JP2006059241A - 定電圧電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧を一定に維持した状態のまま出力端子より負荷に電流供給する動作と出力端子に負荷から流れ込む電流を吸引する動作の双方が可能な定電圧電源回路を提供する。
【解決手段】電源出力端子の電圧を基準電圧と比較して該電源出力端子の電圧を所定の定電圧に維持するように該電源出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路と、電流供給型定電圧電源回路による前記電源出力端子への供給電流を検出し、該供給電流が所定の値より低下した場合には前記電源出力端子から電流を吸引して供給電流が該所定の値より下がらないように吸引電流を制御する電流吸引回路とにより構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力電圧を一定値に維持した状態のまま、出力端子より負荷に電流を供給する電流供給動作と、出力端子に負荷側から流れ込む電流を吸引する電流吸引動作の双方の動作が可能な定電圧電源回路に関する。

最近の車両には、エンジン制御、ブレーキ制御等の様々な制御にマイクロコンピュータ（以下、マイコンという。）を内蔵した電子制御回路が採用されている。これらの電子制御回路は、バッテリーの出力する１２〜１６Ｖを定電圧電源回路にて５Ｖに降圧した電圧により駆動されることが多い。また、これらの電子制御回路にはスイッチ、センサ等の外部機器からＯＮ／ＯＦＦの状態信号が入力されるが、外部機器がＯＦＦ状態では信号線にノイズが乗りやすいために入力信号線は外部機器側に抵抗を接続してプルアップされる。このプルアップ電圧は高い方がノイズを拾いにくいため、車載用の電子制御回路ではバッテリー電圧に等しい１２〜１６Ｖとされる。

図９は、このような電子制御回路への電源供給回路と状態信号入力回路の従来例を示したものである。電子制御回路１は、マイコン２と２本の入力信号線３、４とダイオードＤ１〜Ｄ４とにより構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は入力信号線３、４の電圧制限回路を構成している。マイコン２には、バッテリー電圧Ｖｂを電源とする５Ｖ定電圧電源回路５の出力する５Ｖが電源として供給される。入力信号線３、４には、それぞれスイッチＳ１、Ｓ２が接地ＧＮＤとの間に接続され、更にプルアップ抵抗Ｒ１、Ｒ２がバッテリー電圧Ｖｂの供給線６との間に接続されている。

このような回路ではスイッチＳ１がＯＦＦ状態となったときに、電圧Ｖｂの供給線６から抵抗Ｒ１を通った電流がダイオードＤ１を通って５Ｖ電圧供給線７に流入する。スイッチＳ２がＯＦＦ状態となったときも、同様に抵抗Ｒ２を通った電流がダイオードＤ３を通って５Ｖ電圧供給線７に流入する。この５Ｖ電圧供給線７に流入する電流の和をＩd、マイコン２の消費電流をＩm、5Ｖ定電圧電源回路５の負荷電流をＩoとすると、次の関係が成立している。
Ｉo＝Ｉm−Ｉd （１）式

ここで、５Ｖ定電圧電源回路５は電流供給型の電源で電流吸引はできない電源であったとする。その場合にＩm＜Ｉdとなった場合を考えると、負荷電流Ｉoはゼロとなり５Ｖ定電圧電源回路５は５Ｖ電圧供給線７の電圧を制御できなくなる。５Ｖ電圧供給線７に流入する電流Ｉdの値がマイコン２の消費電流Ｉmより大きいため５Ｖ電圧供給線７の電圧は５Ｖより上昇する。その値がマイコン２の許容電源電圧を超えるとマイコン２は正常動作が保証されず、破壊に至ることもある。このような状態は、マイコン２が低消費電力モードで動作している場合や入力信号線の数が多い場合に起こり易い。

このような問題を解決するために提案された回路として、例えば図１０がある（特許文献１参照）。図中の定電圧電源回路１０は、電源出力端子１５に接続された５Ｖ電圧供給線７に電流供給型の定電圧電源１１と電流吸引型の定電圧電源１２の出力を共通の電源出力端子１５に接続した構成となっている。電流供給型電源１１は、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、基準電圧生成回路８、誤差増幅器ＯＰ１、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、ＮＰＮトランジスタＱ２、ＰＮＰトランジスタＱ３、抵抗Ｒ６〜Ｒ９とにより構成されている。電流吸引型電源１２は、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、基準電圧生成回路８、誤差増幅器ＯＰ１、ＯＰ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ４により構成されている。

電流供給型電源１１が供給する電流、即ち、トランジスタＱ３のコレクタ電流をＩso、電流吸引型電源１２が吸引する電流、即ち、トランジスタＱ４のドレイン電流をＩsiとする。例として、電源出力端子１５に現れる電源出力電圧Ｖoの値が５．０Ｖのときに図中の帰還電圧Ｖ１の値は１．４Ｖ、Ｖ２の値は１．７５Ｖになるように分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の値は調整されている。基準電圧生成回路８が生成する基準電圧Ｖｒは１．４Ｖである。また、電源出力電圧Ｖoが５．０Ｖであるときの誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３は、前記１．７５Ｖより低い電圧で且つトランジスタＱ１が活性領域で動作する範囲の電圧、例えば１．０Ｖになるように回路定数が設定されている。

電源出力電圧Ｖoの値が５．０Ｖであるときには電圧Ｖ３の値は１．０Ｖ、帰還電圧Ｖ１の値は１．７５Ｖであるため、誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧、即ち、トランジスタＱ４のゲート電圧Ｖ４は低レベル側に飽和してトランジスタＱ４は非道通状態となっている。即ち、吸引電流Ｉsiはゼロになる。この状態では電流吸引型電源１２は動作停止し、電流供給型電源１１が動作して供給電流Ｉsoが電源出力端子１５に接続された５Ｖ電圧供給線７に供給されている。

供給電流Ｉso＞０であるためには負荷電流Ｉo＞０、即ち、Ｉm＞Ｉdとなっている必要がある。即ち、この定電圧電源回路１０では、マイコン２の消費電流Ｉmの値がダイオードＤ１〜Ｄ４を通って５Ｖ電圧供給線７に流入する流入電流Ｉdより大きい場合には電流吸引型電源１２は動作停止し（Ｉsi＝０）、電流供給型電源１１によりＩso＝Ｉo＝Ｉm−Ｉd の電流が供給される。供給電流Ｉso＞０であるため電源出力電圧Ｖoは５．０Ｖに制御される。Ｉm＞Ｉdが成立している範囲ではこのような動作を行なう。

この状態から５Ｖ電圧供給線７への流入電流Ｉdが増加してＩm＝Ｉd、即ち、負荷電流Ｉo＝０となったとする。すると供給電流Ｉso＝０となるが、この状態ではまだ電源出力電圧Ｖoは５．０Ｖのままである。
流入電流Ｉdの値が更に増加した場合を考える。電源出力電圧Ｖoが５．０Ｖのときのマイコン２の消費電流をＩm5とする。マイコン２はほぼ一定の抵抗値を持つ抵抗とみなせるので、流入電流Ｉdがその消費電流Ｉm5を超えると電源出力電圧Ｖoは５．０Ｖから上昇を始める。供給電流Ｉsoは既にゼロとなっているため電源出力電圧Ｖoは電流供給型電源１１によっては制御されない。電源出力電圧Ｖoが上昇するとマイコン２の消費電流Ｉmが増加してＩm＝Ｉdとなる。

電源出力電圧Ｖoが５．０Ｖより上昇すると、帰還電圧Ｖ１の値も１．４Ｖより僅かではあるが上昇する。その上昇により誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３は大きく上昇を開始する。電源出力電圧Ｖoの上昇により誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子に入力されている帰還電圧Ｖ２も上昇するが、その上昇の程度は僅かで殆ど１．７５Ｖのままである。出力電圧Ｖ３の値が上昇して帰還電圧Ｖ２の値を超えるとトランジスタＱ４のゲート電圧Ｖ４が上昇を開始してトランジスタＱ４のドレインが電流を吸引し始める。吸引電流Ｉsiは、電源出力電圧Ｖoを低下させる方向に働く。

５Ｖ電圧供給線７への流入電流Ｉdが増加するに従って吸引電流Ｉsiが増加して電源出力電圧Ｖoの上昇か抑えられる。このようなフィードバック作用により電源出力電圧Ｖoは５．０Ｖより僅かに高い電圧に制御される。
以上のような動作における電源出力電圧Ｖo、供給電流Ｉso、吸引電流Ｉsiの変化を負荷電流Ｉo（＝Ｉm5−Ｉd）を横軸にとって描くと図１１に示すようになる。Ｉo＝Ｉm5−Ｉd＞0の場合、即ち、流入電流Ｉdの値がマイコン２の消費電流Ｉm5より大きい場合には、電源出力電圧Ｖoは５．０Ｖに制御され、吸引電流Ｉsiはゼロ、供給電流Ｉsoは負荷電流Ｉo（＝Ｉm5−Ｉd）に等しくなる。

