JP4110789B2 - 起動回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源の起動を行う際に、スイッチング電源制御用半導体集積回路（ＩＣ）に最初に電力を供給する起動回路とそれを用いた電子機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、スイッチング電源装置は、図９（ａ）のブロック図に示す様に直流電源３１からの入力電力を電圧変換して出力するスイッチング電源１０３と、その回路を直流電源３１の投入時に安定して起動させる起動回路から構成されており、起動回路は電流供給回路１００、基準電圧発生素子１０１、第１のスイッチ回路１０２、電圧安定回路１０６、整流平滑回路１０７、ＯＦＦ回路１１０、コンパレータ１１１、基準電源１１２のブロックで構成される。
【０００３】
すなわち、具体的には図９（ｂ）に示すようなフルブリッジ型のスイッチング電源装置の場合、スイッチング電源１０３は、まず４個のスイッチング素子４，５，３５，３６を第１のドライバー２と第２のドライバー３で駆動する。そのドライバーにはスイッチング制御部１からＰＷＭ制御が入力される。上記４個のスイッチング素子４，５，３５，３６は直流電源３１からトランス９に電力を供給し電圧変換後、第１の整流ダイオード１０と第２の整流ダイオード１１、コンデンサ１２により直流電圧を得る。その直流電圧は端子１３から出力として外部の負荷に電力を供給すると共にエラーアンプ７に接続し、エラーアンプ７で基準電圧８と比較し、その比較電圧（エラー出力）をフォトカプラ６によりスイッチング制御部１に入力しＰＷＭ信号を変化させ制御を行う。以上の制御により安定した直流電圧出力を端子１３から供給される。
【０００４】
次に、起動回路は、最初にスイッチング制御部１が起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上の電圧を供給する起動開始電圧発生回路が形成されている。すなわち直流電源３１（図１０のＶｉｎ波形）が投入されると、電流供給回路１００（抵抗３２とツェナーダイオード３０）を介して基準電圧発生回路１０１（ツェナーダイオード２９と抵抗５６）に電流が流れ、その基準電圧発生回路１０１の電圧（図１０のＶＺ）が徐々に上昇する。図１０の横軸は時間軸であり、縦軸は電圧である。前記電圧ＶＺを入力とする第１のスイッチ回路１０２（スイッチ素子４２と抵抗３３）のスイッチ開始電圧分の電圧降下と、逆流防止用のダイオード２７を通して、スイッチング電源１０３内の電圧スイッチング制御部１にＶＣＣ電圧を供給する。
【０００５】
図１０の点線Ａ点でＶＣＣ電圧がスイッチング制御部１が起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し、トランス９のバイアス巻き線９Ｂに電圧が発生する。その発生電圧を整流平滑回路１０７（ダイオード５５とコンデンサ１５）で整流平滑された電圧（図１０のＶ２）が得られる。その電圧Ｖ２は電圧安定回路１０６（ツェナーダイオード１６と抵抗１４、トランジスタ１３、コンデンサ１７）により安定したバイアス電源を供給しダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給しようとする。
【０００６】
しかし、上記で説明した様に電圧ＶＣＣは第１のスイッチ回路１０２から供給される電圧の方が高いので、この回路を止める必要がある。そこで、上記電圧Ｖ２が基準電源１１２（ツェナーダイオード２２）より高くなるとコンパレータ１１１（トランジスタ２１をオンさせ、その出力を抵抗２３と抵抗２４で分圧）の出力でＯＦＦ回路１１０（スイッチ素子２６）を導通させ、基準電圧発生回路１０１の両端電圧を短絡する（図１０で電圧ＶＺが“０Ｖ”のＢ点）。
【０００７】
以上の動作はあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、ＯＦＦ回路１１０に遅延機能が必要で、これをコンデンサ２５にてスイッチ素子２６を遅れてスイッチさせることにより実現している（図１０のＡ点から電圧ＶＺが“０Ｖ”になるＢ点までの時間）。その後、ＶＣＣ電圧は徐々に下がり、電圧安定回路１０６（ツェナーダイオード１６の電圧）で決まる電圧（約１１Ｖ）で安定する。
【０００８】
この結果、直流電源３１（定格４８Ｖ、最大で７５Ｖ）から電圧ＶＣＣ（約１１Ｖ）を供給した場合の電流供給回路１００と第１のスイッチ回路１０２による電力ロスを数分の一に低減できる。
【０００９】
しかし、上記でも説明した様に、直流電源３１からスイッチ素子４２を経て供給される電圧を停止させる為に、ＯＦＦ回路１１０（スイッチ素子２６）を動作させ、基準電圧発生回路１０１（ツェナーダイオード２９）の両端電圧を短絡する。この動作をあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、ＯＦＦ回路１１０のコンデンサ２５に充電するのに要する時間を利用して、スイッチ素子２６を遅れてスイッチさせる必要がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の起動回路は、直流電源３１からスイッチ素子２８を経て供給される電圧を停止させる為に、スイッチ素子２６を導通させ、ツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡する。この動作をあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、コンデンサ２５に充電するのに要する時間を利用して、スイッチ素子２６を遅れてスイッチさせる回路が必要であり、電気部品が多く必要であった。また、スイッチ素子２８の入力電圧が０Ｖとなり出力電圧が高い為、素子の破壊防止と電流の漏れを減らす逆流防止素子用ダイオード２７が必要であった。
【００１１】
そこで、本発明は、より少ない部品で省エネルギーができる安定した起動回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有するものである。
【００１３】
本発明の請求項１に記載の発明は、直流電源と、この直流電源から電流供給回路を介して接続された基準電圧発生素子と、この基準電圧発生素子と前記電流供給回路との間にその入力側が接続され、その出力側がスイッチング電源を制御するスイッチング制御部を起動させるための起動回路に接続された第１のスイッチ回路と、前記スイッチング電源の出力の一部を整流平滑するための整流平滑回路と、前記整流平滑回路で整流平滑された信号を第１の逆流防止素子を介して前記第１のスイッチ回路の出力側に接続する電圧安定回路と、前記電圧安定回路の入力と出力との電位差を検出して一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子の電圧を低下させる電位差制御回路とを有し、前記電位差制御回路は第１のトランジスタを備え、前記電圧安定回路の入力側に抵抗を介してベースを、出力側にエミッタを、前記基準電圧発生素子にコレクタをそれぞれ接続し、前記第１のトランジスタの導通時の前記基準電圧発生素子の電圧は前記エミッタの電圧と同等とした起動回路であり、基準電圧発生回路のツェナーダイオードの両端電圧を短絡することなく、前記電圧安定回路の出力電圧以上の一定電圧まで低下させる制御を行うことにより前記第１のスイッチ回路の保護ができ、逆流防止素子を不要とし、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサに充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面によって説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分には同一番号を付すとともに、その説明を省略する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１（ａ）は本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置のブロック図を示し、図１（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。また図２はその動作波形を示す。
【００１６】
