JP2006005980A

JP2006005980A - 電源回路

Info

Publication number: JP2006005980A
Application number: JP2004176795A
Authority: JP
Inventors: Isamu Aoki; 勇青木
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2004-06-15
Filing date: 2004-06-15
Publication date: 2006-01-05

Abstract

【課題】本発明は、電源回路に関し、「軽負荷状態」や「過電流防止状態」の時間率の如何にかかわらず、効率が高く維持される電源回路を提供することを目的とする。
【解決手段】入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する整流手段と、第一の直流電力の内、スイッチング手段の駆動に供される直流電力が既定の閾値を上回る期間に、その電力変換制御手段に第三の直流電力を供給する電力補充手段とを備えて構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力された直流電力をスイッチングすることによって直流または交流の電力を生成し、その電力を負荷に供給する電源回路に関する。

入力端子と出力端子との間における絶縁が図られ、かつ直流電力をスイッチングすることによって効率的に負荷に所望の電力を供給可能なコンバータ方式の電源回路は、その電源回路に適用されるトランス等の小型化だけではなく、熱設計、実装および動作環境にかかわる制約が少ないために、多様な電子装置およびシステムに広く適用されている。
図３は、コンバータ方式の電源回路の構成例を示す図である。

図において、入力端子３１ｐは、抵抗器３２およびコンデンサ３３の一方の端子と、トランス３４の一次巻き線の一方の端子とに接続される。入力端子３１ｎは、コンデンサ３３の他方の端子とＦＥＴ３５のソース端子とに併せて、不平衡回路として構成される制御部４０の接地端子に接続される。トランス３４の二次巻き線の一方の端子はダイオード５１ｄのアノード端子に接続され、そのダイオード５１ｄのカソード端子はダイオード５１ｆのカソード端子とインダクタ５２の一方の端子とに接続される。このインダクタ５２の他方の端子は、コンデンサ５３および抵抗器５４の一方の端子と、監視部５５の入力とに併せて、出力端子５６ｐに接続される。トランス３４の二次巻き線の他方の端子は、ダイオード５１ｆのアノード端子と、コンデンサ５３および抵抗器５４の他方の端子と、出力端子５６ｎとに接続される。

制御部４０は、下記の要素から構成される。
・上述した抵抗器３２の他方の端子にコレクタ端子が接続されたＮＰＮ型のトランジスタ４１
・このトランジスタ４１のベース端子に接続された陽極端子を有し、かつ陰極端子が接地された直流電圧源４２
・トランジスタ４１のエミッタ端子に接続された電源端子を有し、かつＦＥＴ３５のゲート端子に接続された制御出力端子を有するＰＷＭコントローラ４３
・そのＰＷＭコントローラ４３の電源端子と共にトランジスタ４１のエミッタ端子に一方の端子が接続されたコンデンサ４４およびインダクタ４５
・トランス３４の補助巻き線の一方の端子にアノード端子が接続されたダイオード４６ｄ
・そのダイオード４６ｄのカソード端子と共にインダクタ４５の他方の端子にカソード端子が接続され、かつアノード端子がＰＷＭコントローラ４３の接地端子およびコンデンサ４４の他方の端子と共に、トランス４６の補助巻き線の他方の端子に接続されたダイオード４６ｆ
このような構成の電源回路には、入力端子３１ｐ、３１ｎを介して既定の電圧（Ｖin）で直流電力が供給される。始動時には、トランジスタ４１は、直流電圧源４２によってベース端子に印加される既定の電圧に応じて動作点が決定されることによって、ＰＷＭコントローラ４３に規定の電圧（＝Ｖ０）で直流電力（以下、「起動用補助電力」という。）を供給する（図４(1))。

ＰＷＭコントローラ４３は、このような直流電力に応じて稼働を開始し、ＦＥＴ３５を遮断領域と飽和領域（活性領域）とに交互に移行させることによって上述した直流電力を交流電力に変換し、その交流電力をトランス３４の一次巻き線に供給する。したがって、トランス３４の二次巻き線には、その二次巻き線のターン数ｎ２に比例した電圧で極性が交互に反転する交流電力が得られる。