負荷電流Ｉo（＝Ｉm5−Ｉd）がゼロと微小電流−ΔＩとの間、即ち、流入電流ＩdがＩm5と（Ｉm5＋ΔＩ）との間では、供給電流Ｉso、吸引電流Ｉsiは共にゼロとなる。その間、電源出力電圧Ｖoの値は制御されず、流入電流Ｉdが増す従って５．０Ｖからそれより微小電圧ΔＶだけ高い（５．０＋ΔＶ）まで上昇する。負荷電流Ｉo（＝Ｉm5−Ｉd）が微小電流−ΔＩ以下になると、即ち、流入電流Ｉdが（Ｉm5＋ΔＩ）を超えると供給電流Ｉsoはゼロのままで吸引電流Ｉsiが流れ始める。電源出力電圧Ｖoは（５．０＋ΔＶ）の一定値に制御される。

このような動作により図１０に示した定電圧電源回路１０の構成では、マイコン２に供給される電圧は５．０Ｖと（５．０＋ΔＶ）の間に制御される。従って、ΔＶの値が小さくなるように回路定数を決定しておくことでマイコン２に定格外の高電圧が印加されることを防止することができる。

しかしながらこの定電圧電源回路１０ではバッテリー電圧Ｖｂの供給線６と接地ＧＮＤとの短絡を防止する必要があり、そのためには電流供給型電源１１と電流吸引型電源１２とが同時に動作しないようにする必要がある。即ち、ΔＶの値が負となる動作は絶対にさせてはならない。この必要条件、及び供給電流Ｉsoがゼロとなるときの電圧Ｖ３のバラツキ、誤差増幅器ＯＰ１、ＯＰ２の入力部のオフセット電圧とオフセット電流を考慮するとΔＶの値を余り小さくすることはできない。このため電源出力電圧Ｖoの値は、流入電流Ｉdの大きさによりΔＶだけの差が発生する。また、流入電流Ｉdの値がＩm5と（Ｉm5＋ΔＩ）との間では電源出力電圧Ｖoの値は制御されずに不安定となる。

更に、流入電流Ｉdの値が急激に変化して負荷電流Ｉo（＝Ｉm5−Ｉd）の値が正の値から負の値に急激に変化した場合には、電流供給型電源１１はそれまでの動作停止状態から供給電流Ｉsoを供給する動作状態に急激に変化しなければならないが、回路の動作遅れから電源出力電圧Ｖoが一時的に５．０Ｖより低下するという問題もある。
特願２００４−０１７３６６号

本発明はこのような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、その課題は出力電圧を一定に維持した状態のまま、出力端子より負荷に電流を供給する動作と出力端子に負荷側から流れ込む電流を吸引する動作の双方が可能な定電圧電源回路であって、負荷電流の変化により電流供給動作と電流吸引動作との急激な切り換えが必要となった場合においても出力電圧が一定値に制御され、切り換えの際に出力電圧の一時的な低下や上昇が生じることのない定電圧電源回路を提供することにある。

前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１）であって、該電源回路の電源出力端子（１５）の電圧を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該電源出力端子の電圧を所定の定電圧に維持するように該電源出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２）と、該電流供給型定電圧電源回路による前記電源出力端子への供給電流（Ｉso）を検出し、該供給電流が所定の値より低下した場合には前記電源出力端子から電流吸引して供給電流が該所定の値より下がらないようにその吸引電流（Ｉsi）を制御する電流吸引回路（１３）と、からなる定電圧電源回路である。

このような構成の定電圧電源回路によれば、負荷の消費電流が減少するにつれて電流供給型定電圧電源回路の供給する供給電流も少なくなるが、供給電流が小さい所定値以下になると電流吸引回路が動作を開始して電源出力端子から電流吸引を開始する。これにより電流供給型定電圧電源回路の供給電流の更なる低下は防止され、供給電流はその小さい所定値に制御される。負荷の消費電流が更に低下して負荷から逆に電源出力端子に電流が流入する状態となった場合も、電流吸引回路がその流入電流と電流供給型定電圧電源回路が供給する前記小さい所定値を合わせた電流を吸引し、電流供給型定電圧電源回路の供給電流を前記小さい所定値に制御する。このようにして電流供給型定電圧電源回路は、最低でも前記小さい所定値の電流を継続して供給し、供給電流がゼロとなることはない。電流供給型定電圧電源回路が僅かでも電流供給を行なっている状態では、電流供給型定電圧電源回路は電源出力端子の電圧を所定の定電圧に制御する。このような動作により負荷の消費電流値が正、負の広い範囲で変化したとしても、電源出力端子の電圧は所定の定電圧に制御される。また、電流供給型定電圧電源回路は絶えず電流供給の状態で動作するため負荷変動に対する応答が速い。このため、負荷の消費電流が正から負へ、負から正へ急激に変化したとしても電源出力端子の電圧は一定値に制御され、変動を生ずることはない。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、前記電流供給型定電圧電源回路（１２）は、一端を前記電源出力端子（１５）に接続した供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）を通して電流供給を行なうように構成されており、前記電流吸引回路（１３）は、該供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）の両端の差電圧を所定の基準電圧と比較し、該差電圧が該所定の基準電圧以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする。

このような構成の定電圧電源回路においては、供給電流検出用抵抗の両端には供給型定電圧電源回路の供給電流に比例した差電圧が現れる。従って、その差電圧が所定の基準電圧以下にならないように電流吸引回路が吸引電流を制御することで、供給型定電圧電源回路の供給電流が所定値以下になることが防止される。これにより本発明の場合も請求項１に記載の発明と同様の効果を奏する。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、前記電流供給型定電圧電源回路（１２）は、一端を前記電源出力端子（１５）に接続した供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）を通して電流供給を行なうように構成されており、前記電流吸引回路（１３ａ）は、前記電源出力端子（１５）の電圧に、前記供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）の両端の差電圧を加えた電圧を所定の基準電圧と比較し、加えた電圧が該所定の基準電圧以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする。

このような構成の定電圧電源回路においては、電流供給型定電圧電源回路が電流供給を行なっている状態では電源出力端子の電圧は所定の定電圧に制御される。また、その定電圧に供給電流検出用抵抗の両端に現れる供給電流に比例した差電圧を加えた電圧が所定の値以下にならないように電流吸引回路が吸引電流を制御するので、電流供給型定電圧電源回路の供給電流は一定値以下にならない。従って、本発明の場合も請求項１に記載の発明と同様の効果を奏する。

また、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｂ）は、該電源回路の電源入力端子（１４）と前記電源出力端子（１５）との間に接続したトランジスタ（Ｑ６）のベース電流を制御して前記供給電流（Ｉso）を制御するように構成されており、前記電流吸引回路（１３ｂ）は、該トランジスタ（Ｑ６）のベース電流が所定の値以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする。

このような構成の定電圧電源回路においては、電流供給型定電圧電源回路の供給電流は、トランジスタ（Ｑ６）のベース電流に該トランジスタの電流増幅率Ｈfeを掛けた値となる。このため、そのベース電流の値が所定の値より小さくならないように電流吸引回路が吸引電流を制御すれば、電流供給型定電圧電源回路の供給電流は所定の値以下に低下することはなくなる。従って、本発明の場合も請求項１に記載の発明と同様の効果を奏する。

また、請求項５に記載の発明は、定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１ｃ）であって、該電源回路の電源出力端子（１５）の電圧が一定値に維持されるように該電源出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２ｃ）と該電源出力端子から電流を吸引する電流吸引回路（１３ｃ）とにより構成され、前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｃ）は、前記電源出力端子の電圧を分圧した第１の帰還電圧（Ｖ１）と第１の基準電圧（Ｖr1）との差を第１の誤差増幅器（ＯＰ１）にて増幅し、該第１の誤差増幅器の出力電圧（Ｖ３）により前記電流供給型定電圧電源回路の電源入力端子（１４）と接地（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ６）を電源入力端子側にして直列接続した第１の抵抗と第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）の該第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートを制御し、該第１のＮＭＯＳトランジスタのドレイン電圧（Ｖ１２）にて前記電源入力端子と前記電源出力端子との間に接続した増幅回路（１９）を制御して前記電源出力端子への供給電流（Ｉso）を制御するように構成されており、前記電流吸引回路（１３ｃ）は、前記第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）のドレイン電圧（Ｖ１２）を第２の基準電圧（Ｖr2）とコンパレータ（ＣＰ１）にて比較し、該コンパレータの出力電圧と前記電源出力端子の電圧を分圧した第２の帰還電圧（Ｖ２）との差を第２の誤差増幅器（ＯＰ２）にて増幅し、該第２の誤差増幅器の出力電圧をローパスフィルタ（ＬＰ）にて平滑した電圧により前記電源出力端子と接地間に接続した第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）のゲートを駆動することにより前記電源出力端子の電圧が上昇したときに前記第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）のドレイン電圧（Ｖ１２）が第２の基準電圧（Ｖr2）にクランプされるように前記電源出力端子からの吸引電流を制御するように構成されていることを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成の定電圧電源回路においては、電源出力端子の電圧が上昇して第１の帰還電圧（Ｖ１）が第１の基準電圧（Ｖr1）より一定値以上高くなると、コンパレータ（ＣＰ１）の出力は反転し、反転した電圧と第２の帰還電圧（Ｖ２）との差が第２の誤差増幅器（ＯＰ２）にて増幅され、第２の誤差増幅器（ＯＰ２）は高レベルとなる。その電圧がローパスフィルタ（ＬＰ）により平滑化されて第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）のゲートを駆動して同トランジスタを導通させ、電源出力端子から電流吸引して電源出力端子の電圧を低下させる。電源出力端子の電圧が低下すると第１の帰還電圧（Ｖ１）が低下してコンパレータ（ＣＰ１）の出力は再び反転し、第２の誤差増幅器（ＯＰ２）の出力電圧は低レベルとなる。その電圧はローパスフィルタ（ＬＰ）により平滑化されて第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）を駆動して第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）の吸引電流を減少させる。これにより電源出力端子の電圧低下は止まる。このような動作の繰り返しにより第１の帰還電圧（Ｖ１）の電圧が第１の基準電圧（Ｖr1）より僅かに高い一定値より更に高くならないように制御される。その結果として電源出力端子の電圧は所定の値以上になることが防止される。電源出力端子の電圧上昇は、電流供給型定電圧電源回路の電流供給量より大きい電流が負荷側から電源出力端子に流入する場合に生ずるので、こうした制御により電源出力端子の電圧は、負荷電流が正、負の値に変化したとしても所定の定電圧に制御される。

