JP2006005390A - 同期捕捉方法、同期信号生成方法および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ディジタルデータの伝送において、周期性雑音があっても同期信号の周期性を用いた自己相関処理による同期捕捉を可能とする手段を提供する。
【解決手段】 受信機Ｒでは、ＡＤ変換器４により同期信号２をＡＤ変換した後、周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）のうちのいずれかを選択し、サンプル間引き処理を行う間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）を通過させる。異なる間引きフィルタを並列に用意し、切替スイッチ６で周波数ブロックを選択する。間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）通過後の信号をＢＰＦ８で処理する。ＢＰＦ８では、周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）が存在する帯域以外の雑音や他の通信信号を抑圧する。その後、相関処理部９で、同期信号２の自己相関処理を実施して自己相関値を得る。同期判定部１０では、その自己相関値が、所定の閾値を越えたか否か、またはピーク値を探索して、同期捕捉を判断する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ディジタルデータの伝送における同期捕捉方法、同期信号生成方法および通信装置に関する。

ディジタルデータの伝送においては、受信機側においてデータシンボルの開始位置を特定して正しくデータ復調を行うために同期処理を行う。この同期処理は、送信機において生成した特徴を持った既知の信号をデータ信号またはデータシンボルの前に付加して同期信号として送信し、受信機でこの同期信号を受信して、受信した同期信号から周期性などの特徴量を抽出することでデータシンボルの開始位置を特定して、受信機後段の復調器に復調開始の合図（トリガ信号）を送る処理をいう。

同期処理には、主に２種類の同期捕捉方式がある。１つは、受信した同期信号を予め受信機内に備えた参照パターンと比較（相互相関処理）し、その相関値を利用して同期捕捉を行う方式である。もう１つの方法は、同期信号に周期性を持った信号パターンを用い、受信した同期信号から自己相関処理を行って周期性を抽出して同期捕捉を行うものである。ここで、同期捕捉とは、受信した同期信号からデータ信号の開始位置を特定することを指し、同期方法または同期方式とは、同期信号の生成および同期捕捉双方を指す。

前記同期方式のうち、参照パターンとの相互相関処理を行う方式は、フェージング（fading、伝送路ひずみ）により性能が劣化するため、伝送路ひずみが著しい無線通信などの同期方式では、後者の同期信号から周期性を抽出して同期捕捉を行う方法が採用されている。

特許文献１においては、３本以上のキャリアによって生成された信号を同期信号とし、受信機では送信機から送られた同期信号の特徴点を抽出するアルゴリズム（関数）にかけて特徴点を抽出して同期捕捉を実施している。ここで取り上げているキャリアとは、一般にマルチキャリア通信（データ伝送に同時に複数の搬送波を用いる通信方法）において存在している複数の搬送波（キャリア）の内の個々の搬送波を指す。これらのキャリアの集合をキャリア群という場合がある。

その他の同期捕捉方法としては、キャリアを所定の間隔で周波数軸上に配置して、それを直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以下「ＯＦＤＭ」という）変調すなわち逆フーリエ変換することで得られる、１ＯＦＤＭシンボル長より短い周期的な信号を同期信号として用いて同期捕捉を行う方法もある（非特許文献１参照）。
特許第３４１１５４７号明細書（段落００１３、図１） John Terry, Juha Heiskala, "Ofdm Wireless Lans: A Theoretical and Practical Guide", 第2版, Macmillan Computer Pub., 2001年12月, p.56-57

しかしながら、特許文献１などに記載の同期方法については、伝送路上に周期性雑音（「有色雑音」ともいう）が存在する場合や、同期信号が含む周波数成分の一部に重畳する他の通信信号や雑音が存在した場合には、受信機で同期信号の周期性を十分に抽出することができなくなるために同期捕捉ができなくなるという問題があった。

そこで、本発明は、前記問題に鑑み、ディジタルデータの伝送において、同期信号の周期性を用いた自己相関処理によって同期捕捉を行う場合に、周期性雑音があっても同期捕捉を可能とする手段を提供することを課題とする。

前記課題を解決する本発明は、通信周波数帯域に複数のキャリアからなる周波数ブロックと呼ばれるキャリア群を複数配置した信号を同期信号とし、受信機内においてこれらの周波数ブロックのうちの１つまたは複数を選択して、その選択した周波数ブロックを用いて同期捕捉を実施することを主な特徴とする。

本発明によれば、所定の周波数ブロックが周期性雑音などによって同期捕捉ができない場合には、別の周波数ブロックを用いて同期捕捉処理を実施するため、ノイズや他の通信による干渉を受けることなく、安定した同期捕捉処理が可能となり、同期精度の向上や同期誤捕捉回数の低減を図ることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、「本発明の実施の形態」という）について図面を参照して詳細に説明する。
なお、図１は、図１以外に示した本発明の実施の形態を統合した、代表的な実施の形態を示しており、その説明については後記する。図２〜図５および図２６は、通信モデムや同期捕捉装置の構成を含む同期捕捉処理の概要を示す。図６および図７は、同期処理系統のダイバーシティ合成方式を示す。図８は、同期信号の短周期化を示す。図９〜図１１は、ＯＦＤＭ変調方式による同期信号の生成方法を示す。図１２〜図１７は、周波数ブロックを繰り返し割り当てる方式を示す。図１８〜図２５は、同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉処理を示す。図２７は、通信モデムのその他の実施の形態を示す。
また、以下においては、説明の便宜上、同じ構成要素であっても各実施の形態の構成要素ごとに別の符号を付与することがある。