図１（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から電流供給回路１００を介して基準電圧発生回路１０１に電流を供給し、基準電圧発生回路１０１に電圧ＶＺが発生する。前記電圧ＶＺを入力すると第１のスイッチ回路１０２の出力をスイッチング電源１０３内のスイッチング制御部１に電圧ＶＣＣを供給する。
【００１７】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング制御部１の起動開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し、スイッチング電源１０３の発生電圧の一部を整流平滑回路１０７で整流平滑し、その出力電圧Ｖ２は電圧安定回路１０６により安定したバイアス電源として供給し、第１の逆流防止用ダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給する。
【００１８】
ここで、消費電力を削減する為には、直流電源３１から第１のスイッチ回路１０２を介して供給される電圧を止める必要がある。そこで、電圧安定回路１０６の入力と出力との電位差を検出して一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子１０１の電圧を低下させる電位差制御回路１０５を設けた構成である。
【００１９】
具体的な動作を図１（ｂ）の回路図と図２の動作波形を用いて説明する。
【００２０】
図１（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎ（図２のＶｉｎ）を徐々に増加させ電流供給回路１００の抵抗３２とツェナーダイオード３０を介して基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９と並列の抵抗５６に電流を供給することにより、基準電圧発生回路１０１に電圧ＶＺが発生する（図２のＶＺ）。前記電圧ＶＺを入力とする第１のスイッチ回路１０２のスイッチ素子（ＦＥＴ）４２は直流電源３１から抵抗３３を介して電流を供給されその出力をスイッチング電源１０３内のスイッチング制御部１に電圧ＶＣＣとして供給する（図２のＶＣＣ）。
【００２１】
ここで、電圧ＶＺと電圧ＶＣＣの差はスイッチ素子（ＦＥＴ）４２がスイッチする為に必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに相当する。又、上記ツェナーダイオード２９と並列の抵抗５６は、直流電源３１の電圧が上昇する時、ツェナーダイオード２９の電圧ＶＺが速くツェナー電圧（ＶＺ）にならない様に抵抗５６で電流を分流する為のものである。
【００２２】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し（図２の点線Ａ）、ドライバー２とドライバー３にパルスが入力され、その出力はスイッチング素子４、スイッチング素子５、スイッチング素子３５、スイッチング素子３６を駆動するのに必要なパルスに変換する。その結果、トランス９に電力が供給され、出力巻線９Ｓからダイオード１０、ダイオード１１とコンデンサ１２で整流平滑され、出力端子１３から電力が出力される。その出力端子１３の電圧をエラーアンプ７で基準電圧８と比較し、フォトカプラ６を介してスイッチング制御部１で電圧制御する。
【００２３】
また、トランス９の巻線９Ｂで発生した電圧を整流平滑回路１０７で整流平滑し、その出力電圧Ｖ２（図２のＶ２）は電圧安定回路１０６によりツェナーダイオード１６の電圧をトランジスタ１３のベースに接続してそのエミッタから安定した電圧を取り出し、第１の逆流防止用ダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給する。
【００２４】
ここで、消費電力を削減する為に、電圧安定回路１０６の入力と出力との電位差を検出する電位差制御回路１０５は電圧安定回路１０６の入力（出力電圧Ｖ２）とトランジスタ１３のエミッタ出力（電圧ＶＣ２とする）を抵抗３８（抵抗値Ｒ３８）と抵抗３９（抵抗値Ｒ３９）で分圧し、トランジスタ３７のベースに入力する。
【００２５】
さらに、トランジスタ３７のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると
（Ｖ２−ＶＣ２）×（Ｒ３９／（Ｒ３８＋Ｒ３９））＞Ｖｂｅ
の時、トランジスタ３７は導通する。すると、前記基準電圧発生回路１０１の電圧ＶＺは、ほぼトランジスタ１３のエミッタ出力（電圧ＶＣ２）まで低下する（図２のＢ点）。
【００２６】
その結果、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２のゲートとソース間電圧は０．７Ｖ（第１の逆流防止用ダイオード１８の順方向電圧）がスイッチする為に必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓより小さいので、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２はオフする。
【００２７】
よって、基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡することなく、一定電圧（ＶＣＣ電圧）まで低下させる制御を行うことにより、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２のゲート電圧がソース電圧より低下することが無いのでスイッチ素子（ＦＥＴ）４２の破壊保護を兼ねた逆流防止用ダイオードを不要とし、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサ２５に充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性にも貢献する。
【００２８】
（実施の形態２）
図３（ａ）は本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置のブロック図を示し、（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。
【００２９】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図３（ａ）において、第１のスイッチ回路１０２のスイッチング素子としてトランジスタ４２ａを用い、スイッチング電源１０３の間に第２の逆流防止用ダイオード２７を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態１と同様である。
【００３０】
ここでは、特に消費電力を削減する為の電位差制御回路１０５の出力制御と第１のスイッチ回路１０２のスイッチング素子としてトランジスタ４２ａを用い、スイッチング電源１０３の間に第２の逆流防止用ダイオード２７を設けた時の動作について説明する。
【００３１】
スイッチング電源１０３が起動して動作を開始すると起動回路の消費電力を削減する為に、電圧安定回路１０６の入力と出力とに電位差を発生して、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、基準電圧発生回路１０１の電圧ＶＺは、ほぼトランジスタ１３のエミッタ出力電圧ＶＣ２まで低下する。
【００３２】
その結果、トランジスタ４２ａのベースとエミッタ間電圧はほぼ０Ｖになり、トランジスタ４２ａはオフする。すなわち、第１の逆流防止用ダイオード１８と第２の逆流防止用ダイオード２７がお互い逆方向に接続されているのでお互いの順方向電圧０．７Ｖは相殺される為である。
【００３３】
よって、基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡することなく、一定電圧（ＶＣＣ電圧）まで低下させる制御を行うことにより、スイッチ素子（ＦＥＴ）より安価なトランジスタ４２ａの使用が可能となり、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサ２５に充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性にも貢献できる。
【００３４】
（実施の形態３）
図４（ａ）は本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図であり、（ｂ）はその動作波形を示す。