ダイオード５１ｄ、５１ｆおよびインダクタ５２は、そのダイオード５１ｆがフライホイールダイオードとして作動することによって、上述した交流電力を直流電力の整流と平滑とを行い、かつ出力端子５６ｐ、５６ｎを介して負荷にこのような平滑の結果として得られた直流電力を所定の電圧Ｖout で供給する（図４(2))。
一方、トランス３４の補助巻き線には、そのトランス３４の二次巻き線に上述したように交流電力が定常的に誘起される状態（以下、「定常状態」という。）では、この補助巻き線のターン数ｎ３に応じて決定される電圧の交流電力（以下、「補助交流電力」という。）が得られる。ダイオード４６ｄ、４６ｆおよびインダクタ４５は、そのダイオード４６ｆがフライホイールダイオードとして作動することによって、このような補助交流電力の整流と平滑とを行い、このような平滑の結果として得られた直流電力（以下、「補助直流電力」という。）をＰＷＭコントローラ４３に所定の電圧（＝ｖ＞ｖ０）で供給する（図４(3))。

したがって、ＰＷＭコントローラ４３は、始動時には、上述した「起動用補助電力」が供給されることにより稼働を開始し、かつ既述の定常状態には、このような補助直流電力に代わる「補助直流電力」が供給されることによって動作を続行する（図４(4))。
さらに、ＰＷＭコントローラ４３は、このような稼働の過程では、監視部５５によって監視され、かつ出力端子５６ｐ、５６ｎを介して負荷に印加される電圧が所望の精度で規定の値に保たれる値に、ＦＥＴ３５を介してトランス３４の一次巻き線に電力が供給される時間率をＰＷＭ制御方式に基づいて維持する。

なお、抵抗器５４の抵抗値は、監視部５５とＰＷＭコントローラ４３との連係の下でＦＥＴ３５が間欠的にオン状態となる場合であっても、負荷に供給される電力に過大なリップル成分が含まれない程度に小さな値が予め設定される。
また、本発明に関連した先行技術としては、例えば、後述する特許文献１に開示されるように、「スイッチング制御回路に起動電流を与える起動抵抗に直列にスイッチ回路が設けられ、トランスの励磁検出巻き線の出力電圧に応じて起動電流の導通／遮断が行われるスイッチングレギュレータ」がある。
特開平５−６４４３８号公報（要約）

しかし、上述した従来例では、フライホイールダイオード５１ｆがフライホイールとして作動する期間に、「先行してインダクタ５２に蓄積されたエネルギー」が負荷に絶え間なく供給されない程度に、その負荷が軽くなった状態（以下、「軽負荷状態」という。）では、ＰＷＭコントローラ４３によって行われるＰＷＭ制御の下でトランス３４の一次巻き線に電力が供給される時間率も著しく小さくなり、そのために、このトランス３４の補助巻き線に誘起される「補助交流電力」も減少する。

すなわち、このような「軽負荷状態」では、ダイオード４６ｄ、４６ｆおよびインダクタ４５によってＰＷＭコントローラ４３に供給される「補助直流電力」の電圧ｖが既述の「起動用補助電力」の電圧ｖ０を下回る（図４(5))ために、そのＰＷＭコントローラ４３の稼働は、この「起動用補助電力」によって保証される（図４(6))。
したがって、入力端子３１ｐ、３１ｎを介して直流電力が供給される電圧Ｖinと既述の「補助直流電力」の電圧ｖとの差Δ（＝Ｖin−ｖ）と、ＰＷＭコントローラ４３の消費電力と、上述した「軽負荷状態」の時間率とが大きいほど、抵抗器３２およびトランジスタ４１では、大きな電力が消費され、総合的な効率が大幅に低下する可能性が高かった。