なお、電源出力端子に流入する電流が増加した場合、第２の誤差増幅器（ＯＰ２）の出力にはパルス幅変調された形に近い電圧波形が現れるが、ローパスフィルタ（ＬＰ）によって平滑化されて第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）のゲートにはそれらの平均電圧が印加される。このため第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）はアナログ動作を行なう。このローパスフィルタ（ＬＰ）は、このようにパルス幅変調された形に近い電圧波形を平滑化するのが目的であるため、第２の誤差増幅器（ＯＰ２）にスルーレート（出力電圧の最大変化率で通常、Ｖ／μＳの単位で表わされる。）の小さい増幅器を採用した場合には省略してもよい。スルーレートの小さい増幅器を採用した場合には、増幅器の出力にはパルス幅変調波形を平滑化した波形が現れるからである。

また、請求項６に記載の発明は、定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１ｄ）であって、第１の出力端子（１５ａ）の電圧を分圧した第２の帰還電圧（Ｖ２）を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該第１の出力端子の電圧を第１の定電圧（Ｖoa）に維持するように該第１の出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２ｄ）の該第１の出力端子（１５ａ）と、第２の出力端子（１５ｂ）の電圧を分圧した第１の帰還電圧（Ｖ１）を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該第２の出力端子の電圧を前記第１の定電圧（Ｖoa）より僅かに高い第２の定電圧（Ｖob）に維持するように該第２の出力端子から電流を吸引する電流吸引型定電圧電源回路（１５ｄ）の該第２の出力端子と、を共通に接続して前記定電圧電源回路（１１ｄ）の電源出力端子（１５）としたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成の定電圧電源回路においては、負荷が電流を消費する状態では電流供給型定電圧電源回路から電流供給が行なわれ、電源出力端子の電圧は第１の定電圧（Ｖoa）に制御される。この第１の定電圧（Ｖoa）は第２の定電圧（Ｖob）より低いため、電流吸引型定電圧電源回路はその間、動作を停止している。負荷の消費電流が減少して逆に電源出力端子に電流が流入を開始する状態となると、電流供給型定電圧電源回路は動作停止して電流供給が止まり、電源出力端子の電圧は制御されない状態となる。負荷からの流入電流量が更に増して電源出力端子の電圧が第２の定電圧（Ｖob）以上になろうとすると電流吸引型定電圧電源回路が動作を開始して電源出力端子から電流を吸引する。そして電源出力端子の電圧を第２の定電圧（Ｖob）に制御する。このような動作により負荷の消費電流が正、負の値に変化しても電源出力端子の電圧は、第１の定電圧（Ｖoa）と第２の定電圧（Ｖob）との間の電圧に制御される。従って、第１の定電圧（Ｖoa）と第２の定電圧（Ｖob）の差が小さくなるように回路定数を設定しておくことで、電源出力端子の電圧をほぼ一定の定電圧に制御することができる。

また、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の定電圧電源回路において、前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｄ）は、前記第２の帰還電圧（Ｖ２）を非反転入力端子に、基準電圧（Ｖｒ）を反転入力端子に入力した第１の誤差増幅器（ＯＰ１）にて増幅し、該第１の誤差増幅器の出力電圧（Ｖ３）により前記電流供給型定電圧電源回路の電源入力端子（１４）と接地（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ６）を電源入力端子側にして直列接続した第１の抵抗と第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ７）の該第１のＮＰＮトランジスタのゲートを制御し、該第１のＮＰＮトランジスタのコレクタ電圧にて前記電源入力端子（１４）と前記第１の出力端子（１５ａ）との間に接続した増幅回路（１９）を制御して前記第１の出力端子への供給電流（Ｉso）を制御するように構成されていることを特徴とする。

このような構成の定電圧電源回路においては、電源出力端子への負荷からの電流流入量が大きい場合には電流吸引型定電圧電源回路が動作して電源出力端子の電圧は第２の定電圧（Ｖob）に制御されるため、電流供給型定電圧電源回路は動作停止している。このとき、第２の帰還電圧（Ｖ２）は基準電圧（Ｖr1）より高くなっているため、第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の出力電圧は電圧制限がない場合には高レベル側に飽和した状態となる。高レベル側に飽和していると、負荷から電源出力端子に電流が流入する状態から逆に電流が流出する状態に変化した時に第１の誤差増幅器（ＯＰ１）が飽和状態から抜け出すのに時間がかかって動作開始が遅れる。このため電源出力端子の電圧が一時的に低下する恐れがある。しかし、本発明の構成の場合には第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の出力端子が第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ５）のベースに接続されているため、該トランジスタのベース−エミッタ間のダイオード特性により第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の高レベル側への電圧の振れが制限される。このため負荷が電流を消費する状態に変化した時の第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の動作開始が速まり電源出力端子の電圧の一時的低下が抑制される効果を奏する。

また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の定電圧電源回路において、前記第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ７）を第３のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ８）に置き換え、前記第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の出力電圧（Ｖ３）にて該第３のＮＭＯＳトランジスタのゲートを制御すると共に、該ゲートと接地間に該ゲート電圧の最高値を制限する電圧制限回路（１７）を設けたことを特徴とする。

このような構成の定電圧電源回路は、請求項７に記載の構成における第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ７）を第３のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ８）に置き換え、そのゲート電圧の最高値を制限する電圧制限回路を設けたものであるので、第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の動作は請求項７に記載の発明の場合と同様になる。従って、請求項７に記載の発明と同様の効果を奏する。

以下、本発明を実施形態に分けて図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明に係る定電圧電源回路の第１の実施形態の回路構成と、その負荷回路の例を示したものである。負荷回路は、「背景技術」の図９、図１０中に示したものと同じ回路で電子制御回路１とダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチＳ１、Ｓ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２により構成されている。

本実施形態の定電圧電源回路１１は、電流供給型定電圧電源回路１２と電流吸引回路１３により構成されている。電流供給型定電圧電源回路１２は、電源入力端子１４に供給されるバッテリー電圧Ｖｂを電源として電源出力端子１５に安定化された電圧で電流Ｉsoを供給する電源回路である。電源出力端子１５の電圧Ｖｏ（以下、電源出力電圧Ｖｏという。）は、分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧され、分圧された帰還電圧Ｖ５は誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に入力される。誤差増幅器ＯＰ３の非反転入力端子には、基準電圧生成回路１６で生成された基準電圧Ｖrが入力される。

誤差増幅器ＯＰ３は、基準電圧Ｖrと帰還電圧Ｖ５の差電圧を増幅して出力端子に接続されたＮＰＮトランジスタＱ５にベース電流を供給する。トランジスタＱ５のエミッタは接地ＧＮＤに接続され、コレクタは電流供給型定電圧電源回路１２の出力トランジスタであるＰＮＰトランジスタＱ６のベースに接続されている。トランジスタＱ６のエミッタは電源入力端子１４に接続され、コレクタは供給電流検出用抵抗Ｒ１３を介して電源出力端子１５に接続されている。トランジスタＱ６のエミッタ−ベース間には、トランジスタＱ６の動作を安定化させるための抵抗Ｒ１２が接続されている。

帰還電圧Ｖ５が基準電圧Ｖrより僅かでも低いと、誤差増幅器ＯＰ３よりトランジスタＱ５にベース電流が供給されてトランジスタＱ５にコレクタ電流が流れる。コレクタ電流が流れるとトランジスタＱ６にベース電流が流れ、そのベース電流が電流増幅されて電源出力端子１５に電流Ｉso（以下、供給電流Ｉsoという。）が供給される。供給電流Ｉsoは電源出力電圧Ｖｏを上昇させる方向に働き、これにより帰還電圧Ｖ５が上昇して基準電圧Ｖrに近づく。このような帰還作用により電源出力電圧Ｖｏは安定化される。