【００３５】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図４（ａ）において、定電流供給回路１００ａと基準電圧発生素子１０１ａの間に抵抗５０を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態１と同様である。
【００３６】
本実施の形態は、図４（ａ）において、直流電源３１から定電流供給回路１００ａの抵抗３２を介して抵抗５０を接続して基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａに電流を供給し、基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａと抵抗５０に発生する電圧ＶＺａを第１のスイッチ回路１０２ａに入力するように構成されている。また、本実施の形態では第１のスイッチ回路１０２ａをダーリントントランジスタ４２ｂで構成したもので、この出力を電力変換回路１０３内の電圧スイッチング制御部１にＶＣＣ電圧を供給する。
【００３７】
動作は図４（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎ（図４（ｂ）のＶｉｎ）を徐々に増加させ定電流供給回路１００ａの抵抗３２から抵抗５０を介して基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａに電流を供給するとツェナーダイオード２９ａの両端電圧がまずツェナー電圧に達する（実施の形態１、２のツェナーダイオード２９のツェナー電圧より低いものを使用する）。更に、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎが上昇すると抵抗５０に流れる電流が増加し、その抵抗５０の両端電圧も比例して上昇する。ツェナーダイオード２９ａのツェナー電圧と抵抗５０の両端電圧を加算した電圧ＶＺａも比例して上昇する（図４（ｂ）のＶＺａ）。
【００３８】
その電圧ＶＺａは第１のスイッチ回路１０２ａに入力されダーリントントランジスタ４２ｂの出力電圧ＶＣＣａがスイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御ＩＣ１が動作する（図４（ｂ）のＡ点）。その後の動作は、実施の形態２と同様である。
【００３９】
ここで、ツェナーダイオード２９ａのツェナー電圧をＶＺ２９ａ、抵抗５０の抵抗値をＲ５０、流れる電流をＩとすると、スイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）は、
ＶＣＣ（Ｓ）＝Ｒ５０×Ｉ＋ＶＺ２９ａ
となり、スイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）が容易に正確に設定可能となる。
【００４０】
又、実施の形態２における電流供給回路１００のツェナーダイオード３０が不要であり、基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａにも抵抗５６が不要である。
【００４１】
ただし、直流電源３１が電圧Ｖｉｎ＝７５Ｖの上限で、かつ電位差制御回路１０５が動作しなかった場合、電圧ＶＺａも上昇するので、スイッチング制御ＩＣ１が破壊しない抵抗３２と抵抗５０の抵抗比を選ぶのは設計上、必要になる。
【００４２】
（実施の形態４）
図５（ａ）は本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置のブロック図を示し、図５（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。また図６はその動作波形を示す。
【００４３】
図５（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から定電流供給回路１００ｂを介して電圧安定回路１０６の入力に接続し、電圧安定回路１０６の出力をスイッチング電源１０３を制御する回路に入力し、起動したスイッチング電源１０３の出力の一部を整流した回路１０７の出力と前記電圧安定回路１０６の出力との電位差を検出し、その電位差が一定以上あると前記定電流供給回路１００ｂの出力電流を停止させる電位差制御回路１０５を設けた構成である。
【００４４】
具体的な動作を図５（ｂ）の回路図と図６の動作波形を用いて説明する。
【００４５】
図５（ｂ）において、定電流供給回路１００ｂはトランジスタ４６のベースとコレクタを短絡しトランジスタ４７のベースに接続したカレントミラー回路の出力であるトランジスタ４７のコレクタに電源から抵抗４８を接続すると共にダイオード４９のアノードを接続し、そのダイオード４９のカソード側にトランジスタ５７のベースとトランジスタ５１のコレクタを接続し、前記カレントミラーの電流供給側トランジスタ４６のコレクタとベースにトランジスタ５７のコレクタを接続し、トランジスタ５７のエミッタとのトランジスタ５１のベースと抵抗５２の一端を接続し、抵抗５２の他端をトランジスタ５１のエミッタと接続している。
【００４６】
その動作は、直流電源３１から定電流供給回路１００ｂ内の抵抗４８とダイオード４９を介してトランジスタ５７のベースにベース電流を供給する。すると、トランジスタ５７のコレクタからエミッタには電流増幅された電流Ｉが流れる。この電流Ｉはトランジスタ４６、トランジスタ４７のカレントミラー回路によりトランジスタ４７のコレクタにも、ほぼ電流Ｉが流れる。この電流はダイオード４９を介してトランジスタ５１のコレクタ電流となると共に再度トランジスタ５７のベース電流となるのでトランジスタ５７に流れる電流Ｉは増加する。
【００４７】
ここで抵抗５２の抵抗値をＲ５２、トランジスタ５１のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると、
Ｖｂｅ＝Ｉ×Ｒ５２
であり、Ｖｂｅは一定であるからＲ５２が決まれば電流Ｉも一義的に決まる。又トランジスタ５１にも、ほぼ電流Ｉが流れるので、この定電流供給回路１００ｂの定電流出力には、電流Ｉの２倍の電流２Ｉが流れる。
【００４８】
上記電流２Ｉは整流平滑回路１０７のコンデンサ１５を充電するので、図６のＶ２波形は直線的に上昇する。同時に、定電流供給回路１００ｂのダイオード４９のアノード電圧ＶＤも平行して上がる。また、整流平滑回路１０７の出力電圧Ｖ２が電圧安定回路１０６に入力され、ツェナーダイオード１６のツェナー電圧以上になるまでトランジスタ１３は導通（飽和状態）し、コンデンサ１９を充電するのでその端子電圧ＶＣＣも電圧Ｖ２と同様に上昇する。
【００４９】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング電源１０３のスイッチング制御部１の起動電圧に達するとスイッチング電源がトランス９に電力を送り出力電圧が端子１３に電圧ＶＯを発生する（図６のＡ点）。同時に、スイッチング電源１０３の出力の一部を整流した回路１０７にも出力電圧が発生し、電圧Ｖ２が上昇する。
【００５０】
すると、電圧Ｖ２と前記電圧安定回路１０６の出力とに一定以上の電位差を生ずるので、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、定電流供給回路１００ｂのダイオード４９のアノード電圧ＶＤも電圧ＶＣＣに近づき、ダイオード４９からの電流がトランジスタ５７のベースに供給されず、定電流供給回路１００ｂからの電流供給は停止する（図６のＶＤはＡ点で低下し、電圧ＶＣＣとほぼ同じになる）。
【００５１】
ここで、ダイオード４９はトランジスタ５１からの逆流を防ぐ機能を持ち、以上の動作により、基準電圧発生素子１０１と第１のスイッチング素子１０２が必要でなく安価で信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００５２】
（実施の形態５）
図７は本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置のブロック図を示す。
【００５３】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図７において、直流電源３１と定電流供給回路１００ｂとの間に電圧レベルシフト回路４５（ツェナーダイオード４５）を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態４と同様である。
【００５４】