また、このような効率の低下は、上述した「軽負荷状態」だけではなく、例えば、監視部５５とＰＷＭコントローラ４３とが連係することによって実現される垂下特性（過負荷防止機能）により、負荷に印加される電圧Ｖout が小さな値に設定された状態（以下、「過電流防止状態」という。）（図４(7))でも、同様に発生し得る。
さらに、抵抗器３２およびトランジスタ４１については、上述した「軽負荷状態」や「過電流防止状態」の時間率が大きいほど、「損失が許容される最大の電力」が大きく設定されなければならないために、放熱器が装着され、あるいは物理的な寸法が増加する可能性が高かった。

したがって、小型化、低廉化が妨げられることなく熱設計にかかわる制約が少ない電源回路の実現が要望されていた。
本発明は、基本的な構成が大幅に変更されることなく、「軽負荷状態」や「過電流防止状態」の時間率の如何にかかわらず、効率が高く維持される電源回路を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明では、入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、整流手段は、補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する。電力補充手段は、前記第一の直流電力の内、スイッチング手段の駆動に供される直流電力が既定の閾値を上回る期間に、その電力変換制御手段に前記第三の直流電力を供給する。

すなわち、スイッチング手段の駆動に供される第二の直流電力は、「上述した第一の直流電力の内、そのスイッチング手段の駆動に供される直流電力」がその第二の直流電力の減少に応じて増加したときには、整流手段によって生成された第三の直流電力で代替される。
したがって、スイッチング手段は、外部に接続され、かつトランスの二次巻き線を介して電力が供給される負荷が著しく軽くなり、あるいは著しく重くなったために、上述した補助巻き線に誘起する交流電力が減少しても、既述の第三の直流電力で駆動されることによって安定に稼働し続ける。

請求項２に記載の発明では、入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部にで電力を供給する電源回路において、整流手段は、補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する。電力補充手段は、前記第二の直流電力の内、スイッチング手段の駆動に供される直流電力が既定の閾値を下回る期間に、その電力変換制御手段に前記第三の直流電力を供給する。

すなわち、スイッチング手段の駆動に供される第二の直流電力は、「上述した第二の直流電力の内、スイッチング手段の駆動に供される直流電力」が減少したときには、整流手段によって生成された第三の直流電力で代替される。
したがって、スイッチング手段は、外部に接続され、かつトランスの二次巻き線を介して電力が供給される負荷が著しく軽くなり、あるいは著しく重くなったために、上述した補助巻き線に誘起する交流電力が減少しても、既述の第三の直流電力で駆動されることによって安定に稼働し続ける。

請求項３に記載の発明では、入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、整流手段は、補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する。電力補充手段は、外部に供給される電力が既定の閾値を下回る期間に、その電力変換制御手段に第三の直流電力を供給する。

すなわち、スイッチング手段の駆動に供される第二の直流電力は、上述した外部に供給される電力が減少したときには、整流手段によって生成された第三の直流電力で代替される。
したがって、スイッチング手段は、外部に接続され、かつトランスの二次巻き線を介して電力が供給される負荷が著しく軽くなり、あるいは著しく重くなったために、上述した補助巻き線に誘起する交流電力が減少しても、既述の第三の直流電力で駆動されることによって安定に稼働し続ける。

請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の電源回路において、スイッチング手段は、前記入力された第一の直流電力の断続の形態に基づいて外部に供給される電力が既定の閾値を下回る期間を識別する。
すなわち、スイッチング手段の駆動に供される第二の直流電力が既述の第三の直流電力で代替される契機は、スイッチング手段のハードウエアが活用されることによって間接的に識別される。

したがって、構成の簡略化に併せて、低廉化、小型化および節電が図られる。
請求項５に記載の発明では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の電源回路において、整流手段と電力補充手段とは、上述した期間に稼働するシリーズレギュレータとして構成される。
すなわち、トランスの二次巻き線に誘起する電圧が変動する場合であっても、スイッチング手段には、第二の直流電力に代わる第三の直流電力が所望の電圧で精度よく安定に供給される。