誤差増幅器ＯＰ３の増幅率が十分に高い場合には、上記の帰還作用により誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子、非反転入力端子間の電圧差は殆どゼロとなることから、電源出力電圧Ｖｏは次のように計算される。
Ｖｏ＝Ｖr・（Ｒ１０＋Ｒ１１）／Ｒ１１ （１）式
即ち、電源出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖrと抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で決まる定電圧となる。
トランジスタＱ６のコレクタは、電源出力端子１５に向けて電流を供給するのみで電流を吸引することはできない。従って、この電源回路１２は電源出力端子１５の電圧Ｖｏが（１）式で計算される一定値になるように電流Ｉsoを供給する電流供給型の定電圧電源回路として動作する。

電流吸引回路１３は、誤差増幅器ＯＰ４、ＯＰ５、基準電圧生成回路１６、ＮＰＮトランジスタＱ７、供給電流検出用抵抗Ｒ１３、分圧抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、２個の抵抗Ｒａ、２個の抵抗Ｒｂとにより構成される。誤差増幅器ＯＰ４と２個の抵抗Ｒａ、２個の抵抗Ｒｂとは減算回路を構成している。トランジスタＱ６と供給電流検出用抵抗Ｒ１３との相互接続点の電圧をＶ６とする。誤差増幅器ＯＰ４の非反転入力端子には、電圧Ｖ６を抵抗Ｒａ、Ｒｂで分圧した電圧が入力されている。反転入力端子には、電源出力電圧Ｖｏが抵抗Ｒａを介して入力され、反転入力端子と誤差増幅器ＯＰ４の出力端子との間には抵抗Ｒｂが接続されている。誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧Ｖ７は次のように計算される。
Ｖ７＝（Ｖ６−Ｖｏ）・Ｒｂ／Ｒａ
＝（Ｉso・Ｒ１３）・Ｒｂ／Ｒａ （２）式
即ち、誤差増幅器ＯＰ４の出力には供給電流検出用抵抗Ｒ１３の両端の差電圧（Ｉso・Ｒ１３）に比例する電圧が現れる。

誤差増幅器ＯＰ５の反転入力端子には誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧Ｖ７が、反転入力端子には基準電圧Ｖrを分圧抵抗Ｒ１４、Ｒ１５で分圧した電圧Ｖ８が入力されている。誤差増幅器ＯＰ５の出力端子はＮＰＮトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７のエミッタは接地ＧＮＤに、コレクタは電源出力端子１５にそれぞれ接続されている。

電流供給型定電圧電源回路１２が電源出力端子１５に供給する供給電流Ｉsoが十分に大きく、（２）式で計算される誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧Ｖ７の値が基準となる電圧Ｖ８より僅かでも高い場合には誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧は低レベル側に振れる。この状態ではトランジスタＱ７にはベース電流が供給されないため、トランジスタＱ７はＯＦＦして電源出力端子１５からの電流吸引は行なわれない。即ち、吸引電流Ｉsiはゼロとなる。

電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoが減少すると誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧Ｖ７は低下していく。電圧Ｖ７が電圧Ｖ８より僅かでも低くなると誤差増幅器ＯＰ４の出力は高レベル側に振れてトランジスタＱ７にベース電流が供給され、トランジスタＱ７にコレクタ電流Ｉsiが流れる。コレクタ電流Ｉsiは電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiとなる。なお、分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒａ、Ｒｂに流れる電流は無視できる程小さいものとする。

電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiは、電源出力電圧Ｖｏを低下させる方向に働く。電源出力電圧Ｖｏが低下しようとすると、電流供給型定電圧電源回路１２は電源出力電圧Ｖｏの値を一定値に維持しようとして供給電流Ｉsoを増加させて元に戻そうとする。このような帰還作用により供給電流Ｉsoがある値以下になろうとすると電流吸引回路１３が電源出力端子１５から電流を吸引し、その結果として電流供給型定電圧電源回路１２が供給電流Ｉsoを増加させて元の値に戻す。このように電流吸引回路１３は、電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoがある値以下になるのを防止する働きをする。

電流吸引回路１３が電流吸引を開始するときの電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoの値を供給電流Ｉsoのしきい値電流Ｉsothと呼ぶことにする。その値は誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧Ｖ７の値が基準電圧Ｖrを分圧した電圧Ｖ８に等しくなる時の供給電流Ｉsoの値である。そのしきい値電流Ｉsothは次のように計算される。
Ｉsoth＝Ｖr・（Ｒａ／Ｒｂ）・Ｒ１５／（Ｒ１４＋Ｒ１５） （３）式
トランジスタＱ７はコレクタ電流として電源出力端子１５から電流Ｉsiを吸引するのみで電流供給はできない。従って、この回路１３は電流吸引回路としてのみ動作する。

次に、このような電流供給型定電圧電源回路１２と電流吸引回路１３との組合せからなる定電圧電源回路１１の動作について説明する。負荷として、「背景技術」の図９、図１０の中に示したものと同じ電子制御回路１を接続した場合を例に挙げて説明する。負荷である電子制御回路１はマイコン２であってスイッチＳ１、Ｓ２の状態を入力するための入力信号線３、４が接続されている。入力信号線３、４はスイッチＳ１、Ｓ２側で抵抗Ｒ１、Ｒ２によりバッテリー電圧Ｖｂ（１２〜１６Ｖ）にプルアップされている。更に、マイコン２への過電圧入力を防止するために入力信号線３、４には過電圧防止用にダイオードＤ１〜Ｄ４が取り付けられている。

スイッチＳ１がＯＦＦの状態では、バッテリー電圧Ｖｂの電源入力端子１４より抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を通った電流が電源出力端子１５に流入する。スイッチＳ２がＯＦＦ状態となった場合も同様にダイオードＤ３を通った電流が電源出力端子１５に流入する。このように電源出力端子１５に流入する電流の総和をＩdとする。マイコン２の消費電流をＩmとする。電源出力端子１５から負荷である電子制御回路１に向かって流れる負荷電流Ｉoは、
Ｉo＝Ｉm−Ｉd （４）式
で計算される。

流入電流Ｉdの値が変化し、それに伴い負荷電流Ｉoの値が変化した場合の動作を図２に示した動作特性を参照して説明する。図２の横軸には負荷電流Ｉo、縦軸には電源出力電圧Ｖｏ、電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉso、電流吸引回路１３の吸引電流Ｉsiがとってある。

最初に流入電流Ｉd＝０の場合には、負荷電流Ｉo＝Ｉmとなる。（３）式で計算される電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoのしきい値電流Ｉsothは十分小さい値に調整されているので、このときの定電圧電源回路１１の動作点は図２中のＩo＝Ｉmの線と各直線との交点になる。即ち、電流吸引回路１３の吸引電流Ｉsiはゼロで、負荷電流Ｉo（＝Ｉm）は電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoにより供給される。供給電流Ｉsoの値は負荷電流Ｉmに等しくなる。電源出力電圧Ｖｏは（１）式で計算される値に等しい。この（１）式で計算される電源出力電圧Ｖｏの値を５．０Ｖとする。

流入電流Ｉdが増加するか、あるいはマンコン２の消費電流Ｉmの値が減少して負荷電流Ｉoが減少すると、電流供給型定電圧電源回路１２の動作点は図２中のａ点からｂ点に向かって移動する。その間、吸引電流Ｉsiはゼロ、電源出力電圧Ｖｏは５．０Ｖのままでしる。
電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoが（３）式で計算されるしきい値電流Ｉsothに等しくなる値まで低下すると、電流供給型定電圧電源回路１２の動作点は図２中のｂ点となる。

負荷電流Ｉoの値がしきい値電流Ｉsothより僅かでも小さくなろうとすると、前に説明したように電流吸引回路１３が動作を開始して電源出力端子１５から電流Ｉsiを吸引する。これにより電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoのそれ以上の低下は防止され、供給電流Ｉsoの値はしきい値電流Ｉsothに等しい一定値に制御される。
負荷電流Ｉoの値がしきい値電流Ｉsothより更に減少していくと、電流吸引回路１３の吸引電流Ｉsiは増加していき、その動作点は図２中のｄ点からｅ点に向かって移動する。電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoはしきい値電流Ｉsothのままで、動作点は図２中のｂ点からｃ点に向かって移動する。その間、負荷電流Ｉo、供給電流Ｉso、吸引電流Ｉsiの間には次の関係が成立している。
Ｉo＝Ｉso−Ｉsi （５）式
また、電流供給型定電圧電源回路１２によって電源出力電圧Ｖｏは５．０Ｖの一定値に制御される。