ここで、実施の形態４の図５（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎを徐々に増加させていくと定電流供給回路１００ｂはその構成素子であるダイオード４９とトランジスタ５１、トランジスタ５７の動作開始電圧（約０．７ｖ×３＝２．１ｖ）で定電流動作を始める。すると、スイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖｃｃ（ｓ）＋２．１ｖとなる。
【００５５】
通常、電源装置はスイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎは定格入力電圧の７０％程度とし、電源装置が停止する電圧はその半分程度でヒステリシスを持たせ、動作の安定を図る。そこで、直流電源３１の上限電圧Ｖｉｎが高い場合、その機能として図５（ｂ）において、ダイオード４９と直列にツェナーダイオードを加える。
【００５６】
そこで、本実施の形態の特徴とする動作は、上記と同じ機能を直流電源３１と定電流供給回路１００ｂとの間に電圧レベルシフト回路４５（ツェナーダイオード４５）を設けたものであり、スイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎをツェナーダイオード４５のツェナー電圧により設定可能とし電源装置の動作の安定を図る。
【００５７】
さらなる効果として、ツェナーダイオード４５のツェナー電圧により、定電流供給回路のトランジスタの耐電圧の低い素子が使用可能となり、安価かつ信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００５８】
（実施の形態６）
図８（ａ）は本発明の実施の形態６におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図を示し、（ｂ）はその動作波形を示す。
【００５９】
図８（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から定電流供給回路１００ａ（抵抗３２）を介して電圧発生素子５０（例では抵抗５０）と基準電圧発生素子１０１ａ（ツェナーダイオード２９）を接続し、ツェナーダイオード２９に第２のスイッチ回路としてスイッチ素子（ＦＥＴ４３）の入力を接続し、抵抗５０に第１のスイッチ回路１０２（ＦＥＴ４２）を接続し、ＦＥＴ４２の出力にＦＥＴ４３の電流供給端子を接続し、ＦＥＴ４２の出力でスイッチング電源１０３ａを制御するスイッチング制御部１ａを起動し、スイッチング電源１０３ａの出力の一部を整流１０７し、電圧安定回路１０６と第１の逆流防止用ダイオード１８を介して、第２の逆流防止用ダイオード２７とＦＥＴ４３の出力に接続する。第２の逆流防止用ダイオード２７の出力はＦＥＴ４２の出力に接続し、前記電圧安定回路１０６の入出力の電位差を検出するものとして一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子１０１ａの電圧を低下させる電位差制御回路１０５を有し、２種類の電圧を供給する起動回路で構成されている。
【００６０】
上記構成は、基本回路構成である実施の形態３の図４（ａ）に示した回路にスイッチ素子４２と逆流防止素子２７を追加したものである。
【００６１】
すなわち、スイッチング制御部（ＩＣ）１ａの起動を開始する電圧ＶＣＨ（Ｓ）が他のＩＣに供給する電圧ＶＣＣより高い場合、２種類の起動電圧が必要になる。
【００６２】
そこで、図８（ａ）においてスイッチング制御部１ａの起動を開始する電圧ＶＣＨ（Ｓ）は抵抗５０の高い電圧端からＦＥＴ４２の入力に接続し、その出力から電圧ＶＣＨを取り出し、抵抗４０の低い電圧端からＦＥＴ４３の入力を接続しその出力から電圧ＶＣＣを供給する（図８（ｂ）のＶＣＣ）。電圧ＶＣＨは直流電源３１の電圧Ｖｉｎが上昇すると共に上昇するが、電圧ＶＣＣはツェナーダイオード２９の電圧ＶＺが一定になるため、同じく一定電圧を保つ。
【００６３】
電圧ＶＣＨがスイッチング制御部１ａの起動を開始する電圧に達すると（図８（ｂ）のＡ点）スイッチング電源１０３ａが動作し出力の一部を整流した回路１０７にも出力電圧が発生し、電圧Ｖ２が上昇する。
【００６４】
すると、電圧Ｖ２と前記電圧安定回路１０６の出力とに一定以上の電位差を生じるので、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、抵抗３２と抵抗５０の交点電位は低下し、ＦＥＴ４２とＦＥＴ４３からの電流は供給されない。
【００６５】
ここで、起動した後のスイッチング制御ＩＣ１ａの電圧ＶＣＨは起動開始電圧よりも低い設定になっているので電圧ＶＣＣから第２の逆流防止用ダイオード２７を介して供給する。
【００６６】
なお、以上の実施の形態で説明した起動回路は電源装置などに用い、その電源装置は、パーソナルコンピュータ等に用いられるマイクロプロセッサやメモリー及びその周辺回路に低電圧、大電流を供給するスイッチング電源としての応用が可能である。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように本発明は、直流電源から電流供給回路を介して基準電圧発生素子と第１のスイッチ回路の入力を接続し、その出力でスイッチング電源を起動し、前記スイッチング電源の出力の一部を整流平滑し、電圧安定回路と逆流防止素子を介して、第１のスイッチ回路の出力に接続し、前記電圧安定回路の入出力の電位差を検出し、前記基準電圧発生素子の電圧を低下させ、その電圧は前記電圧安定回路の出力電圧以上とすることで、より少ない部品で省エネルギーができる安定した起動回路を提出でき、この起動回路を電源装置などに用いると、その電源装置を組み込んだ電子機器も省エネルギーで安定かつ信頼性にも貢献でき産業的価値の大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 （ａ）本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図２】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図３】 （ａ）本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図４】 （ａ）本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図
（ｂ）同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図５】 （ａ）本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図６】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図７】 本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置のブロック図
【図８】 （ａ）本発明の実施の形態６におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図
（ｂ）同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図９】 （ａ）従来のスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図１０】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【符号の説明】
１ スイッチング制御部
２，３ 第１、第２のドライバー
４，５，３５，３６ スイッチング素子
６ フォトカプラ
７ エラーアンプ
８ 基準電圧
９ トランス
１０，１１，５５ 整流ダイオード
１２，１５，１７，１９，２５ コンデンサ
１３，２１，３７，４２ｂ トランジスタ
１４，２０，２３，２４ 抵抗
１６，２２，２９，２９ａ，３０ ツェナーダイオード
１８，２７，４９ ダイオード
２６，４２，４３ スイッチ素子（ＦＥＴ）
３１ 直流電源
３２，３３，３８，３９，４０，４８，５２，５６ 抵抗
４５ 電圧レベルシフト回路
４６，４７，５１，５７ トランジスタ
５０ 電圧発生素子（抵抗）
１００ 電流供給回路
１００ａ，１００ｂ 定電流供給回路
１０１，１０１ａ 基準電圧発生素子
１０２ 第１、第２のスイッチ回路
１０３ スイッチング電源
１０５ 電位差制御回路
１０６ 電圧安定回路
１０７ 整流平滑回路
１１０ ＯＦＦ回路
１１１ コンパレータ