≪通信モデムの構成と概要≫
図２は、本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置とその周辺の構成を示す。図３は、通信モデムの構成を示す。まず、図３を参照して、通信モデムの構成およびデータ送受信処理全体について説明する。通信モデム１（２４ａ）は、受信機２３、プロトコル変換器２６、送信機３０およびアナログフロントエンド３１から構成される。受信機２３は、復調回路１３、同期捕捉装置３３などを備える。プロトコル変換器２６は、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）やＵＳＢなどの通信ポート２５に接続される。通信ポート２５には、制御データを伝送する制御機器４０が接続される。送信機３０は、同期信号生成部２７、シンボル生成部２８、変調回路２９などを備える。アナログフロントエンド３１は、送受信端１６に接続される。送受信端１６には、伝送路１５がつながっており、その伝送路１５および他の送受信端を介して他の通信モデム２（２４ｂ）が接続されている。
制御機器４０から通信ポート２５を介して受信されたデータは、プロトコル変換器２６によって所定のプロトコル変換処理がなされ、更に、変調回路２９によって所定の通信方式の変調処理がなされ、送信すべきデータ信号が形成される。また、同期信号生成部２７によって同期信号が生成される。同期信号は、データの送信ごとに生成する場合もあれば、予め時系列データとしてメモリに蓄えておく場合もある。シンボル生成部２８で、同期信号にデータ信号が付加され、アナログフロントエンド３１でＤＡ変換処理などが実施され、伝送データが他の通信モデム２（２４ｂ）へ送信される。一方、他の通信モデム２（２４ｂ）から送信された信号を受信すると、同期捕捉装置３３によって同期捕捉がなされる。同期捕捉は、同期信号の後に付されているデータ信号の開始位置を特定する処理であり、同期捕捉装置３３が同期捕捉完了信号を復調開始トリガとして復調回路１３に送り、それを受けた復調回路１３が復調を開始する。復調回路１３によって復調されたデータは、プロトコル変換器２６によって、通信ポート２５の規格に合うようなデータに変換される。そして、その変換されたデータが、通信ポート２５を介して制御機器４０に送信される。

≪同期捕捉装置の構成と同期捕捉処理の概要≫
続いて、図２を参照して、同期捕捉装置とその周辺の構成および同期捕捉処理について説明する。受信機Ｒは、ＡＤ変換器４、復調回路１３および同期捕捉装置３２から構成される。同期捕捉装置３２は、切替スイッチ６、相関処理部９、同期判定部１０、フィルタ係数Ａ（１８ａ）、フィルタ係数Ｂ（１８ｂ）およびバンドパスフィルタ２０から構成される。なお、以下においては、バンドパスフィルタを“ＢＰＦ（Band Pass Filter）”ともいう。

次に、同期捕捉処理について説明する。受信機Ｒは、送信側からデータ信号の先頭に付加した同期信号を受信して、その受信した同期信号の周期性を抽出して同期捕捉を行う。まず、受信端５の信号をＡＤ変換器４によりディジタル信号に変換する。次に、その変換したディジタル信号のうち、バンドパスフィルタ２０によって選択された周波数成分の信号を抽出する。ここで備えるバンドパスフィルタ２０は、フィルタ係数１８ａ，１８ｂによって異なる通過帯域を持ったフィルタに逐次変更が可能なものである。従って、バンドパスフィルタ２０によって、例えば、通信周波数帯域の高域側のみを通過させるフィルタとしたり、低域側のみを通過させるフィルタとしたりすることが可能である。説明においては通信周波数帯域の内、高域と低域のいずれかを選択するフィルタとするが、本実施の形態においては、これに限ったことではなく、例えば、通信周波数帯域の３帯域またはそれ以上の異なる周波数帯域のみフィルタリングするフィルタとすることが可能である。図２では、フィルタ処理を実現する回路、例えば、乗算器、記憶素子、加算器などを備えた処理回路を設け（図中では機能名としてバンドパスフィルタ２０と表記）、切替スイッチ６でフィルタ係数Ａ（１８ａ），Ｂ（１８ｂ）を変更することでフィルタ特性を変更している。後で説明する図９などに示しているが、特性の異なるバンドパスフィルタを複数用意し、切替スイッチ６によってフィルタ出力値を切替える場合もある。また、図２では、ディジタルフィルタによって実現しているが、受信端５およびＡＤ変換器４の間に複数のアナログフィルタを用意してフィルタリングを実施する場合もある。フィルタリング後、どのフィルタ出力結果を後段の処理に送るかを切替スイッチ６によって選択する。バンドパスフィルタ２０、フィルタ係数Ａ（１８ａ），Ｂ（１８ｂ）および切替アルゴリズムについては後記する。
相関処理部９において、バンドパスフィルタ２０によって抽出された信号を自己相関処理して同期信号の周期性を抽出し、同期判定部１０において同期判定を行う。同期判定部１０では、相関処理部９から送られるデータが予め定めた閾値を越えるか、または、ピーク点となったところや、受信結果や処理結果に確率を適用して判定する同期最尤判定処理によって判定された点を同期捕捉点とし、後段の復調回路１３に復調開始トリガ（同期捕捉完了信号）を送信する。復調回路１３は、この復調開始トリガを受信して、すぐにまたは予め設定された時間待ってから復調処理を開始する。

図２６は、同期信号１２９に周期性雑音１２８が重畳した状態を示す。従来、同期捕捉は、同期信号１２９の繰り返し信号の周期性を抽出することで実現しているため、図２６に示すように、周期性雑音１２８が同期信号１２９の一部に重畳すると、受信する同期信号１２９の周期性を抽出できなくなるため、同期捕捉に失敗したり、誤った点を同期捕捉点としてしまう問題があった。本実施の形態においては、バンドパスフィルタ２０によって周期性雑音１２８が重畳している周波数帯域を同期捕捉に利用せず、周期性雑音１２８が重畳していない周波数帯域をバンドパスフィルタ２０によってフィルタリングすることで健全な同期信号を用いて同期捕捉ができるため、正確な同期捕捉が可能となる。以上に示したように、同期信号１２９の一部の帯域のみを選択して同期捕捉を行うことで、一方のフィルタ通過帯域に周期性雑音１２８が重畳した場合でも、別のバンドパスフィルタの出力や別のフィルタ係数を用いることによって信頼性の高い同期捕捉を行うことができる。本方式は、無線通信、有線通信を問わず適用可能であるが、とりわけ有線通信のように周期性雑音が通信帯域に頻繁に重畳する通信においては効果的である。

図４は、本発明の実施の形態に係る高周波と低周波の２つの周波数成分を持った同期信号の周波数スペクトルの概念を示す。ここでは、このような分割した周波数スペクトルの１つ１つを周波数ブロックという。この周波数ブロックを通信周波数帯域内に複数存在させる方法もあり、例えば、図５は、４つの周波数ブロックを存在させたことを示す図である。各周波数ブロック３４〜３９は、連続な周波数成分（面スペクトル）によって構成される場合は無論のこと、不連続な周波数成分（線スペクトルの集合または面スペクトルの集合）であっても互いにスペクトルが近接（概ね通信帯域幅の1/100ないし1/1000程度の周波数間隔）している場合であれば、１つの周波数ブロック３４〜３９とみなす。この場合、１つの周波数ブロック３４〜３９内のスペクトル間隔は、周波数ブロック３４〜３９同士の周波数間隔より十分近接しているものとする。同期信号は、このような周波数成分を同時に含む信号である。この同期信号を用いて同期捕捉処理を行う仕組みは、図２に示す受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置３２を用いることで実現できる。図２の同期捕捉装置３２では、同期信号の周期性を利用して同期捕捉を行うため、送信機１４から同一の信号パターンである同期シンボルを複数回繰り返し送信する。なお、この方式は、ディジタル通信方式の中で、ＯＦＤＭ通信方式、直接スペクトル拡散通信方式、マルチキャリア通信方式やそれらの組み合わせなどに適用が可能である。いずれの通信方式であっても、同期信号として複数の周波数ブロックを用いた信号は、前記同期捕捉処理の実施によるシンボル同期またはチップ同期に用いることができる。なお、チップ同期は、直接スペクトル拡散通信方式の逆拡散処理において、送信信号に使用した拡散符号と同一の拡散符号を乗算する際に、受信信号の拡散符号（チップ）の区切りを捕えることを指す。