このような動作により定電圧電源回路１１の動作特性は図２に示したような線を描く。従って本実施形態の定電圧電源回路１１によれば、負荷電流Ｉoの正、負の全区間において電流供給型定電圧電源回路１２は供給電流Ｉsoを供給する動作状態にある。電流供給型定電圧電源回路１２が動作状態にあると、その電圧制御作用により電源出力電圧Ｖｏは５．０Ｖの一定値に制御される。従って、出力に電圧変動が生じることはない。なお、負荷電流Ｉoが負の状態、即ち、本来は供給電流Ｉsoを供給する必要のない場合にもしきい値電流Ｉsothに等しい電流が供給されるため電力損失は増加する。しかし、しきい値電流Ｉsothが小さな値となるように回路定数を決めておくことで電力損失は小さく抑えることができる。

（第２の実施形態）
図３は本発明に係る定電圧電源回路の第２の実施形態の回路構成と、その負荷回路の例を示したものである。負荷回路は、第１の実施形態の図１中に示したものと同じ回路で電子制御回路１とダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチＳ１、Ｓ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２により構成されている。なお、図１と同一又は相当部分には同じ符号を付して説明を繰り返さない。

本実施形態の定電圧電源回路１１ａは、電流供給型定電圧電源回路１２と電流吸引回路１３ａにより構成されている。電流供給型定電圧電源回路１２は、第１の実施形態の図１中に示したものと同じ回路構成であるのでその説明は省略する。
電流吸引回路１３ａは、誤差増幅器ＯＰ５、基準電圧生成回路１６、ＮＰＮトランジスタＱ７、供給電流検出用抵抗Ｒ１３、分圧抵抗Ｒ１６、Ｒ１７により構成されている。誤差増幅器ＯＰ５の非反転入力端子には基準電圧生成回路１６で生成された基準電圧Ｖrが、反転入力端子にはトランジスタＱ６と供給電流検出用抵抗Ｒ１３との相互接続点の電圧をＶ６を分圧抵抗Ｒ１６、Ｒ１７で分圧した電圧Ｖ９が入力されている。

電流供給型定電圧電源回路１２が電源出力端子１５に供給する電流Ｉsoが十分に大きく、電圧Ｖ６を分圧した電圧Ｖ９が基準電圧Ｖrより僅かでも高い場合には誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧は低レベル側に振れる。この状態ではトランジスタＱ７にはベース電流が供給されないためトランジスタＱ７はＯＦＦして電源出力端子１５からの電流吸引は行なわれない。即ち、電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiはゼロとなる。
電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoの値が減少して電圧Ｖ６が低下し、電圧Ｖ９が基準電圧Ｖrより僅かでも低くなると誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧が上昇してトランジスタＱ７にベース電流が供給される。これによりコレクタ電流Ｉsiが流れる。コレクタ電流Ｉsiは電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiとなる。

電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiは、電源出力電圧Ｖｏを低下させる方向に働く。電源出力電圧Ｖｏが低下しようとすると、電流供給型定電圧電源回路１２は電源出力電圧Ｖｏを一定値に維持しようとして供給電流Ｉsoを増加させて元に戻そうとする。このような帰還作用により供給電流Ｉsoの値がある値以下になろうとすると、電流吸引回路１３ａが電源出力端子１５から電流を吸引し、その結果として電流供給型定電圧電源回路１２が供給電流Ｉsoを増加させて元の値に戻す。このように電流吸引回路１３ａは、第１の実施形態の電流吸引回路１３と同様に電流供給型定電圧電源回路１２が供給する供給電流Ｉsoがある値以下になるのを防止する働きをする。

第１の実施形態の場合と同様に、電流吸引回路１３が電流吸引を開始するときの電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoの値を供給電流Ｉsoのしきい値電流Ｉsothと呼ぶことにする。その値は誤差増幅器ＯＰ４の反転入力端子の電圧Ｖ９と非反転入力端子の電圧Ｖrとが等しくなる時の供給電流Ｉsoの値である。そのしきい値電流Ｉsothは次のように計算される。
Ｉsoth＝（Ｖr・（Ｒ１６＋Ｒ１７）／Ｒ１７−Ｖｏ）／Ｒ１３ （６）式

電源出力電圧Ｖｏの値は、電流供給型定電圧電源回路１２によって一定値（例えば、５．０Ｖ）に制御される。従って、（６）式で計算されるしきい値電流Ｉsothも一定値となる。トランジスタＱ７はコレクタ電流として電源出力端子１５から電流Ｉsiを吸引するのみで電流供給はできない。従って、この回路１３ａも電流吸引回路としてのみ動作する。

このようにして本実施形態の電流吸引回路１３ａも、第１の実施形態の電流吸引回路１３と同様に、電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoがしきい値電流Ｉsothより小さくなるのを防止する働きをする。従って、電流供給型定電圧電源回路１２と電流吸引回路１３ａとの組合せからなる本実施形態の定電圧電源回路１１ａの動作は、第１の実施形態の定電圧電源回路１１の動作と同じとなる。負荷電流Ｉo（＝Ｉm−Ｉd）の変化に対する供給電流Ｉso、吸引電流Ｉsi、電源出力電圧Ｖｏの変化も図２に示した特性図と同じとなる。
このような動作をすることから、本実施形態の定電圧電源回路１１ａは、第１の実施形態の定電圧電源回路１１の場合と同様の効果を奏する。

（第３の実施形態）
図４は本発明に係る定電圧電源回路の第３の実施形態の回路構成と、その負荷回路の例を示したものである。負荷回路は、第２の実施形態の図３中に示したものと同じ回路で電子制御回路１とダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチＳ１、Ｓ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２により構成されている。なお、図３と同一又は相当部分には同じ符号を付して説明を繰り返さない。

本実施形態の定電圧電源回路１１ｂは、電流供給型定電圧電源回路１２ｂと電流吸引回路１３ｂにより構成されている。電流供給型定電圧電源回路１２ｂは、第１の実施形態の図１中に示したものと類似の回路構成である。異なる点は、トランジスタＱ５のエミッタと接地ＧＮＤ間に抵抗Ｒ１８を追加した点と、供給電流検出用抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１２を無くした点である。

抵抗Ｒ１２は高い抵抗値であって、動作の安定度を増すために付加してあった抵抗であるので除いても影響は殆どない。抵抗Ｒ１８は、トランジスタＱ６のベース電流に比例した電圧を取り出すために追加したものでその抵抗値は小さい値である。また、供給電流検出用抵抗Ｒ１３は無くしても動作に関係はない。これらのことから電流供給型定電圧電源回路１２ｂは、第１、第２の実施形態の電流供給型定電圧電源回路１２と同様の動作を行なう。

電流吸引回路１３ｂは、誤差増幅器ＯＰ５、基準電圧生成回路１６、ＮＰＮトランジスタＱ７、分圧抵抗Ｒ１４〜Ｒ１７により構成されている。誤差増幅器ＯＰ５の非反転入力端子には基準電圧生成回路１６で生成された基準電圧Ｖrを抵抗Ｒ１４、Ｒ１５で分圧した電圧Ｖ８が入力される。反転入力端子には、トランジスタＱ５のエミッタと抵抗Ｒ１８の相互接続点の電圧Ｖ１０を抵抗Ｒ１６、Ｒ１７で分圧した電圧Ｖ１１が入力される。

抵抗Ｒ１８にはトランジスタＱ５のエミッタ電流が流れ、その電流値はベース電流を無視するとコレクタ電流に等しい。トランジスタＱ５のコレクタ電流はトランジスタＱ６のベース電流に等しい。その値はトランジスタＱ６のコレクタ電流である供給電流Ｉsoの値を、トランジスタＱ６の電流増幅率Ｈfeの値で割った値に等しい。従って、電圧Ｖ１０の値は次のようになる。
Ｖ１０＝Ｒ１８・Ｉso／Ｈfe （７）式
電流増幅率Ｈfeの値は一定と考えてよいので、電圧Ｖ１０は供給電流Ｉsoに比例することになる。

電流供給型定電圧電源回路１２ｂが電源出力端子１５に供給する電流Ｉsoが十分に大きく、電圧Ｖ１０を分圧した電圧Ｖ１１が基準電圧Ｖrを分圧した電圧Ｖ８より僅かでも高い場合には誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧は低レベル側に振れる。この状態ではトランジスタＱ７にはベース電流が供給されないためトランジスタＱ７はＯＦＦして電源出力端子１５からの電流吸引は行なわれない。即ち、電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiはゼロとなる。

電流供給型定電圧電源回路１２ｂの供給電流Ｉsoの値が減少して電圧Ｖ１０が低下し、それを分圧した電圧Ｖ１１が電圧Ｖ８より僅かでも低くなると誤差増幅器ＯＰ４の出力電圧が上昇してトランジスタＱ７にベース電流が供給され、コレクタ電流Ｉsiが流れる。コレクタ電流Ｉsiは電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiとなる。