１１２ 基準電源
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源の起動を行う際に、スイッチング電源制御用半導体集積回路（ＩＣ）に最初に電力を供給する起動回路とそれを用いた電子機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、スイッチング電源装置は、図９（ａ）のブロック図に示す様に直流電源３１からの入力電力を電圧変換して出力するスイッチング電源１０３と、その回路を直流電源３１の投入時に安定して起動させる起動回路から構成されており、起動回路は電流供給回路１００、基準電圧発生素子１０１、第１のスイッチ回路１０２、電圧安定回路１０６、整流平滑回路１０７、ＯＦＦ回路１１０、コンパレータ１１１、基準電源１１２のブロックで構成される。
【０００３】
すなわち、具体的には図９（ｂ）に示すようなフルブリッジ型のスイッチング電源装置の場合、スイッチング電源１０３は、まず４個のスイッチング素子４，５，３５，３６を第１のドライバー２と第２のドライバー３で駆動する。そのドライバーにはスイッチング制御部１からＰＷＭ制御が入力される。上記４個のスイッチング素子４，５，３５，３６は直流電源３１からトランス９に電力を供給し電圧変換後、第１の整流ダイオード１０と第２の整流ダイオード１１、コンデンサ１２により直流電圧を得る。その直流電圧は端子１３から出力として外部の負荷に電力を供給すると共にエラーアンプ７に接続し、エラーアンプ７で基準電圧８と比較し、その比較電圧（エラー出力）をフォトカプラ６によりスイッチング制御部１に入力しＰＷＭ信号を変化させ制御を行う。以上の制御により安定した直流電圧出力を端子１３から供給される。
【０００４】
次に、起動回路は、最初にスイッチング制御部１が起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上の電圧を供給する起動開始電圧発生回路が形成されている。すなわち直流電源３１（図１０のＶｉｎ波形）が投入されると、電流供給回路１００（抵抗３２とツェナーダイオード３０）を介して基準電圧発生回路１０１（ツェナーダイオード２９と抵抗５６）に電流が流れ、その基準電圧発生回路１０１の電圧（図１０のＶＺ）が徐々に上昇する。図１０の横軸は時間軸であり、縦軸は電圧である。前記電圧ＶＺを入力とする第１のスイッチ回路１０２（スイッチ素子４２と抵抗３３）のスイッチ開始電圧分の電圧降下と、逆流防止用のダイオード２７を通して、スイッチング電源１０３内の電圧スイッチング制御部１にＶＣＣ電圧を供給する。
【０００５】
図１０の点線Ａ点でＶＣＣ電圧がスイッチング制御部１が起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し、トランス９のバイアス巻き線９Ｂに電圧が発生する。その発生電圧を整流平滑回路１０７（ダイオード５５とコンデンサ１５）で整流平滑された電圧（図１０のＶ２）が得られる。その電圧Ｖ２は電圧安定回路１０６（ツェナーダイオード１６と抵抗１４、トランジスタ１３、コンデンサ１７）により安定したバイアス電源を供給しダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給しようとする。
【０００６】
しかし、上記で説明した様に電圧ＶＣＣは第１のスイッチ回路１０２から供給される電圧の方が高いので、この回路を止める必要がある。そこで、上記電圧Ｖ２が基準電源１１２（ツェナーダイオード２２）より高くなるとコンパレータ１１１（トランジスタ２１をオンさせ、その出力を抵抗２３と抵抗２４で分圧）の出力でＯＦＦ回路１１０（スイッチ素子２６）を導通させ、基準電圧発生回路１０１の両端電圧を短絡する（図１０で電圧ＶＺが“０Ｖ”のＢ点）。
【０００７】
以上の動作はあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、ＯＦＦ回路１１０に遅延機能が必要で、これをコンデンサ２５にてスイッチ素子２６を遅れてスイッチさせることにより実現している（図１０のＡ点から電圧ＶＺが“０Ｖ”になるＢ点までの時間）。その後、ＶＣＣ電圧は徐々に下がり、電圧安定回路１０６（ツェナーダイオード１６の電圧）で決まる電圧（約１１Ｖ）で安定する。
【０００８】
この結果、直流電源３１（定格４８Ｖ、最大で７５Ｖ）から電圧ＶＣＣ（約１１Ｖ）を供給した場合の電流供給回路１００と第１のスイッチ回路１０２による電力ロスを数分の一に低減できる。
【０００９】
しかし、上記でも説明した様に、直流電源３１からスイッチ素子４２を経て供給される電圧を停止させる為に、ＯＦＦ回路１１０（スイッチ素子２６）を動作させ、基準電圧発生回路１０１（ツェナーダイオード２９）の両端電圧を短絡する。この動作をあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、ＯＦＦ回路１１０のコンデンサ２５に充電するのに要する時間を利用して、スイッチ素子２６を遅れてスイッチさせる必要がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の起動回路は、直流電源３１からスイッチ素子２８を経て供給される電圧を停止させる為に、スイッチ素子２６を導通させ、ツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡する。この動作をあまり速く行うとオン・オフを繰り返す発振状態が生じる為、コンデンサ２５に充電するのに要する時間を利用して、スイッチ素子２６を遅れてスイッチさせる回路が必要であり、電気部品が多く必要であった。また、スイッチ素子２８の入力電圧が０Ｖとなり出力電圧が高い為、素子の破壊防止と電流の漏れを減らす逆流防止素子用ダイオード２７が必要であった。
【００１１】
そこで、本発明は、より少ない部品で省エネルギーができる安定した起動回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有するものである。
【００１３】
本発明の請求項１に記載の発明は、直流電源と、この直流電源から電流供給回路を介して接続された基準電圧発生素子と、この基準電圧発生素子と前記電流供給回路との間にその入力側が接続され、その出力側がスイッチング電源を制御するスイッチング制御部を起動させるための起動回路に接続された第１のスイッチ回路と、前記スイッチング電源の出力の一部を整流平滑するための整流平滑回路と、前記整流平滑回路で整流平滑された信号を第１の逆流防止素子を介して前記第１のスイッチ回路の出力側に接続する電圧安定回路と、前記電圧安定回路の入力と出力との電位差を検出して一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子の電圧を低下させる電位差制御回路とを有し、前記電位差制御回路は第１のトランジスタを備え、前記電圧安定回路の入力側に抵抗を介してベースを、出力側にエミッタを、前記基準電圧発生素子にコレクタをそれぞれ接続し、前記第１のトランジスタの導通時の前記基準電圧発生素子の電圧は前記エミッタの電圧と同等とした起動回路であり、基準電圧発生回路のツェナーダイオードの両端電圧を短絡することなく、前記電圧安定回路の出力電圧以上の一定電圧まで低下させる制御を行うことにより前記第１のスイッチ回路の保護ができ、逆流防止素子を不要とし、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサに充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面によって説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分には同一番号を付すとともに、その説明を省略する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１（ａ）は本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置のブロック図を示し、図１（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。また図２はその動作波形を示す。
【００１６】
図１（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から電流供給回路１００を介して基準電圧発生回路１０１に電流を供給し、基準電圧発生回路１０１に電圧ＶＺが発生する。前記電圧ＶＺを入力すると第１のスイッチ回路１０２の出力をスイッチング電源１０３内のスイッチング制御部１に電圧ＶＣＣを供給する。