≪フィルタの切替方法≫
次に、図２を参照して、受信した周波数ブロックを選択する方法について説明する。1つの方法としては、受信した周波数ブロックに対して、所定の時間が経過するごとに逐次フィルタを切替えていくものがある。また、別の方法として、受信端５の平均信号レベルを直接または間接的に測定して、所定の時間信号レベルに変動がない場合に切替を実施するものがある。たとえば、オートマティックゲインコントロール（図示せず）のゲイン変動をモニタリングし、その結果が所定の時間内において所定値内のゲイン変動しか発生していない場合には切替を実施する。換言すれば、変動があった場合には、フィルタを切替えずにそのまま使う。
その他の方法として次のような方法をとることもある。同期捕捉後に同期信号５３に続いて受信するデータ信号５４を復調回路１３にて復調した際に、誤り訂正復号を実施して、誤りが多いと判定された場合に、フィルタ切替を実施する。この場合には、同期誤捕捉によって、データ信号を受信していない時刻に対して復調処理を行った場合にも有効である。すなわち、誤って周期性雑音により同期を捕捉しても、後段にビットエラー検出回路１１があれば（図１参照）、それによって誤りが多いと判断されるため、周期性雑音が重畳していない周波数帯域に切替えて、同期誤捕捉の原因となる周期性雑音が存在している可能性の低い他の帯域を利用して正確に同期捕捉を行うことができる。これらの方式を併用する場合もある。
なお、以上のいずれの方法においても、周波数ブロックから得られる同期捕捉に寄与するデータを同時に２つ以上参照することはない。従って、相関処理部９が１系統のみでよいため、ハードウェアの簡素化が可能になる。また、以上の方法を単独で行ってもよいし、併用するようにしてもよい。

≪フィルタのダイバーシティ合成方式≫
図２に係る実施の形態は、バンドパスフィルタ２０およびフィルタ係数Ａ（１８ａ）またはＢ（１８ｂ）の接続を適宜切替える方式であったが、図６に示す方式を行う場合もある。図６の方式は、同期信号の周波数ブロックの数と同数のバンドパスフィルタ１（４１ａ）〜Ｎ（４１ｄ）を備え、後段の相関処理部１（４２ａ）〜Ｎ（４２ｄ）も周波数ブロックと同数備える。この方式では、系統１（４３ａ）〜Ｎ（４３ｄ）で処理された信号が同期判定部１３４に送られる。同期判定部１３４は、これらの複数の系統から送られたデータを基にして同期捕捉判定を行う。具体的には、複数の系統から送られたデータのいずれか一つを用いて同期判定を行う選択合成方式がある。また、別の手段として、複数の系統から送られたデータを加算もしくは重み付けして加算する合成方法、または、複数の系統から送られたデータのそれぞれについて同期捕捉位置を判定し、その複数の判定結果のうちその個数が最も多い判定結果を用いて多数決することによって合成（これらの合成を総じてダイバーシティ合成という）する方法があり、これらの方法によって得られた結果を用いて同期判定が行われる。例えば、加算する場合には、相関処理部１（４２ａ）〜Ｎ（４２ｄ）から相関値または相関値に相当する数値を受け取って、その数値の単純な加算を行う。一例として図７に示すように、４系統のバンドパスフィルタ１（４１ａ）〜４（４１ｄ）および相関処理部１（４２ａ）〜４（４２ｄ）を備えており、同期信号を受信した際に得られる相関値をＬとした場合、同期信号受信時の相関値の加算結果はほぼ４Ｌとなるため、閾値を４Ｌ以下の最適化した値にする。このようにすることで、いずれかの周波数ブロックと同一の周波数帯域に周期性雑音が重畳して、いずれかの系統に誤って高い相関値が得られたとしても、他の系統の相関値はＬより十分低い値を出力し、その加算結果は４Ｌから十分低い値となるため、同期の誤捕捉を回避することができる。また、多数決法の場合には、各系統から送られる相関値から同期捕捉点の候補となる準同期捕捉点をそれぞれ系統ごとに設定し、各系統１（４３ａ）〜４（４３ｄ）の準同期捕捉点のうち、多数決により同期捕捉点を決定する。多数決処理の場合には、系統数は奇数である。また、偶数の場合には、多数決を行う際に任意の奇数分の系統数を選択する。この方式の場合には、多数決方式を採用しているため、同期捕捉点の確度を上げることができる。なお、いずれの場合にも、フィルタの特性により出力時刻が異なる場合があり、その場合には、フィルタ出力がもっとも遅いフィルタの出力時刻に合わせるためにその他のフィルタ出力を遅延回路によって遅延させる。

≪同期信号の短周期化≫
図８は、本発明の実施の形態に係る同期信号の構成を示す図である。図８（ａ）は、通常の同期信号の構成を示す。この通常の同期信号は、図２に係る実施の形態などで使用され、その繰返し周期は、データシンボル長（データ信号の１フレーム長）と等しい。これに対して、図８（ｂ）は、同期信号の繰返し周期を通常の同期信号と比較して１／Ｎ（Ｎは自然数）とした信号の構成を示す。図８（ａ）においては、１つの同期シンボル１（４６ａ）〜３（４６ｃ）（同期信号は同期シンボルの繰り返しパターンによって構成される）の長さをＴとすると、十分な同期精度を得るためには３同期シンボル程度必要であるため、同期信号長は３Ｔとなる。一方、図８（ｂ）においては、通常の同期シンボル長４５の１／Ｎとしている。例えば、Ｎが３であった場合には、１つの同期シンボル長１’（４７ａ）〜３’（４７ｃ）はＴ／３となり、図８（ａ）と同様に十分な同期精度を得るために３シンボル用いるとすると、同期信号長４８はＴとなる。このように、伝送データの内容に無関係な同期信号４８を短くすることで、データ伝送の実効速度を向上することができる。また、制御システムの遠隔制御のための通信として利用した場合には、早い応答性を確保できる。