電源出力端子１５からの吸引電流Ｉsiの吸引は、電源出力電圧Ｖｏを低下させる方向に働く。電源出力電圧Ｖｏが低下しようとすると、電流供給型定電圧電源回路１２ｂは電源出力電圧Ｖｏの値を一定値に維持しようとして供給電流Ｉsoを増加させて元に戻そうとする。このような帰還作用により供給電流Ｉsoの値がある値以下になろうとすると電流吸引回路１３ｂが電源出力端子１５から電流を吸引し、その結果として電流供給型定電圧電源回路１２ｂが供給電流Ｉsoを増加させて元の値に戻す。このように電流吸引回路１３ｂは、第１の実施形態の電流吸引回路１３と同様に電流供給型定電圧電源回路１２ｂの供給電流Ｉsoの値がある値以下になるのを防止する働きをする。

第１の実施形態の場合と同様に、電流吸引回路１３が電流吸引を開始するときの電流供給型定電圧電源回路１２の供給電流Ｉsoの値をしきい値電流Ｉsothと呼ぶことにする。その値は誤差増幅器ＯＰ５の反転入力端子の電圧Ｖ１１と非反転入力端子の電圧Ｖ８とが等しくなる時の供給電流Ｉsoの値である。そのしきい値電流Ｉsothは次のように計算される。
Ｉsoth＝Ｖr・Ｈfe・Ｒ１５・（Ｒ１６＋Ｒ１７）
／（Ｒ１７・Ｒ１８・（Ｒ１４＋Ｒ１５）） （８）式
即ち、しきい値電流Ｉsothは回路定数で決まる一定値となる。

電源出力電圧Ｖｏの値は、電流供給型定電圧電源回路１２によって一定値（例えば、５．０Ｖ）に制御される。トランジスタＱ７はコレクタ電流として電源出力端子１５から電流Ｉsiを吸引するのみで電流供給はできない。従って、この回路１３ｂも電流吸引回路としてのみ動作する。

このようにして本実施形態の電流吸引回路１３ｂも、第１の実施形態の電流吸引回路１３、第２の実施形態の電流吸引回路１３ａと同様に、電流供給型定電圧電源回路１２ｂの供給電流Ｉsoの値がしきい値電流Ｉsothより小さくなるのを防止する働きをする。従って、電流供給型定電圧電源回路１２ｂと電流吸引回路１３ｂとの組合せからなる本実施形態の定電圧電源回路１１ｂの動作は、第１の実施形態の定電圧電源回路１１、第２の実施形態の定電圧電源回路１１ａの動作と同じとなる。負荷電流Ｉo（＝Ｉm−Ｉd）の変化に対する供給電流Ｉso、吸引電流Ｉsi、電源出力電圧Ｖｏの変化も図２に示した特性図と同じとなる。
このような動作をすることから、本実施形態の定電圧電源回路１１ａは、第１の実施形態の定電圧電源回路１１の場合と同様の効果を奏する。

（第４の実施形態）
図５は本発明に係る定電圧電源回路の第４の実施形態の回路構成と、その負荷回路の例を示したものである。本実施形態の定電圧電源回路１１ｃは、「背景技術」で説明した図１０の定電圧電源回路１０と類似点が多いので同一又は相当部分には同じ符号が付してある。負荷回路は、図１０中に示したものと同じ回路で電子制御回路１とダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチＳ１、Ｓ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２により構成されている。

本実施形態の定電圧電源回路１１ｃも電流供給型定電圧電源回路１２ｃと電流吸引回路１３ｃにより構成されている。電流供給型定電圧電源回路１２ｂは、第１の誤差増幅器ＯＰ１、第１の基準電圧生成回路８、第１のＮＭＯＳトランジスタＱ１、ＮＰＮトランジスタＱ２、ＰＮＰトランジスタＱ３、抵抗Ｒ３〜Ｒ９により構成される。

第１の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、電源出力電圧Ｖｏを抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）とＲ５で分圧した第１の帰還電圧Ｖ１が入力され、反転入力端子には第１の基準電圧生成回路８で生成した第１の基準電圧Ｖr1が入力される。第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力端子は第１のトランジスタＱ１のゲートに接続される。トランジスタＱ１のソースは接地ＧＮＤに接続され、ドレインは抵抗（第１の抵抗）Ｒ６を介してバッテリー電圧Ｖｂが供給される電源入力端子１４に接続される。トランジスタＱ２のベースはトランジスタＱ１のドレインに、エミッタは接地ＧＮＤに、コレクタは直列接続された抵抗Ｒ８とＲ７を介して電源入力端子１４に接続される。トランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ８とＲ７の相互接続点に接続され、エミッタは抵抗Ｒ９を介して電源入力端子１４に接続され、コレクタは電源出力端子１５に接続される。

電源出力電圧Ｖｏが低下して第１の帰還電圧Ｖ１が第１の基準電圧Ｖr1より僅かでも低下すると第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３が低下してトランジスタＱ１のゲート電圧を低下させる。するとトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２が上昇してトランジスタＱ２のベース電位が上昇し、トランジスタＱ２のベース電流が増加する。するとトランジスタＱ２のコレクタ電位が低下してトランジスタＱ３のベース電位も低下し、トランジスタＱ３のベース電流が増加して電源出力端子１５に供給されるコレクタ電流（供給電流）Ｉsoが増加する。供給電流Ｉsoの増加は電源出力電圧Ｖｏを上昇させる方向に働き電源出力電圧Ｖｏの低下を防止しようとする。このような帰還作用により電源出力電圧Ｖｏは一定電圧に制御される。

第１の誤差増幅器ＯＰ１の電圧増幅率が十分に高い場合には、第１の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子の電圧Ｖ１と反転入力端子の電圧Ｖr1とは等しくなることから、供給電流Ｉsoがゼロでないときの電源出力電圧Ｖｏは次のようになる。
Ｖｏ＝Ｖr1・（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５ （９）式
電流吸引回路１３ｃは、第２の誤差増幅器ＯＰ２、コンパレータＣＰ１、第２のＮＭＯＳトランジスタＱ４、第２の基準電圧生成回路１８、抵抗１９とコンデンサＣ１とからなるローパスフィルタＬＰ、分圧抵抗Ｒ３、（Ｒ４＋Ｒ５）とから構成される。

コンパレータＣＰ１の反転入力端子には第２の基準電圧生成回路１８で生成された第２の基準電圧Ｖr2が入力され、非反転入力端子にはトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２が入力される。第２の誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子にはコンパレータＣＰ１の出力電圧が入力され、非反転入力端子には電源出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ３と（Ｒ４＋Ｒ５）で分圧した第２の帰還電圧Ｖ２が入力される。第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧はローパスフィルタＬＰで平滑化されてトランジスタＱ４のゲートに印加される。トランジスタＱ４のソースは接地ＧＮＤに、ドレインは電源出力端子１５に接続される。

次に、こうした構成の定電圧電源回路１１ｃの全体の動作について説明する。負荷電流Ｉo（＝Ｉm−Ｉd）の値が大きい場合には、電流供給型定電圧電源回路１２ｂが負荷電流Ｉoに等しい電流を供給電流Ｉsoとして供給する。
負荷電流Ｉoが少なくなるに従って供給電流Ｉsoの値も小さくなる。供給電流Ｉsoを低下させるためにはトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２は低下しなければならず、その為には第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３が上昇しなければならない。電圧Ｖ３が上昇するためには第１の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子の第１の帰還電圧Ｖ１が僅かではあるが上昇しなければならない。即ち、負荷電流Ｉoが少なくなると電源出力電圧Ｖｏは僅かではあるが上昇し、それによってトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２の値が下降していく。

ドレイン電圧Ｖ１２が第２の基準電圧Ｖr２より僅かでも低くなると、コンパレータＣＰ１の出力電圧は低レベル側に飽和する。この飽和電圧は第２の誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子に入力されている第２の帰還電圧Ｖ２より低いため、第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力では高レベル側に飽和する。高レベル側に飽和した第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧は、ローパスフィルタＬＰで電圧の立ち上がりが鈍くされてトランジスタＱ４のゲートに印加される。これによりトランジスタＱ４のドレイン電流である吸引電流Ｉsiが緩やかに増加する。

吸引電流Ｉsiは電源出力電圧Ｖｏを低下させる方向に働く。電源出力電圧Ｖｏが低下すると第１の帰還電圧Ｖ１が低下して第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３が低下し、それによりトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２が上昇する。
ドレイン電圧Ｖ１２が上昇して第２の基準電圧Ｖr2を上回るとコンパレータＣＰ１の出力が高レベル側に飽和し、第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力は低レベル側に飽和する。飽和した低電圧はローパスフィルタＬＰで立ち下がりが鈍くされてトランジスタＱ４のゲートに伝わりその電圧を低下させる。ゲート電圧が低下するとドレイン電流が減少して吸引電流Ｉsiは減少方向に向かう。吸引電流Ｉsiの減少は電源出力電圧Ｖｏを上昇させる方向に働く。そのためトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２が再び下降を開始する。

このような動作の繰り返しによりコンパレータＣＰ１の出力にはパルス幅変調された波形が現れる。第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力には、コンパレータＣＰ１のパルス幅変調された出力波形を反転した波形が現れる。第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力のパルス幅変調された電圧波形はローパスフィルタＬＰにて平滑化される。その結果、トランジスタＱ４のゲートには第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力に現れるパルス波形のパルス幅に比例した電圧が加わり、その電圧により決まる吸引電流Ｉsiが流れる。