【００１７】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング制御部１の起動開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し、スイッチング電源１０３の発生電圧の一部を整流平滑回路１０７で整流平滑し、その出力電圧Ｖ２は電圧安定回路１０６により安定したバイアス電源として供給し、第１の逆流防止用ダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給する。
【００１８】
ここで、消費電力を削減する為には、直流電源３１から第１のスイッチ回路１０２を介して供給される電圧を止める必要がある。そこで、電圧安定回路１０６の入力と出力との電位差を検出して一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子１０１の電圧を低下させる電位差制御回路１０５を設けた構成である。
【００１９】
具体的な動作を図１（ｂ）の回路図と図２の動作波形を用いて説明する。
【００２０】
図１（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎ（図２のＶｉｎ）を徐々に増加させ電流供給回路１００の抵抗３２とツェナーダイオード３０を介して基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９と並列の抵抗５６に電流を供給することにより、基準電圧発生回路１０１に電圧ＶＺが発生する（図２のＶＺ）。前記電圧ＶＺを入力とする第１のスイッチ回路１０２のスイッチ素子（ＦＥＴ）４２は直流電源３１から抵抗３３を介して電流を供給されその出力をスイッチング電源１０３内のスイッチング制御部１に電圧ＶＣＣとして供給する（図２のＶＣＣ）。
【００２１】
ここで、電圧ＶＺと電圧ＶＣＣの差はスイッチ素子（ＦＥＴ）４２がスイッチする為に必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに相当する。又、上記ツェナーダイオード２９と並列の抵抗５６は、直流電源３１の電圧が上昇する時、ツェナーダイオード２９の電圧ＶＺが速くツェナー電圧（ＶＺ）にならない様に抵抗５６で電流を分流する為のものである。
【００２２】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御部１が動作し（図２の点線Ａ）、ドライバー２とドライバー３にパルスが入力され、その出力はスイッチング素子４、スイッチング素子５、スイッチング素子３５、スイッチング素子３６を駆動するのに必要なパルスに変換する。その結果、トランス９に電力が供給され、出力巻線９Ｓからダイオード１０、ダイオード１１とコンデンサ１２で整流平滑され、出力端子１３から電力が出力される。その出力端子１３の電圧をエラーアンプ７で基準電圧８と比較し、フォトカプラ６を介してスイッチング制御部１で電圧制御する。
【００２３】
また、トランス９の巻線９Ｂで発生した電圧を整流平滑回路１０７で整流平滑し、その出力電圧Ｖ２（図２のＶ２）は電圧安定回路１０６によりツェナーダイオード１６の電圧をトランジスタ１３のベースに接続してそのエミッタから安定した電圧を取り出し、第１の逆流防止用ダイオード１８から電圧ＶＣＣを供給する。
【００２４】
ここで、消費電力を削減する為に、電圧安定回路１０６の入力と出力との電位差を検出する電位差制御回路１０５は電圧安定回路１０６の入力（出力電圧Ｖ２）とトランジスタ１３のエミッタ出力（電圧ＶＣ２とする）を抵抗３８（抵抗値Ｒ３８）と抵抗３９（抵抗値Ｒ３９）で分圧し、トランジスタ３７のベースに入力する。
【００２５】
さらに、トランジスタ３７のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると
（Ｖ２−ＶＣ２）×（Ｒ３９／（Ｒ３８＋Ｒ３９））＞Ｖｂｅ
の時、トランジスタ３７は導通する。すると、前記基準電圧発生回路１０１の電圧ＶＺは、ほぼトランジスタ１３のエミッタ出力（電圧ＶＣ２）まで低下する（図２のＢ点）。
【００２６】
その結果、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２のゲートとソース間電圧は０．７Ｖ（第１の逆流防止用ダイオード１８の順方向電圧）がスイッチする為に必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓより小さいので、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２はオフする。
【００２７】
よって、基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡することなく、一定電圧（ＶＣＣ電圧）まで低下させる制御を行うことにより、スイッチ素子（ＦＥＴ）４２のゲート電圧がソース電圧より低下することが無いのでスイッチ素子（ＦＥＴ）４２の破壊保護を兼ねた逆流防止用ダイオードを不要とし、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサ２５に充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性にも貢献する。
【００２８】
（実施の形態２）
図３（ａ）は本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置のブロック図を示し、（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。
【００２９】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図３（ａ）において、第１のスイッチ回路１０２のスイッチング素子としてトランジスタ４２ａを用い、スイッチング電源１０３の間に第２の逆流防止用ダイオード２７を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態１と同様である。
【００３０】
ここでは、特に消費電力を削減する為の電位差制御回路１０５の出力制御と第１のスイッチ回路１０２のスイッチング素子としてトランジスタ４２ａを用い、スイッチング電源１０３の間に第２の逆流防止用ダイオード２７を設けた時の動作について説明する。
【００３１】
スイッチング電源１０３が起動して動作を開始すると起動回路の消費電力を削減する為に、電圧安定回路１０６の入力と出力とに電位差を発生して、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、基準電圧発生回路１０１の電圧ＶＺは、ほぼトランジスタ１３のエミッタ出力電圧ＶＣ２まで低下する。
【００３２】
その結果、トランジスタ４２ａのベースとエミッタ間電圧はほぼ０Ｖになり、トランジスタ４２ａはオフする。すなわち、第１の逆流防止用ダイオード１８と第２の逆流防止用ダイオード２７がお互い逆方向に接続されているのでお互いの順方向電圧０．７Ｖは相殺される為である。
【００３３】
よって、基準電圧発生回路１０１のツェナーダイオード２９の両端電圧を短絡することなく、一定電圧（ＶＣＣ電圧）まで低下させる制御を行うことにより、スイッチ素子（ＦＥＴ）より安価なトランジスタ４２ａの使用が可能となり、従来のオン・オフを繰り返す発振状態が生じる事も無く、コンデンサ２５に充電するのに要する時間も必要がないので安定した、かつ部品点数も少なく信頼性にも貢献できる。
【００３４】
（実施の形態３）
図４（ａ）は本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図であり、（ｂ）はその動作波形を示す。
【００３５】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図４（ａ）において、定電流供給回路１００ａと基準電圧発生素子１０１ａの間に抵抗５０を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態１と同様である。
【００３６】