≪ＯＦＤＭ変調方式による同期信号の生成≫
次に、同期信号の生成方法の一環として、ＯＦＤＭ変調による方式について説明する。図９は、本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置とその周辺の構成を示す。この構成の特徴として、送信機内同期信号生成部５０は、キャリアパターンテーブル４８および逆フーリエ変換器４９を備える。同期信号は、ＯＦＤＭ変調処理によって生成されるものであり、周波数軸上におけるキャリアパターンデータをキャリアパターンテーブル４８から読み出し、逆フーリエ変換器４９が、逆フーリエ変換または逆高速フーリエ変換を実施して時系列の同期信号を生成する。この時系列の同期信号は、同期シンボルを送信するたびに生成するか、または時系列の信号データとしてメモリに保存しておき、同期信号を送信するたびにメモリから読み出す。ここで使用するキャリアパターンは、図４および図５に示したように通信周波数帯域内に複数の周波数ブロックが存在するものであり、これらの各周波数ブロックが一括してＯＦＤＭ変調処理によって生成される。

図１０は、本発明の実施の形態に係るキャリアパターンの模式図である。このキャリアパターン５６，５７を逆フーリエ変換することで同期シンボル５８が得られる。１つの周波数ブロックに用いるキャリアパターンは少なくとも３本以上のキャリアから構成されることが望ましい。これは、逆フーリエ変換した後の時系列信号が鋭い相関値となる波形を生成するためである。ＯＦＤＭ変調（逆フーリエ変換）処理で同期信号を生成する場合、キャリアパターンにおけるキャリアの組み合わせを変更することによって自己相関値の鋭い時系列波形を生成することができるため、同期精度を向上させることができる。

≪キャリアを離隔させる方式≫
図１１は、キャリア同士の間隔を空けて配置したキャリアパターンを示す模式図である。周波数ブロック５９，６０は、各周波数ブロック内において、キャリア同士の間隔を互いにｎ本分（ｎは自然数）空けて配置する。このキャリアパターンを用いて逆フーリエ変換を行った場合に得られる時系列の同期シンボル波形は、図１１に示すように１ＯＦＤＭシンボル区間内にｎ＋１回の繰り返し信号が生成される。なお、ここで生成された同期信号６１ａ〜６１ｄは、一部の周期（部分的な時間信号の電圧）を反転させたり、一部の周期の振幅を増減させたりしたものを同期信号として用いる場合がある。図１１では、周波数ブロック５９，６０は２つしか示していないが、周波数ブロック数はＮ個（Ｎは２以上の整数）用いることができる。この信号を用いることで図１０に示したキャリア同士の間隔を空けない場合の同期信号と比較して短周期の繰り返し信号６１ａ〜６１ｄが得られるため、相関処理部９で同期信号の周期性を短時間で取得することができる利点がある。更に、同期信号の相関値を求める場合には、過去の値を参照するために、過去の値を保存するメモリが必要となる場合がある。従って、図１１に示した方法で生成した短周期の信号を利用することでこのメモリサイズを削減することができる。このような一連の処理を実施することで、複数の周波数ブロックが存在する連続的で短周期の時系列信号を容易に生成することができる。また、連続的な時系列信号であることから、サイドローブの少ない同期信号を生成することができる。更に、この同期信号を用いて同期捕捉を行うことで図１０の同期信号と比較して短時間で同期捕捉を行うことができる。

≪最も低周波に存在する周波数ブロックを繰り返して配置する方式≫
図１２は、本発明の実施の形態に係る同期信号のキャリアパターンを示す。図１４は、同期捕捉装置の構成を示す。図１２に示すキャリアパターン（ベースバンド信号）は、０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］の帯域で低域周波数ブロック６２にキャリアを割り当てると共に、その低域周波数ブロック６２を含む０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］のパターンをｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］の帯域に再度割り当て（コピーまたは繰り返し割り当て）を行うことで高域周波数ブロック６３としてキャリアを割り当て、低域周波数ブロック６２および高域周波数ブロック６３からなる信号を同期信号としている。このとき、各周波数ブロック同士が重なることはない。
一方、図１４に示すように、この信号を受信して同期捕捉を行う同期捕捉装置７３では、ＡＤ変換器４によるＡＤ変換処理を行った後、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）（「デシメーションフィルタ」ともいう）による処理を行う。この間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）は、ＡＤ変換器４から送られるディジタルデータを４サンプル受信して、各サンプルに重み付けを行う係数を乗算した後、その値を加算または減算する。ここで、乗算する重み係数は、図１２に示す低域周波数ブロック６２および高域周波数ブロック６３のいずれか一方を選択し、選択しない側の周波数成分を除去するフィルタの特性を決定するものである。フィルタには、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタのいずれかを使う。図示していないが、予めアナログ領域で一方の周波数帯域を選択するフィルタリングを施し、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）では、単なる平均化処理によって前記処理を実現する場合もある。

図１３を参照して、本発明の実施の形態に係る間引きフィルタの処理について説明する（適宜図１２、図１４参照）。間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）は、まず、ＡＤ変換器４の出力であるディジタルデータを保存する（Ｓ６４）。４サンプル格納されていない場合には（Ｓ６５のＮｏ）、４サンプル格納されるまで次の処理に進まない。４サンプル溜まった場合には（Ｓ６５のＹｅｓ）、所定の演算を行う（Ｓ６６）。具体的には、各サンプルデータとフィルタ係数とをそれぞれ乗算して各乗算結果を加算または減算する。その結果を間引きフィルタの１つの出力値として出力する（Ｓ６７）。その後、メモリをクリアする（Ｓ６８）。間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）では、４サンプルに乗算処理と加算処理を施して１個の値を出力する（１／４間引きフィルタ）ため、ダウンサンプリングを施していることになる。すなわち、ＡＤ変換器のサンプリング周波数は、図１４に示すようにｆｓであることから、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）の出力は、ｆｓ／４［Ｈｚ］の周波数になる。このとき、ｆｓ／４［Ｈｚ］以下の周波数帯域に存在する低域周波数ブロック６２を選択した場合には、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）通過後も同じ周波数スペクトルを呈する（図示せず）。一方、高域周波数ブロック６３，７５を選択した場合には、図１５に示すように、ｆｓ／４［Ｈｚ］より高い周波数帯域にスペクトルが存在しているために、ｆｓ／４［Ｈｚ］に間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）でダウンサンプリングを行うと、ｆｓ／４［Ｈｚ］より低域に周波数スペクトル７４が存在することになる。この場合に、高域周波数ブロック６３，７５と低域周波数ブロック６２は、ｆｓ／８［Ｈｚ］ごとに周波数軸上で繰り返すキャリアパターンとなっているために、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）を通過後は、高域周波数ブロック６３，７５を選択したかまたは低域周波数ブロック６２を選択したかに係らず、同一の周波数スペクトル７４となる。