したがって、負荷には、所望の電圧や歪率で安定に電力が供給される。

上述したように請求項１ないし請求項３に記載の発明では、スイッチング手段は、外部に接続され、かつトランスの二次巻き線を介して電力が供給される負荷が著しく軽くなり、あるいは著しく重くなったために、上述した補助巻き線に誘起する交流電力が減少しても、既述の第三の直流電力で駆動されることによって安定に稼働し続ける。
また、請求項４に記載の発明では、構成の簡略化に併せて、低廉化、小型化および節電が図られる。

さらに、請求項５に記載の発明では、負荷には、所望の電圧や歪率で安定に電力が供給される。
したがって、本発明が適用された電子機器やシステムでは、性能に併せて、総合的な信頼性が高められる。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。
本実施形態の構成の特徴は、図３に示す従来例に下記の要素から構成される付加回路１０が付加された点にある。
・ダイオード４６ｄのアノード端子と共に、トランス３４の補助巻き線の一方の端子にアノード端子が接続されたダイオード１１
・入力端子３１ｐにエミッタ端子が接続されたトランジスタ１２
・トランジスタ４１のコレクタ端子と共に抵抗器３２の他方の端子に一方の端子が接続され、かつ上述したトランジスタ１２のベース端子に他方の端子が接続された抵抗器１３
・入力端子３１ｎにアノード端子が接続されたツェナーダイオード１４
・ダイオード１１のカソード端子に一方の端子が接続され、かつ他方の端子が接地されたコンデンサ１５
・ツェナーダイオード１４のカソード端子とトランジスタ１２のコレクタ端子との双方にベース端子が接続され、かつコレクタ端子が上述したコンデンサ１５の一方の端子と共にダイオード１１のカソード端子に接続されたトランジスタ１６
・このトランジスタ１６のエミッタ端子に一方の端子が接続され、かつ他方の端子が接地された抵抗器１７
・抵抗器１７の一方の端子と共にトランジスタ１６のエミッタ端子にアノード端子が接続され、かつカソード端子がトランジスタ４１のエミッタ端子と共にＰＷＭコントローラ４３の電源端子に接続されたダイオード１８
図２は、本実施形態の動作を説明する図である。

以下、図１および図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
本実施形態の特徴は、既述の「定常状態」から「軽負荷状態」や「過電流防止状態」に移行したことを検出し、かつ下記の通りに応答する付加回路１０の動作にある。
ダイオード１１はトランス３４の補助巻き線に誘起した「補助交流電力」を半波整流し、コンデンサ１５はその半波整流の結果として得られた直流電流を積分（平滑）することによって直流の電力（以下、「代替直流電力」という。）を生成する。

なお、このような「代替直流電力」で充電されたコンデンサ１５の端子電圧（トランジスタ１６のコレクタ端子の電位）は、例えば、消費電力が著しく小さいＭＯＳ型の集積回路としてＰＷＭコントローラ４３が構成され、そのＰＷＭコントローラ４３のインピーダンスに比べて十分に大きな値に抵抗器１７の抵抗値が予め設定された場合には、トランス３４の補助巻き線に「補助交流電力」として誘起する交流電圧の先頭値にほぼ等しい値となる。

一方、「定常状態」から「軽負荷状態」または「過電流防止状態」に移行する（図２(a))と、「補助直流電力」の電圧ｖが既述の「起動用補助電力」の電圧ｖ０を下回るために、抵抗器３２における電圧降下も増加する。
トランジスタ１２は、この電圧降下の増加に応じてベース端子の電位が低下するため、遮断領域から飽和領域（活性領域）に移行する。したがって、トランジスタ１６のベース端子の電位は、このように飽和領域（活性領域）に移行したトランジスタ１２を介してツェナーダイオード１４に流れる電流と、そのツェナーダイオード１４のツェナー電圧とで定まる電位に上昇する。