本実施の形態は、図４（ａ）において、直流電源３１から定電流供給回路１００ａの抵抗３２を介して抵抗５０を接続して基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａに電流を供給し、基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａと抵抗５０に発生する電圧ＶＺａを第１のスイッチ回路１０２ａに入力するように構成されている。また、本実施の形態では第１のスイッチ回路１０２ａをダーリントントランジスタ４２ｂで構成したもので、この出力を電力変換回路１０３内の電圧スイッチング制御部１にＶＣＣ電圧を供給する。
【００３７】
動作は図４（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎ（図４（ｂ）のＶｉｎ）を徐々に増加させ定電流供給回路１００ａの抵抗３２から抵抗５０を介して基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａに電流を供給するとツェナーダイオード２９ａの両端電圧がまずツェナー電圧に達する（実施の形態１、２のツェナーダイオード２９のツェナー電圧より低いものを使用する）。更に、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎが上昇すると抵抗５０に流れる電流が増加し、その抵抗５０の両端電圧も比例して上昇する。ツェナーダイオード２９ａのツェナー電圧と抵抗５０の両端電圧を加算した電圧ＶＺａも比例して上昇する（図４（ｂ）のＶＺａ）。
【００３８】
その電圧ＶＺａは第１のスイッチ回路１０２ａに入力されダーリントントランジスタ４２ｂの出力電圧ＶＣＣａがスイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）以上になるとスイッチング制御ＩＣ１が動作する（図４（ｂ）のＡ点）。その後の動作は、実施の形態２と同様である。
【００３９】
ここで、ツェナーダイオード２９ａのツェナー電圧をＶＺ２９ａ、抵抗５０の抵抗値をＲ５０、流れる電流をＩとすると、スイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）は、
ＶＣＣ（Ｓ）＝Ｒ５０×Ｉ＋ＶＺ２９ａ
となり、スイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）が容易に正確に設定可能となる。
【００４０】
又、実施の形態２における電流供給回路１００のツェナーダイオード３０が不要であり、基準電圧発生回路１０１ａのツェナーダイオード２９ａにも抵抗５６が不要である。
【００４１】
ただし、直流電源３１が電圧Ｖｉｎ＝７５Ｖの上限で、かつ電位差制御回路１０５が動作しなかった場合、電圧ＶＺａも上昇するので、スイッチング制御ＩＣ１が破壊しない抵抗３２と抵抗５０の抵抗比を選ぶのは設計上、必要になる。
【００４２】
（実施の形態４）
図５（ａ）は本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置のブロック図を示し、図５（ｂ）は同スイッチング電源装置の具体的な回路図を示している。また図６はその動作波形を示す。
【００４３】
図５（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から定電流供給回路１００ｂを介して電圧安定回路１０６の入力に接続し、電圧安定回路１０６の出力をスイッチング電源１０３を制御する回路に入力し、起動したスイッチング電源１０３の出力の一部を整流した回路１０７の出力と前記電圧安定回路１０６の出力との電位差を検出し、その電位差が一定以上あると前記定電流供給回路１００ｂの出力電流を停止させる電位差制御回路１０５を設けた構成である。
【００４４】
具体的な動作を図５（ｂ）の回路図と図６の動作波形を用いて説明する。
【００４５】
図５（ｂ）において、定電流供給回路１００ｂはトランジスタ４６のベースとコレクタを短絡しトランジスタ４７のベースに接続したカレントミラー回路の出力であるトランジスタ４７のコレクタに電源から抵抗４８を接続すると共にダイオード４９のアノードを接続し、そのダイオード４９のカソード側にトランジスタ５７のベースとトランジスタ５１のコレクタを接続し、前記カレントミラーの電流供給側トランジスタ４６のコレクタとベースにトランジスタ５７のコレクタを接続し、トランジスタ５７のエミッタとのトランジスタ５１のベースと抵抗５２の一端を接続し、抵抗５２の他端をトランジスタ５１のエミッタと接続している。
【００４６】
その動作は、直流電源３１から定電流供給回路１００ｂ内の抵抗４８とダイオード４９を介してトランジスタ５７のベースにベース電流を供給する。すると、トランジスタ５７のコレクタからエミッタには電流増幅された電流Ｉが流れる。この電流Ｉはトランジスタ４６、トランジスタ４７のカレントミラー回路によりトランジスタ４７のコレクタにも、ほぼ電流Ｉが流れる。この電流はダイオード４９を介してトランジスタ５１のコレクタ電流となると共に再度トランジスタ５７のベース電流となるのでトランジスタ５７に流れる電流Ｉは増加する。
【００４７】
ここで抵抗５２の抵抗値をＲ５２、トランジスタ５１のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると、
Ｖｂｅ＝Ｉ×Ｒ５２
であり、Ｖｂｅは一定であるからＲ５２が決まれば電流Ｉも一義的に決まる。又トランジスタ５１にも、ほぼ電流Ｉが流れるので、この定電流供給回路１００ｂの定電流出力には、電流Ｉの２倍の電流２Ｉが流れる。
【００４８】
上記電流２Ｉは整流平滑回路１０７のコンデンサ１５を充電するので、図６のＶ２波形は直線的に上昇する。同時に、定電流供給回路１００ｂのダイオード４９のアノード電圧ＶＤも平行して上がる。また、整流平滑回路１０７の出力電圧Ｖ２が電圧安定回路１０６に入力され、ツェナーダイオード１６のツェナー電圧以上になるまでトランジスタ１３は導通（飽和状態）し、コンデンサ１９を充電するのでその端子電圧ＶＣＣも電圧Ｖ２と同様に上昇する。
【００４９】
そして、電圧ＶＣＣがスイッチング電源１０３のスイッチング制御部１の起動電圧に達するとスイッチング電源がトランス９に電力を送り出力電圧が端子１３に電圧ＶＯを発生する（図６のＡ点）。同時に、スイッチング電源１０３の出力の一部を整流した回路１０７にも出力電圧が発生し、電圧Ｖ２が上昇する。
【００５０】
すると、電圧Ｖ２と前記電圧安定回路１０６の出力とに一定以上の電位差を生ずるので、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、定電流供給回路１００ｂのダイオード４９のアノード電圧ＶＤも電圧ＶＣＣに近づき、ダイオード４９からの電流がトランジスタ５７のベースに供給されず、定電流供給回路１００ｂからの電流供給は停止する（図６のＶＤはＡ点で低下し、電圧ＶＣＣとほぼ同じになる）。
【００５１】
ここで、ダイオード４９はトランジスタ５１からの逆流を防ぐ機能を持ち、以上の動作により、基準電圧発生素子１０１と第１のスイッチング素子１０２が必要でなく安価で信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００５２】
（実施の形態５）
図７は本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置のブロック図を示す。
【００５３】
本実施の形態の特徴（実施の形態１との差異）は、特に図７において、直流電源３１と定電流供給回路１００ｂとの間に電圧レベルシフト回路４５（ツェナーダイオード４５）を設けた構成であり、基本動作は上述した実施の形態４と同様である。
【００５４】
ここで、実施の形態４の図５（ｂ）において、直流電源３１からその電圧Ｖｉｎを徐々に増加させていくと定電流供給回路１００ｂはその構成素子であるダイオード４９とトランジスタ５１、トランジスタ５７の動作開始電圧（約０．７ｖ×３＝２．１ｖ）で定電流動作を始める。すると、スイッチング制御部１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖｃｃ（ｓ）＋２．１ｖとなる。
【００５５】
通常、電源装置はスイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎは定格入力電圧の７０％程度とし、電源装置が停止する電圧はその半分程度でヒステリシスを持たせ、動作の安定を図る。そこで、直流電源３１の上限電圧Ｖｉｎが高い場合、その機能として図５（ｂ）において、ダイオード４９と直列にツェナーダイオードを加える。