前記の例は、高域周波数ブロック６３，７５と低域周波数ブロック６２の２つのブロックであるが、図１６に示すように通信周波数帯域に４つまたはそれ以上の周波数ブロックを配置することも可能である（図１６は、周波数ブロックが通信周波数帯域内に４つ存在する場合を示す）。通信周波数帯域に周波数ブロック１（７６）〜４（７９）を存在させる場合には、最も低域に存在する周波数ブロック１（７６）が周波数軸上でｆｓ／８［Ｈｚ］ごとにｆｓ／２［Ｈｚ］まで繰り返すパターンとし、それぞれを周波数ブロック2(７６)ないし４（７９）とし、これらの周波数ブロック１（７６）ないし４（７９）の周波数成分を同時に含んだ信号を同期信号とすればよい。図１６は、好適な例として示しており、その繰り返しパターンの周波数は、サンプリング周波数ｆｓに対してｆｓ／２＾ｎ（ｎは２以上の整数、＾は累乗）である。なお、サンプリング周波数ｆｓを基準にして、ｆｓ／２ｎ（ｎは自然数）を繰り返し割り当てるための基本パターンとし、この基本パターンを少なくとも1回以上繰り返して割り当てる方法によっても実現できる。以上の処理を実施したときの同期信号のスペクトルは、周波数ブロック同士が等間隔に並んでいるように観測できる場合がある。この同期信号を利用して同期捕捉を行う同期捕捉装置７３では、ＡＤ変換器４から送られるディジタルデータを８サンプル受信して、１個の間引きフィルタによって出力値を生成する（１／８間引きフィルタ）。その結果、間引きフィルタの出力周波数はｆｓ／８［Ｈｚ］となる。

図１４に示すように、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）の後段には、同期捕捉処理に用いる信号のみを抽出するためのＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８を用いる。このＢＰＦ８は、鋭いフィルタ特性を得るために、比較的高次のものを用いる。基準周波数を中心に左右対称とならないキャリアパターンや、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）を用いない同期捕捉装置では、高次のＢＰＦ８が周波数ブロック数分必要であるが、前記のように処理することで、高次のＢＰＦ８を共通化することができる。更に、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）より後段の処理は速度が遅くてよいため（キャリアブロックを通信周波数帯域に２つ存在させる場合には、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）より後段の処理速度はｆｓ／４となる）、ハードウェアの簡素化が可能となる。

なお、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）の後段に同期捕捉に用いる信号のみをフィルタリングするＢＰＦ８を用いるため、同期捕捉に用いる信号が前記した周波数帯に存在していれば、それ以外の帯域には他の信号成分が存在していてもよいことになる。図１７は、ＢＰＦの特性を示す。図１７（ａ）に示すようにＢＰＦの周波数特性を設定したとする。その場合、間引きフィルタ１（７１ａ），２（７１ｂ）の処理（１／８間引きフィルタの場合）前のＢＰＦ８の周波数特性は、図１７（ｂ）に示すものと等価である。従って、同期捕捉処理に用いる同期信号の周波数成分が図１７（ｂ）に示した周波数帯域内に存在していればよく、残りの信号成分を必ずしも繰り返す周波数上に配置する必要はない。これに従えば、フィルタ通過帯域外に同期捕捉処理に依存しない周波数成分を付加することが可能である。このようにフィルタ通過帯域以外に信号を付加して同期信号全体でＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減させることが可能となるため、ダイナミックレンジの低い安価なＡＤ変換器を利用してハードウェアの価格を低減することができる。ここで、ＰＡＰＲは信号の平均パワーとピークパワーとの比を表すものであり、このＰＡＰＲが大きいほど、ダイナミックレンジの広いアンプが必要となる。

≪同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉処理≫
図１８は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。使用する同期信号は周波数スペクトル上に周波数ブロックを通信周波数帯域内に複数存在させる。これを受信して同期捕捉を行う受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置８７では、受信した同期信号部分の周期性を抽出して同期捕捉を行う。以下の処理は、図２、図３などで示した処理とほとんど同様であり、異なる部分について説明する。ＡＤ変換器４の後段に特性の異なる複数のバンドパスフィルタ１（８６ａ）〜３（８６ｃ）を用意し、受信したディジタルデータは、これらの異なる特性のバンドパスフィルタ１（８６ａ）〜３（８６ｃ）によってフィルタリングされる。それぞれのバンドパスフィルタ１（８６ａ）〜３（８６ｃ）は、所定の周波数ブロック１（９３ａ）〜Ｎ（９３ｃ）のみを通過させ、他の周波数成分を抑圧させる特性をもつ。図示していないが、フィルタ処理を実現する回路、例えば、乗算器、記憶素子、加算器などを備えた処理回路を搭載し、切替スイッチでフィルタの係数を変更することでフィルタ特性を変更する場合がある。バンドパスフィルタ１（８６ａ）〜３（８６ｃ）の各出力は、切替スイッチ８８によって切替えられ、そのうちのいずれかが選択（帯域選択）される。図示していないが、周波数ブロック１（９３ａ）〜Ｎ（９３ｃ）に対応して周波数ブロック数と同数のバンドパスフィルタ１（８６ａ）〜３（８６ｃ）、相関処理部９を備えて、同期判定部１０で各相関処理部９の出力を利用して同期捕捉を実施する場合もある。以上の方法によって、周期性雑音が周波数ブロック１（９３ａ）〜Ｎ（９３ｃ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。ここで、誤捕捉とは、同期信号を受信していないにも係らず同期捕捉を行ってしまったり、同期信号を受信しているにも係らず周期性雑音によって同期捕捉ができなかったりすることをいう。

図１９は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。本実施の形態では、同期信号としてＯＦＤＭ変調方式によって生成されるものを用い、通信周波数帯域内に複数の周波数ブロック１（９４ａ）〜Ｎ（９４ｃ）を存在させる。受信機Ｒにおける同期捕捉装置９１の動作は、図１８に示したものと同様である。この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（９４ａ）〜Ｎ（９４ｃ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号はＯＦＤＭ変調方式によって構成されているため、各周波数ブロック１（９４ａ）〜Ｎ（９４ｃ）のサイドローブ（周波数ブロックの両端における信号の乱れ）が少なく、従って受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置９１における各フィルタは、ＯＦＤＭ変調方式を用いない同期信号と比較して急峻なフィルタ特性である必要がないため、バンドパスフィルタ１（９２ａ）〜Ｎ（９２ｃ）の次数を低減でき、ハードウェアの簡素化を図ることができる。