第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力に現れるパルス幅変調波形の高レベルパルスのパルス幅は負荷電流Ｉoの値が小さくなる程、幅が広くなる。従ってトランジスタＱ４のゲートに印加される電圧は負荷電流Ｉoの値が小さくなる程、高くなっていき吸引電流Ｉsiの値は増加していく。吸引電流Ｉsiが流れている状態ではトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２は第２の基準電圧Ｖr2にクランプされたような状態となり、電流供給型定電圧電源回路１２ｂの供給電流Ｉsoは一定となる。

このように動作することから、コンパレータＣＰ１の出力が反転を生ずる時のトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２の値において、電流供給型定電圧電源回路１２ｂが小さいしきい値電流Ｉsothを供給できるように回路定数を決めておけば、負荷電流Ｉoの値が減少し、更にその値が負の値となったとしても供給電流Ｉsoはその小さいしきい値電流Ｉsoth以下になることはなく供給電流が流れ続けることになる。即ち、本実施形態の定電圧電源回路１１ｃの動作特性も図２に示した動作特性と同じとなる。従って、第１〜第３の実施形態の定電圧電源回路の場合と同様の効果を奏する。

なお、コンパレータＣＰ１の出力が反転する時のトランジスタＱ１のドレイン電圧Ｖ１２の値は第２の基準電圧Ｖr2であるから、ドレイン電圧Ｖ１１の値が第２の基準電圧Ｖr2に等しい時に前記の小さなしきい値電流Ｉsothが流れるように抵抗Ｒ６〜Ｒ９の値及びトランジスタＱ２、Ｑ３の電流増幅率Ｈfeの値を決めておけばよい。
特許請求の範囲に記載した増幅回路１９は、本実施形態ではトランジスタＱ２、Ｑ３、抵抗Ｒ７〜Ｒ９により構成されている。

（第５の実施形態）
図６は本発明に係る定電圧電源回路の第５の実施形態の回路構成と、その負荷回路の例を示したものである。本実施形態の定電圧電源回路１１ｄは、第４の実施形態で説明した図５の定電圧電源回路１１ｃと類似点が多いので同一又は相当部分には同じ符号が付してある。負荷回路は、図５中に示したものと同じ回路で電子制御回路１とダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチＳ１、Ｓ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２により構成されている。

本実施形態の定電圧電源回路１１ｄは電流供給型定電圧電源回路１２ｄと電流吸引型定電圧電源回路１３ｄにより構成されている。電流供給型定電圧電源回路１２ｄは、第５の実施形態の図５中の電流供給型定電圧電源回路１２ｄと殆ど同様の回路である。異なる点は第１のＮＭＯＳトランジスタＱ１を第１のＮＰＮトランジスタＱ７に置き換えている点と、第１の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に第１の帰還電圧Ｖ１の代わりに第２の帰還電圧Ｖ２を入力している点のみである。

ＮＰＮトランジスタＱ７は図５中のＮＭＯＳトランジスタＱ１と同じように、第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３が上昇するに従って第１の抵抗Ｒ６通る電流を増加させ、トランジスタＱ２のベース電圧を低下させる増幅作用を行なう。従って、この電流供給型定電圧電源回路１２ｄは、図５中の電流供給型定電圧電源回路１２ｄと同じ動作を行なう。但し、第１の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には第１の帰還電圧Ｖ１の代わりに第２の帰還電圧Ｖ２が入力されているので、その出力電圧Ｖoaは（９）式ではなく次の式で表わされる。
Ｖoa＝Ｖr・（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）／（Ｒ４＋Ｒ５） （１０）式
この電圧Ｖoaは、電流吸引回路１３ｄが接続されていない場合にはトランジスタＱ３のコレクタに現れる。特許請求の範囲の請求項６に記載した第１の出力端子とは、このトランジスタＱ３のコレクタが接続される端子１５ａを意味する。

電流吸引型定電圧電源回路１３ｄは、第２の誤差増幅器ＯＰ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ４、基準電圧生成回路８、分圧抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）、Ｒ４とから構成される。第２の誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子には基準電圧Ｖrが、非反転入力端子には電源出力電圧Ｖｏを抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）とＲ５で分圧した第１の帰還電圧Ｖ１が入力される。第２の誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧はＮＭＯＳトランジスタＱ７のゲートに直接印加される。

この電流吸引型定電圧電源回路１３ｄは、出力電圧Ｖobが一定値なるようにＮＭＯＳトランジスタＱ４により出力端子から電流吸引を行なう。なお、この場合の出力端子とはこのＮＭＯＳトランジスタＱ４のドレインが接続される端子１５ｂであって、特許請求の範囲の請求項６に記載した第２の出力端子はこの端子１５ｂを意味する。出力電圧Ｖobは次の式で表わされる。
Ｖob＝Ｖr・（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５ （１１）式

（１０）、（１１）式から明らかなように上記２つの電源回路の出力電圧は次の関係にある。
Ｖob＞Ｖoa （１２）式
そして、電流供給型定電圧電源回路１２ｄは出力電圧Ｖoaが（１０）式で計算される値に維持されるように電流供給を行なうのみであり、出力電圧Ｖoaが（１０）式で計算される値を超えた場合には電流供給を停止してしまう。一方、電流吸引型定電圧電源回路１３ｄは出力電圧Ｖobが（１１）式で計算される値に維持されるように電流吸引を行なうのみであり、出力電圧Ｖobが（１１）式で計算される値以下に低下した場合には電流吸引を停止してしまう。

従って、電流供給型定電圧電源回路１２ｄの出力端子（第１の出力端子）１５ａと、電流吸引型定電圧電源回路１３ｄの出力端子（第２の出力端子）１５ｂとを接続しても、トランジスタＱ３のコレクタ電流（電流供給型定電圧電源回路１２ｄの供給電流Ｉso）がトランジスタＱ４のドレイン電流（電流吸引型定電圧電源回路１３ｄの吸引電流Ｉsi）となって流れることはない。即ち、電源入力端子１４と接地ＧＮＤ間が短絡されてしまうことはない。
このような動作をすることから図６に示した本実施形態の定電圧電源回路１１ｄは、電流供給型定電圧電源回路１２ｄの出力端子（第１の出力端子）１５ａと、電流吸引型定電圧電源回路１３ｄの出力端子（第２の出力端子）１５ｂとを接続して定電圧電源回路１１ｄの電源出力端子１５とした構成になっている。

負荷電流Ｉoが変化したときの定電圧電源回路１１ｄの動作特性は図７に示すようになる。負荷電流Ｉoが正の値から減少してゼロになるまでの間は、電流供給型定電圧電源回路１２ｄの供給する供給電流Ｉsoにより負荷に電流供給が行なわれる。その間、電源出力電圧Ｖｏは電流供給型定電圧電源回路１２ｄの出力電圧Ｖoaに等しい。
電源出力電圧Ｖｏが負になると供給電流Ｉsoがゼロとなるため電源出力電圧Ｖｏは上昇を開始する。電源出力電圧Ｖｏの値が電流吸引型定電圧電源回路１３ｄの出力電圧Ｖobに達すると電流吸引型定電圧電源回路１３ｄによる吸引電流Ｉsiが流れ始め、電源出力電圧Ｖｏは電流吸引型定電圧電源回路１３ｄの出力電圧Ｖobに制御される。

吸引電流Ｉsiが流れ始めるときの負荷電流Ｉoの値を−ΔＩとすると、負荷電流Ｉoの値がゼロと−ΔＩの間ある間は電流供給型定電圧電源回路１２ｄと電流吸引型定電圧電源回路１３ｄとは共に動作停止して電源出力電圧Ｖｏの制御は行なわれない。負荷電流Ｉoの値が正の大きな値のときの電源出力電圧ＶｏはＶoaであり、負の大きな値のときはＶobとなり段差が生ずることになる。

しかし、（１０）式、（１１）式から明らかなように抵抗Ｒ４の値を小さくすることで電圧ＶoaとＶobの値の差を小さくすることができる。実際には誤差増幅器ＯＰ１、ＯＰ２にはオフセット電圧、オフセット電流あるためゼロとすることができないが、実用上、問題にならない程度の小さいな差に調整することが可能である。
従って、本実施形態の定電圧電源回路１１ｄの場合も、負荷電流Ｉoの正、負に渡る広い範囲の変化に対して電源出力電圧Ｖｏを殆ど一定値に制御できる効果を奏する。