【００５６】
そこで、本実施の形態の特徴とする動作は、上記と同じ機能を直流電源３１と定電流供給回路１００ｂとの間に電圧レベルシフト回路４５（ツェナーダイオード４５）を設けたものであり、スイッチング制御ＩＣ１の起動を開始する電圧ＶＣＣ（Ｓ）に達する直流電源３１の電圧Ｖｉｎをツェナーダイオード４５のツェナー電圧により設定可能とし電源装置の動作の安定を図る。
【００５７】
さらなる効果として、ツェナーダイオード４５のツェナー電圧により、定電流供給回路のトランジスタの耐電圧の低い素子が使用可能となり、安価かつ信頼性と省エネルギーに貢献できるものである。
【００５８】
（実施の形態６）
図８（ａ）は本発明の実施の形態６におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図を示し、（ｂ）はその動作波形を示す。
【００５９】
図８（ａ）において、本実施の形態の起動回路は、直流電源３１から定電流供給回路１００ａ（抵抗３２）を介して電圧発生素子５０（例では抵抗５０）と基準電圧発生素子１０１ａ（ツェナーダイオード２９）を接続し、ツェナーダイオード２９に第２のスイッチ回路としてスイッチ素子（ＦＥＴ４３）の入力を接続し、抵抗５０に第１のスイッチ回路１０２（ＦＥＴ４２）を接続し、ＦＥＴ４２の出力にＦＥＴ４３の電流供給端子を接続し、ＦＥＴ４２の出力でスイッチング電源１０３ａを制御するスイッチング制御部１ａを起動し、スイッチング電源１０３ａの出力の一部を整流１０７し、電圧安定回路１０６と第１の逆流防止用ダイオード１８を介して、第２の逆流防止用ダイオード２７とＦＥＴ４３の出力に接続する。第２の逆流防止用ダイオード２７の出力はＦＥＴ４２の出力に接続し、前記電圧安定回路１０６の入出力の電位差を検出するものとして一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子１０１ａの電圧を低下させる電位差制御回路１０５を有し、２種類の電圧を供給する起動回路で構成されている。
【００６０】
上記構成は、基本回路構成である実施の形態３の図４（ａ）に示した回路にスイッチ素子４２と逆流防止素子２７を追加したものである。
【００６１】
すなわち、スイッチング制御部（ＩＣ）１ａの起動を開始する電圧ＶＣＨ（Ｓ）が他のＩＣに供給する電圧ＶＣＣより高い場合、２種類の起動電圧が必要になる。
【００６２】
そこで、図８（ａ）においてスイッチング制御部１ａの起動を開始する電圧ＶＣＨ（Ｓ）は抵抗５０の高い電圧端からＦＥＴ４２の入力に接続し、その出力から電圧ＶＣＨを取り出し、抵抗４０の低い電圧端からＦＥＴ４３の入力を接続しその出力から電圧ＶＣＣを供給する（図８（ｂ）のＶＣＣ）。電圧ＶＣＨは直流電源３１の電圧Ｖｉｎが上昇すると共に上昇するが、電圧ＶＣＣはツェナーダイオード２９の電圧ＶＺが一定になるため、同じく一定電圧を保つ。
【００６３】
電圧ＶＣＨがスイッチング制御部１ａの起動を開始する電圧に達すると（図８（ｂ）のＡ点）スイッチング電源１０３ａが動作し出力の一部を整流した回路１０７にも出力電圧が発生し、電圧Ｖ２が上昇する。
【００６４】
すると、電圧Ｖ２と前記電圧安定回路１０６の出力とに一定以上の電位差を生じるので、電位差制御回路１０５のトランジスタ３７は導通し、抵抗３２と抵抗５０の交点電位は低下し、ＦＥＴ４２とＦＥＴ４３からの電流は供給されない。
【００６５】
ここで、起動した後のスイッチング制御ＩＣ１ａの電圧ＶＣＨは起動開始電圧よりも低い設定になっているので電圧ＶＣＣから第２の逆流防止用ダイオード２７を介して供給する。
【００６６】
なお、以上の実施の形態で説明した起動回路は電源装置などに用い、その電源装置は、パーソナルコンピュータ等に用いられるマイクロプロセッサやメモリー及びその周辺回路に低電圧、大電流を供給するスイッチング電源としての応用が可能である。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように本発明は、直流電源から電流供給回路を介して基準電圧発生素子と第１のスイッチ回路の入力を接続し、その出力でスイッチング電源を起動し、前記スイッチング電源の出力の一部を整流平滑し、電圧安定回路と逆流防止素子を介して、第１のスイッチ回路の出力に接続し、前記電圧安定回路の入出力の電位差を検出し、前記基準電圧発生素子の電圧を低下させ、その電圧は前記電圧安定回路の出力電圧以上とすることで、より少ない部品で省エネルギーができる安定した起動回路を提出でき、この起動回路を電源装置などに用いると、その電源装置を組み込んだ電子機器も省エネルギーで安定かつ信頼性にも貢献でき産業的価値の大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 （ａ）本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図２】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図３】 （ａ）本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図４】 （ａ）本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図
（ｂ）同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図５】 （ａ）本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図６】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図７】 本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置のブロック図
【図８】 （ａ）本発明の実施の形態６におけるスイッチング電源装置の具体的な回路図
（ｂ）同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【図９】 （ａ）従来のスイッチング電源装置のブロック図
（ｂ）同スイッチング電源装置の具体的な回路図
【図１０】 同スイッチング電源装置の起動動作を示す波形図
【符号の説明】
１ スイッチング制御部
２，３ 第１、第２のドライバー
４，５，３５，３６ スイッチング素子
６ フォトカプラ
７ エラーアンプ
８ 基準電圧
９ トランス
１０，１１，５５ 整流ダイオード
１２，１５，１７，１９，２５ コンデンサ
１３，２１，３７，４２ｂ トランジスタ
１４，２０，２３，２４ 抵抗
１６，２２，２９，２９ａ，３０ ツェナーダイオード
１８，２７，４９ ダイオード
２６，４２，４３ スイッチ素子（ＦＥＴ）
３１ 直流電源
３２，３３，３８，３９，４０，４８，５２，５６ 抵抗
４５ 電圧レベルシフト回路
４６，４７，５１，５７ トランジスタ
５０ 電圧発生素子（抵抗）
１００ 電流供給回路
１００ａ，１００ｂ 定電流供給回路
１０１，１０１ａ 基準電圧発生素子
１０２ 第１、第２のスイッチ回路
１０３ スイッチング電源
１０５ 電位差制御回路
１０６ 電圧安定回路
１０７ 整流平滑回路
１１０ ＯＦＦ回路
１１１ コンパレータ
１１２ 基準電源
Claims (1)
- 直流電源と、この直流電源から電流供給回路を介して接続された基準電圧発生素子と、この基準電圧発生素子と前記電流供給回路との間にその入力側が接続され、その出力側がスイッチング電源を制御するスイッチング制御部を起動させるための起動回路に接続された第１のスイッチ素子と、前記スイッチング電源の出力の一部を整流平滑するための整流平滑回路と、前記整流平滑回路で整流平滑された信号を第１の逆流防止素子を介して前記第１のスイッチ回路の出力側に接続する電圧安定回路と、前記電圧安定回路の入力と出力との電位差を検出して一定以上の電位差があると前記基準電圧発生素子の電圧を低下させる電位差制御回路とを有し、前記電位差制御回路は第１のトランジスタを備え、前記電圧安定回路の入力側に抵抗を介してベースを、出力側にエミッタを、前記基準電圧発生素子にコレクタをそれぞれ接続し、前記第１のトランジスタの導通時の前記基準電圧発生素子の電圧は前記エミッタの電圧と同等とした起動回路。
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