図２０は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。本実施の形態では、同期信号として通信周波数帯域内に複数の周波数ブロック１（９８ａ）〜Ｎ（９８ｃ）を存在させると共に、以下の要件を満たすものである。すなわち、同期信号は、同一波形が複数回繰り返す信号によって構成されるが、各繰り返し波形の時間長（周期）をデータ伝送に用いるデータシンボル長（データ信号の１フレーム長）の（１／自然数）にしたものを用いる。
この同期信号を受信して同期捕捉を実施する同期捕捉装置９６は、図１８に示したものと同様である。この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（９８ａ）〜Ｎ（９８ｃ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号の時系列繰り返しパターンを短周期にしているため、同期信号全体を短くすると共に、短時間で同期捕捉を可能にする。同期信号は伝送データの内容に無関係な冗長部分であり、同期信号を短くすることでデータ伝送の実効速度を向上することができる。

図２１は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。本実施の形態では、同期信号として通信周波数帯域内に周波数ブロック１０６ａ〜１０６ｃを複数存在させると共に、以下の要件を満たすものである。すなわち、同期信号は、同一波形が複数回繰り返す信号によって構成されるが、各繰り返し波形の時間長をデータ伝送に用いるデータシンボル長の（１／自然数）にしたものを用いる。更に、この同期信号は、ＯＦＤＭ変調方式によって構成されるものを用い、各周波数ブロック１（１０６ａ）〜Ｎ（１０６ｃ）を構成するキャリアを規則的に所定の間隔で周波数軸上に離隔させた（規則的にキャリアを間引いた状態、望ましくは間引くキャリアの本数は３本置き）ものとすることで、前記（１／自然数）の繰返し長の時間信号パターンを得ることができる同期信号とする。この同期信号は、各周波数ブロック１０６ａ〜１０６ｃ内のキャリア同士を最も近接させることによって得られるシンボル長の（１／自然数）の周期を持ち、所定の周期の波形と同一のもの、または、その波形を反転したものを繰り返した信号が得られる。これを同期信号として用い、この同期信号を受信して同期捕捉処理を実施する。受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置１０４は、図１８に示すものと同様である。この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（１０６ａ）〜Ｎ（１０６ｃ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号はＯＦＤＭ変調方式によって構成されているため、各周波数ブロック１（１０６ａ）〜Ｎ（１０６ｃ）のサイドローブが少なく、従って、受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置１０４における各バンドパスフィルタ１（１０５ａ）〜Ｎ（１０５ｃ）は、ＯＦＤＭ変調方式を用いない同期信号と比較して急峻なフィルタ特性である必要がないため、フィルタの次数を低減でき、ハードウェアの簡素化を図ることができる。更に、１ＯＦＤＭシンボル長内に不連続部分が発生しない。不連続部分は、占有帯域が広がる原因になることから、フィルタを掛けて対策するが、このフィルタにより時系列で波形歪みが発生するため、同期精度が劣化する場合がある。本方式では、不連続部分が発生しないため、前記目的のフィルタを用いる必要がなく、同期精度を更に向上することができる。

図２２は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。本実施の形態で用いる同期信号は、図１８に示した同期信号であることに加えて、以下の要件を満たしている。すなわち、周波数ブロックが通信周波数帯域内に２つのみ存在する場合には、０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］の帯域で低域側の周波数ブロックをキャリアとして割り当てると共に、０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］のスペクトルまたはキャリアパターンをｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に再度割り当て（コピー又は繰り返し割り当て）することで高域側の周波数ブロックとし、この周波数成分を含む信号を同期信号としている。

また、他の手段としては、通信周波数帯域内に周波数ブロックが４つ存在する場合、最も低域に存在する周波数ブロック１（１３５ａ）を０〜ｆｓ／８［Ｈｚ］の周波数帯域にキャリアとして割り当て、この０〜ｆｓ／８［Ｈｚ］のキャリアパターンをｆｓ／８〜ｆｓ／４［Ｈｚ］、ｆｓ／４〜３ｆｓ／８［Ｈｚ］および３ｆｓ／８〜ｆｓ／２［Ｈｚ］の各帯域のいずれかまたは全てに繰り返しコピーすることでキャリアとして割り当て、この周波数成分を含む信号を同期信号とする場合もある。以上の処理を繰り返すことによって２のＮ乗個の周波数ブロックを配置することもできる。これを受信する受信機Ｒ内に備えた同期捕捉装置１１０では、ＡＤ変換器４によるＡＤ変換処理の後に間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）を用いる。間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）は、周波数ブロック１（１３５ａ）〜４（１３５ｄ）と同数の異なる特性を持ったものである。間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）では、周波数ブロック１（１３５ａ）〜４（１３５ｄ）の選択を実施すると共に、サンプル間引きを実施している。間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）の詳細処理手順は、図１３に既に示している。本方式では、図２１に係る実施の形態に示した効果のほかに、同期信号の周波数スペクトルは周波数軸上で同一のキャリアパターンを所定の間隔で繰り返すように配置しているので、間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）を用いることでどの帯域の周波数ブロック１（１３５ａ）〜４（１３５ｄ）も最も低域に配置した周波数ブロック１３５ａと同一の帯域に存在することとなるため、後段のＢＰＦ８を共通化できる。また、間引きフィルタ１（１１１ａ）〜Ｎ（１１１ｃ）でサンプル速度を低下させているため、後段処理も低下させたサンプル速度で動作する安価な装置を用いることができ、ハードウェアコストの削減につながる。なお、本実施の形態では、同期信号としてＯＦＤＭ変調方式によって生成されるものを用いることができる。

図２３は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルを示す。本実施の形態で用いる同期信号は、図２０に示した同期信号であることに加えて、以下の要件を満たしている。すなわち、周波数ブロックが通信周波数帯域内に２つのみ存在する場合には、低域側の周波数ブロックにキャリアを割り当てると共に、低域側の周波数ブロックが存在している帯域である０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］がｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に繰り返すものとし、このうちｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に存在する周波数ブロックを高域側の周波数ブロックとし、これらの低域と高域の周波数ブロックからなる信号を同期信号としている(図示せず)。