なお、定電圧電源回路１１ｄの電源出力電圧Ｖｏが電流吸引によりＶobに制御されている状態では第２の帰還電圧Ｖ２は、基準電圧Ｖｒより僅かに高い電圧となる。こきため第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３は、出力端子に電圧制限回路が付加されていないと高レベル側に飽和した状態となる。このように出力が飽和していると、負荷電流Ｉoが急激に増加して電流供給型定電圧電源回路１２ｄによる電流供給が必要となったときに第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３の立ち下がりが遅れて、電源出力電圧Ｖｏが一時的に低下することがある。しかし、本実施形態の回路では第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力端子が第１のＮＰＮトランジスタＱ７のベースに接続されているため、ＮＰＮトランジスタＱ７のベース−エミッタ間のダイオード特性により高レベル側の値が制限される。従って、第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３の立ち下がりが速くなり上記の電源出力電圧Ｖｏの一時的な低下が抑制される効果を奏する。

この第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３の電圧制限は、ＮＰＮトランジスタＱ７を図８に示したように第３のＮＭＯＳトランジスタＱ８と第４のＮＭＯＳトランジスタＱ９による回路に置き換えても実現することができる。図８は第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力に接続される回路部分が図６と異なるのみで、その他の構成部分は同じとなっている。
図８の回路では、第１の誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖ３が上昇して第４のＮＭＯＳトランジスタＱ９のゲート−ソース間のスレショールド電圧を超えると第４のＮＭＯＳトランジスタＱ９にドレイン電流が流れ始め、出力電圧Ｖ３のそれ以上の上昇が抑えられる。従って、この図８に示した回路構成の場合も図６に示した定電圧電源回路１１ｄの場合と同様の効果を奏する。

なお、特許請求の範囲に記載した増幅回路１９は、本実施形態ではトランジスタＱ２、Ｑ３、抵抗Ｒ７〜Ｒ９により構成されている。

第１の実施形態に係る定電圧電源回路の構成図である。 第１の実施形態に係る定電圧電源回路の動作特性図である。 第２の実施形態に係る定電圧電源回路の構成図である。 第３の実施形態に係る定電圧電源回路の構成図である。 第４の実施形態に係る定電圧電源回路の構成図である。 第５の実施形態に係る定電圧電源回路の構成図である。 第５の実施形態に係る定電圧電源回路の動作特性図である。 第５の実施形態に係る定電圧電源回路の変形実施態様の構成図である。 従来技術による定電圧電源回路の構成例である。 従来技術による他の定電圧電源回路の構成例である。 図１０の定電圧電源回路の動作特性図である。

符号の説明

図面中、１１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄは定電圧電源回路、１２、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄは電流供給型定電圧電源回路、１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃは電流吸引回路、１３ｄは電流吸引型定電圧電源回路、１４は電源入力端子、１５は電源出力端子、１５ａは第１の出力端子、１５ｂは第２の出力端子、１９は増幅回路、ＣＰ１はコンパレータ、Ｉsiは吸引電流、Ｉsoは供給電流、ＬＰはローパスフィルタ、ＯＰ１は第１の誤差増幅器、ＯＰ２は第２の誤差増幅器、Ｑ１は第１のＮＭＯＳトランジスタ、Ｑ４は第２のＮＭＯＳトランジスタ、Ｑ７は第１のＮＰＮトランジスタ、Ｑ８は第３のＮＭＯＳトランジスタ、Ｒ６は第１の抵抗、Ｒ１３は供給電流検出用抵抗、Ｖ１は第１の帰還電圧、Ｖ２は第２の帰還電圧、Ｖｒは基準電圧、Ｖr1は第１の基準電圧、Ｖr2は第２の基準電圧を示す。

Claims (8)

1. 定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１）であって、
   該電源回路の電源出力端子（１５）の電圧を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該電源出力端子の電圧を所定の定電圧に維持するように該電源出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２）と、
   該電流供給型定電圧電源回路による前記電源出力端子への供給電流（Ｉso）を検出し、該供給電流が所定の値より低下した場合には前記電源出力端子から電流吸引して供給電流が該所定の値より下がらないようにその吸引電流（Ｉsi）を制御する電流吸引回路（１３）と、からなる定電圧電源回路。
2. 前記電流供給型定電圧電源回路（１２）は、一端を前記電源出力端子（１５）に接続した供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）を通して電流供給を行なうように構成されており、
   前記電流吸引回路（１３）は、該供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）の両端の差電圧を所定の基準電圧と比較し、該差電圧が該所定の基準電圧以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源回路。
3. 前記電流供給型定電圧電源回路（１２）は、一端を前記電源出力端子（１５）に接続した供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）を通して電流供給を行なうように構成されており、
   前記電流吸引回路（１３ａ）は、前記電源出力端子（１５）の電圧に、前記供給電流検出用抵抗（Ｒ１３）の両端の差電圧を加えた電圧を所定の基準電圧と比較し、加えた電圧が該所定の基準電圧以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源回路。
4. 前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｂ）は、該電源回路の電源入力端子（１４）と前記電源出力端子（１５）との間に接続したトランジスタ（Ｑ６）のベース電流を制御して前記供給電流（Ｉso）を制御するように構成されており、
   前記電流吸引回路（１３ｂ）は、該トランジスタ（Ｑ６）のベース電流が所定の値以下にならないように前記吸引電流（Ｉsi）を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源回路。
5. 定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１ｃ）であって、
   該電源回路の電源出力端子（１５）の電圧が一定値に維持されるように該電源出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２ｃ）と該電源出力端子から電流を吸引する電流吸引回路（１３ｃ）とにより構成され、
   前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｃ）は、前記電源出力端子の電圧を分圧した第１の帰還電圧（Ｖ１）と第１の基準電圧（Ｖr1）との差を第１の誤差増幅器（ＯＰ１）にて増幅し、該第１の誤差増幅器の出力電圧（Ｖ３）により前記電流供給型定電圧電源回路の電源入力端子（１４）と接地（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ６）を電源入力端子側にして直列接続した第１の抵抗と第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）の該第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートを制御し、該第１のＮＭＯＳトランジスタのドレイン電圧（Ｖ１２）にて前記電源入力端子と前記電源出力端子との間に接続した増幅回路（１９）を制御して前記電源出力端子への供給電流（Ｉso）を制御するように構成されており、
   前記電流吸引回路（１３ｃ）は、前記第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）のドレイン電圧（Ｖ１２）を第２の基準電圧（Ｖr2）とコンパレータ（ＣＰ１）にて比較し、該コンパレータの出力電圧と前記電源出力端子の電圧を分圧した第２の帰還電圧（Ｖ２）との差を第２の誤差増幅器（ＯＰ２）にて増幅し、該第２の誤差増幅器の出力電圧をローパスフィルタ（ＬＰ）にて平滑した電圧により前記電源出力端子と接地間に接続した第２のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ４）のゲートを駆動することにより前記電源出力端子の電圧が上昇したときに前記第１のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ１）のドレイン電圧（Ｖ１２）が第２の基準電圧（Ｖr2）にクランプされるように前記電源出力端子からの吸引電流を制御するように構成されていることを特徴とする定電圧電源回路。
6. 定電圧での負荷への電流供給と定電圧での負荷からの電流吸引の双方の動作が可能な定電圧電源回路（１１ｄ）であって、
   第１の出力端子（１５ａ）の電圧を分圧した第２の帰還電圧（Ｖ２）を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該第１の出力端子の電圧を第１の定電圧（Ｖoa）に維持するように該第１の出力端子に電流供給を行なう電流供給型定電圧電源回路（１２ｄ）の該第１の出力端子（１５ａ）と、
   第２の出力端子（１５ｂ）の電圧を分圧した第１の帰還電圧（Ｖ１）を基準電圧（Ｖｒ）と比較して該第２の出力端子の電圧を前記第１の定電圧（Ｖoa）より僅かに高い第２の定電圧（Ｖob）に維持するように該第２の出力端子から電流を吸引する電流吸引型定電圧電源回路（１５ｄ）の該第２の出力端子と、を共通に接続して前記定電圧電源回路（１１ｄ）の電源出力端子（１５）としたことを特徴とする定電圧電源回路。
7. 前記電流供給型定電圧電源回路（１２ｄ）は、前記第２の帰還電圧（Ｖ２）を非反転入力端子に、基準電圧（Ｖｒ）を反転入力端子に入力した第１の誤差増幅器（ＯＰ１）にて増幅し、該第１の誤差増幅器の出力電圧（Ｖ３）により前記電流供給型定電圧電源回路の電源入力端子（１４）と接地（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ６）を電源入力端子側にして直列接続した第１の抵抗と第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ７）の該第１のＮＰＮトランジスタのゲートを制御し、該第１のＮＰＮトランジスタのコレクタ電圧にて前記電源入力端子（１４）と前記第１の出力端子（１５ａ）との間に接続した増幅回路（１９）を制御して前記第１の出力端子への供給電流（Ｉso）を制御するように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の定電圧電源回路。
8. 前記第１のＮＰＮトランジスタ（Ｑ７）を第３のＮＭＯＳトランジスタ（Ｑ８）に置き換え、前記第１の誤差増幅器（ＯＰ１）の出力電圧（Ｖ３）にて該第３のＮＭＯＳトランジスタのゲートを制御すると共に、該ゲートと接地間に該ゲート電圧の最高値を制限する電圧制限回路（１７）を設けたことを特徴とする請求項７に記載の定電圧電源回路。
   
   

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