前記第１のトランジスタのゲートバイアスを下げて前記第１のトランジスタをオフし、前記起動抵抗の電流を停止することを特徴とする直流電源装置。

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