また、他の手段としては、通信周波数帯域内に周波数ブロックが４つ存在する場合、最も低域に存在する周波数ブロック１（１１２ａ）が存在している帯域である０〜ｆｓ／８［Ｈｚ］をｆｓ／８〜ｆｓ／４、ｆｓ／４〜３ｆｓ／８、３ｆｓ／８〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に繰り返し配置することで得られる各周波数ブロックをそれぞれ周波数ブロック２（１１２ｂ）、３（１１２Ｃ）、４（１１２ｄ）として、これらの周波数ブロック１（１１２ａ）〜４（１１２ｄ）の周波数成分を同時に含んだ信号を同期信号としている。この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（１１２ａ）〜４（１１２ｄ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号の時系列繰り返しパターンを短周期にしているため、同期信号１１３全体を短くすると共に、短時間で同期捕捉を可能にする。同期信号１１３は伝送データの内容に無関係な冗長部分であり、同期信号１１３を短くすることでデータ伝送の実効速度を向上することができる。

図２４は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す。本実施の形態は、図２３に示した同期信号１１９を受信して同期捕捉処理を実施する。同期捕捉装置１１６は、図２２に示しているものと同一のものを用いる。この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（１１８ａ）〜４（１１８ｄ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロックに切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号１１９を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号１１９の時系列繰り返しパターンを短周期にしているため、同期信号１１９全体を短くすると共に、短時間で同期捕捉を可能にする。同期信号１１９は伝送データの内容に無関係な冗長部分であり、同期信号１１９を短くすることでデータ伝送の実効速度を向上することができる。更に、間引きフィルタ１（１１７ａ）〜Ｎ（１１７ｃ）を用いることでどの帯域の周波数ブロック１（１１８ａ）〜４（１１８ｄ）も最も低域に配置した周波数ブロック１（１１８ａ）と同一の帯域に存在することとなるため、後段のＢＰＦ８を共通化できる。また、間引きフィルタ１（１１７ａ）〜Ｎ（１１７ｃ）でサンプル速度を低下させているため、後段処理も低下させたサンプル速度で動作する安価な装置を用いることができ、ハードウェアコストの削減につながる。

図２５は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルを示す。本実施の形態の同期信号は、通信周波数帯域内に複数の周波数ブロック１（１２１ａ）〜４（１２１ｄ）を存在させると共に、以下の要件を満たすものである。すなわち、同期信号は、ＯＦＤＭ変調方式によって生成されるものを用い、各周波数ブロック１（１２１ａ）〜４（１２１ｄ）を構成するキャリアを規則的に所定の間隔で周波数軸上で離隔させた（規則的にキャリアを間引いた状態）ものとする。この同期信号は、各周波数ブロック１（１２１ａ）〜４（１２１ｄ）内のキャリア同士を最も近接させることによって得られるシンボル長の（１／自然数）の長さと同一またはその一部が反転した繰り返し信号が得られる。本方式における同期信号は、更なる要件として以下も満たしている。まず、周波数ブロックが通信周波数帯域内に２つのみ存在する場合には、低域側の周波数ブロックにキャリアを割り当てると共に、低域側の周波数ブロックが存在している帯域である０〜ｆｓ／４［Ｈｚ］がｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に繰り返すものとし、このうちｆｓ／４〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に存在する周波数ブロックを高域側の周波数ブロックとし、これらの低域と高域の周波数ブロックからなる信号を同期信号としている(図示せず)。

また、他の手段としては通信周波数帯域内に周波数ブロックが４つ存在する場合、最も低域に存在する周波数ブロック１（１２１ａ）が存在している帯域である０〜ｆｓ／８［Ｈｚ］をｆｓ／８〜ｆｓ／４、ｆｓ／４〜３ｆｓ／８、３ｆｓ／８〜ｆｓ／２［Ｈｚ］に繰り返し配置することで得られる各周波数ブロックをそれぞれ周波数ブロック２（１２１ｂ）、３（１２１Ｃ）、４（１２１ｄ）として、これらの周波数ブロック１（１２１ａ）〜４（１２１ｄ）の周波数成分を同時に含んだ信号を同期信号としている。同期信号は、ＯＦＤＭ変調方式によって構成されているため、各周波数ブロック１（１２１ａ）〜４（１２１ｄ）のサイドローブが少なく、送信時にサイドローブを抑圧するためのフィルタが必要ないか、比較的低次のものでよい。これによりハードウェアの削減が可能である。

≪代表的な実施の形態≫
図１は、本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルおよび同期捕捉装置とその周辺の構成を示す。これは、本発明の代表的な実施の形態を示すものである。本実施の形態で用いる同期信号２は、ＯＦＤＭ変調処理によって生成されるものであり、キャリア同士の周波数間隔が離隔しており、これらの離隔したキャリアが複数本集合して１つの周波数ブロックを構成し、更にこの周波数ブロックを通信周波数帯域内に複数個存在させている。周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）同士は、ＡＤ変換器４のサンプリング周波数をｆｓ［Ｈｚ］とした場合に、最も低域に割り当てる周波数ブロック１（１ａ）を含む帯域である０〜ｆｓ／８［Ｈｚ］をｆｓ／８〜ｆｓ／４［Ｈｚ］の帯域に割り当て、この帯域のうちキャリアが存在する部分を周波数ブロック２（１ｂ）とし、同様にｆｓ／４〜３ｆｓ／８、３ｆｓ／８〜ｆｓ／２［Ｈｚ］についても割り当てそれぞれ存在する周波数ブロックを周波数ブロック３（１ｃ）、４（１ｄ）とし、これらの周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）の周波数成分を同時に含んだ信号を同期信号２とする。ここで、ＰＡＰＲを低減するなどの目的で後記するＢＰＦ８の帯域外にキャリアを設ける場合がある。このように生成した同期信号２の時系列波形は、１ＯＦＤＭシンボル内にＮ回同一波形または一部が反転した状態で繰り返す信号となる。ここで、１ＯＦＤＭシンボル内に繰り返される回数Ｎは、各周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）内のキャリア間隔を（Ｎ−１）本おきに配置することで実現される。この手段によって生成した同期信号２は、一部を反転させたり、振幅を変更したりしたものとする場合がある。この信号を同期信号２として送信機から送信し、受信機Ｒで同期信号２を受信して同期捕捉処理を行う。