トランジスタ１６はこのようなベース端子の電位の上昇に応じて「遮断領域」から「飽和領域（活性領域）」に移行するので、コンデンサ１５に蓄積され、かつトランス３４の補助巻き線からダイオード１１を介して補充される「代替直流電力」は、トランジスタ１６およびダイオード１８を介してＰＷＭコントローラ４３に供給される（図２(b))。
また、「軽負荷状態」または「過電流防止状態」から「定常状態」に復旧する過程では、上述した「代替直流電力」は、トランス３４の補助巻き線に「補助交流電力」が定常的に伝達される時点まで、「起動用補助電力」に代わってＰＷＭコントローラ４３に供給される（図２(c))。

すなわち、「軽負荷状態」または「過電流防止状態」であっても、ＰＷＭコントローラ４３の駆動電力は、既述の「補助直流電力」に代わって、『入力端子３１ｐから供給される高い電圧の入力直流電力に応じて抵抗器３２とトランジスタ４１が生成する「起動用補助電力」』ではなく、『トランス３４の補助巻き線に誘起した補助交流電力が半波整流（ピーク検波）されることによって高い電圧で生成された「代替直流電力」』によって、中断されることなく供給される。

したがって、負荷が大幅に変動し、あるいは頻繁に「過電流防止状態」となり得る場合であっても、「定常状態」における負荷の変動に対する応答性が基本的に変更されることなく電力効率が向上し、かつ高く維持される。
また、このような電力効率の向上に応じて削減される電力は、従来例との対比においては、例えば、抵抗器３２およびトランジスタ４１を介してＰＷＭコントローラ４３に供給される電流と、付加回路１０を介してそのＰＷＭコントローラ４３に供給される電流の値とがほぼ同じであると見なされる場合には、入力端子３１ｐ、３１ｎに外部から供給される電圧（＝Ｖin）と、トランス３４の補助巻き線と一次巻き線とのターン数の比ｎ（＝（ｎ３／ｎ１）＜１）とに対して下式で示される係数ｋに比例した値となるので、その電圧（＝Ｖin）とトランス３４の一次巻き線のターン数ｎ１とが大きいほど、かつこのトランス３４の補助巻き線のターン数ｎ３が小さいほど増加する。
ｋ＝Ｖin・（１−ｎ）＝Ｖin・（１−ｎ３／ｎ１）
なお、本実施形態では、始動時には「起動用補助電力」がＰＷＭコントローラ４３に供給され、かつ「定常状態」から「軽負荷状態」や「過電流防止状態」に移行したときには、「代替直流電力」がＰＷＭコントローラ４３に供給されている。

しかし、このようにＰＷＭコントローラ４３に供給される電力の全てまたは一部は、例えば、図２に点線で示すように、「起動用補助電力」と「代替直流電力」との双方によって供給されてもよい。
また、このような場合には、「定常状態」から「軽負荷状態」や「過電流防止状態」に移行したときと、これらの「軽負荷状態」や「過電流防止状態」から「定常状態」に復旧した時点移行の過渡的な応答の過程では、トランス３４の補助巻き線のターン数ｎ３、またはその補助巻き線に誘起される交流電圧の先頭値の不足分を補うために、「代替直流電力」としてＰＷＭコントローラ４３に供給される電力量の一部が積極的に「起動用補助電力」によって補填されてもよい。

さらに、本実施形態では、トランス３４の二次側にフライホイールダイオードとして作動するダイオード５１ｆを含んで構成された整流回路および平滑回路が備えられたフォワード型コンバータに、本発明が適用されている。
しかし、本発明は、このようなフォワード型コンバータに限定されず、上述した整流回路や平滑回路としてどのような方式の回路が備えられたフォワード型コンバータにも適用可能であり、かつ直流電力を交流電力に変換するインバータにも適用可能である。

また、本実施形態では、トランス３４の一次巻き線にＦＥＴ３５を介して供給される電力のスイッチングがＰＷＭ方式に基づいて行われている。
しかし、このようなスイッチングは、ＰＷＭ方式以外の方式に基づいて行われてもよく、かつ上述したインバータに本発明が適用される場合には、「方形波を共振回路を用いて波形成形が行われるＣＶＴ方式」、「多重インバータ方式」その他のどのよう方式に基づいて行われてもよい。

さらに、本実施形態では、付加回路１０は、抵抗器３２の電圧降下が所定の閾値を超えた時点（起動用補助電力の供給が開始された時点）で、ＰＷＭコントローラ４３に対する「代替直流電力」の供給を開始している。
しかし、このような時点は、例えば、下記の時点の何れとして検出されてもよい。
・トランス３４の補助巻き線からダイオード４６ｄ、４６ｆおよびインダクタ４５を介してＰＷＭコントローラ４３に対する「補助直流電力」の供給が中断されつつある時点
・出力端子５６ｐ、５６ｎを介して負荷に供給される電力（電流）が規定の閾値を下回った時点
・その負荷に印加される電圧が規定の閾値を下回った時点
・ＰＷＭコントローラ４３がＰＷＭ方式等に基づいて上記の時点の何れかを識別し、その旨を示す信号がこのＰＷＭコントローラ４３によって出力された時点
また、本実施形態では、トランジスタ１６は、ＰＷＭコントローラ４３に対する「代替直流電力」の供給を断続するスイッチとして作動している。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、付加回路１０は、ツェナーダイオード１４のツェナー電圧に応じて出力電圧が定まるシリーズレギュレータとした構成されてもよい。
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成装置の一部もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。

本発明の一実施形態を示す図である。本実施形態の動作を説明する図である。コンバータ方式の電源回路の構成例を示す図である。従来例の動作を説明する図である。

符号の説明

１０付加回路
１１，１８，４６ｄ，４６ｆ，５１ｄ，５１ｆダイオード
１２，１６，４１トランジスタ
１３，１７，３２，５４抵抗器
１４ツェナーダイオード
１５，３３，４４，５３コンデンサ
３１ｐ、３１ｎ入力端子
３４トランス
３５ＦＥＴ
４０制御部
４２直流電圧源
４３ＰＷＭコントローラ
４５，５２インダクタ
５５監視部
５６ｐ，５６ｎ出力端子

Claims

入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、
前記補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する整流手段と、
前記第一の直流電力の内、前記スイッチング手段の駆動に供される直流電力が既定の閾値を上回る期間に、その電力変換制御手段に前記第三の直流電力を供給する電力補充手段と
を備えたことを特徴とする電源回路。
入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、
前記補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、第三の直流電力を生成する整流手段と、
前記第二の直流電力の内、前記スイッチング手段の駆動に供される直流電力が既定の閾値を下回る期間に、その電力変換制御手段に前記第三の直流電力を供給する電力補充手段と
を備えたことを特徴とする電源回路。
入力された第一の直流電力と、トランスの補助巻き線に誘起した交流電力に応じて生成された第二の直流電力との双方または一方で駆動され、そのトランスの一次巻き線にこの直流電力を断続して供給するスイッチング手段を有し、このトランスの二次巻き線を介して外部に電力を供給する電源回路において、
前記補助巻き線に誘起した交流電力を整流し、前記第三の直流電力を生成する整流手段と、
前記外部に供給される電力が既定の閾値を下回る期間に、その電力変換制御手段に前記第三の直流電力を供給する電力補充手段と
を備えたことを特徴とする電源回路。
請求項３に記載の電源回路において、
前記スイッチング手段は、
前記入力された第一の直流電力の断続の形態に基づいて前記外部に供給される電力の減少分が既定の閾値を上回る期間を識別する
ことを特徴とする電源回路。
請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の電源回路において、
前記整流手段と前記電力補充手段とは、
前記期間に稼働するシリーズレギュレータとして構成された
ことを特徴とする電源回路。