受信機Ｒでは、ＡＤ変換器４により同期信号２をディジタルデータに変換した後、同期信号２を構成する周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）のうちのいずれかを選択し、更にサンプル間引き処理を行う間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）を通過させる。なお、間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）は、図１においては１／８サンプル間引きを実施する。図中では異なる間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）を並列に用意し、切替スイッチ６でどの周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）を同期捕捉処理に用いるかを選択しているが、ディジタルフィルタの場合には、記憶素子や乗算器、加算器から構成される演算回路を１系列用意し、フィルタ係数値を切替スイッチ６で変更することで周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）の選択を行う場合もある。切替スイッチ６は、タイマによって所定の時間ごとに切り替わるか、受信端５における受信レベルを直接または間接的に計測して所定の時間信号レベルに変動がない場合に切替えたり、または復調回路１３の後段に備えるビットエラー検出回路１１によって復調データのビットエラーが検出された場合に切替を行う。間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）の出力は、選択した周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）のいずれかに係らず、最も低域の周波数ブロック１（１ａ）が存在した帯域に存在することになる。この間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）通過後の信号をＢＰＦ８で処理する。ＢＰＦ８では、周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）が存在する帯域以外の雑音や他の通信信号、ならびにＢＰＦ８の通過帯域外にＰＡＰＲを低下させる目的で付加したキャリアを抑圧する。その後、同期信号２の周期性を抽出するために相関処理を実施する。相関処理部９では、同期信号２の繰り返しパターンの加算、減算、乗算処理を単独で行うまたは組み合わせることによって、自己相関処理を実施して自己相関値とする。この相関処理部８によって得られた自己相関値を同期判定部１０に掛け、同期判定部１０では、所定の閾値を越えたか否か、またはピーク値を探索して同期捕捉、すなわち受信機Ｒに同期信号２が入力しているか否かを判断する。

この方法は、周期性雑音が周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）のいずれかと同一の周波数帯域に存在した場合でも、他の周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）に切替えることで周期性雑音が重畳していない健全な同期信号２を用いて同期捕捉を実施できるため、同期捕捉精度の向上および誤捕捉の低減を図ることができる。加えて、同期信号２は、ＯＦＤＭ変調方式によって構成されているため、各周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）のサイドローブが少ない。従って、受信機Ｒ内に備える同期捕捉装置３における各フィルタは、ＯＦＤＭ変調方式を用いない同期信号と比較して急峻なフィルタ特性である必要がないため、間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）やＢＰＦ８の次数を低減でき、ハードウェアの簡素化を図ることができる。更に、１ＯＦＤＭシンボル長内に不連続部分が発生しない。不連続部分は占有帯域が広がる原因になることから、フィルタを掛けて対策するが、このフィルタにより時系列で波形歪みが発生するため、同期精度が劣化する場合がある。本方式では、不連続部分が発生しないため前記目的のフィルタを用いる必要がなく、このフィルタによって生じる波形ひずみを抑えることができるため、同期精度を更に向上することができる。また、同期信号２の時系列繰り返しパターンを短周期にしているため、同期信号２全体を短くすると共に、短時間で同期捕捉を可能にする。同期信号２は伝送データの内容に無関係な冗長部分であり、同期信号２を短くすることでデータ伝送の実効速度を向上することができる。更に、同期捕捉装置３では、間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）を用いているため、どの帯域の周波数ブロック１（１ａ）〜４（１ｄ）も最も低域に配置した周波数ブロック１（１ａ）と同一の帯域に存在することとなり、後段のＢＰＦ８を共通化できる。また、間引きフィルタ１（７ａ）〜４（７ｄ）でサンプル速度を低下させているため、後段処理も低下させたサンプル速度で動作する安価な装置を用いることができ、ハードウェアコストの削減につながる。

≪通信モデムのその他の実施の形態≫
図２７は、本発明の実施の形態に係る通信モデムの構成を示す。図２７に示すように、通信モデムＭ内に間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）の選択状態を表す信号線１４０と状態レジスタ１３２を設けている。周波数ブロックの選択を行うＢＰＦ８や間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）は、切替スイッチ制御回路８９によって切替を行う。ここで、切替スイッチ８８は、フィルタ係数や複数の間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）の出力信号のうちの任意の１つないし複数を選択するためのものである。間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）は、切替スイッチ８８によって切替えられるため、切替スイッチ制御回路８９と切替スイッチ８８の間を信号線１４０によって接続する。また、図２７は、通信モデム制御装置１３３が使用する、フィルタ切替状態を示す状態レジスタ１３２を備えた図でもある。通信モデム制御装置１３３は、所定の時間ごとに、または所定のイベントによって状態レジスタ１３２の値を取得し、その取得結果を利用して通信モデムＭの状態を決定する。以上の信号線１４０や状態レジスタ１３２を設けることで、切替スイッチ８８を制御する切替スイッチ制御回路８９や通信モデム制御装置１３３によって高度な切替制御を実施することができる。この信号線１４０や状態レジスタ１３２を備えていない場合には、切替スイッチ８８の切替手段として人手による切替方法が考えられる。この場合、通信モデムＭの設置時に初期設定として切替スイッチ８８を切替えるなどによって予め選択しておく必要がある。しかし、この場合には、時々刻々変化する通信環境に対応することができないので、結果として突発的に発生した周期性雑音に対して間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）を切替えることができないため、同期捕捉ができないという問題がある。しかし、本方式のように、通信モデムＭが、信号線１４０や状態レジスタ１３２を備えて、内部の処理によって通信状態や通信モデムＭの状態に応じて自動的に切替スイッチ８８を切替えることにより、最適な間引きフィルタ１（１２７ａ）〜Ｎ（１２７ｃ）を選択することができるため、同期捕捉精度が向上する。

本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルおよび同期捕捉装置とその周辺の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置とその周辺の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る通信モデムの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る２つの周波数成分を持った同期信号の周波数スペクトルの概念を示す図である。 本発明の実施の形態に係る４つの周波数成分を持った同期信号の周波数スペクトルの概念を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置とその周辺の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る相関処理部の出力の加算処理のイメージ図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の構成を示す図である。（ａ）は、通常の同期信号の構成を示す。（ｂ）は、繰返し周期を通常の同期信号の１／Ｎ（Ｎは自然数）とした同期信号の構成を示す。 本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置とその周辺の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るキャリアパターンの模式図である。 本発明の実施の形態に係るキャリアパターンの模式図である。 本発明の実施の形態に係るキャリアパターンの模式図である。 本発明の実施の形態に係る間引きフィルタの処理を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る間引きフィルタ処理後の周波数スペクトルの模式図である。 本発明の実施の形態に係るキャリアパターンの模式図である。 本発明の実施の形態に係るバンドパスフィルタの特性を示す図である。（ａ）は、フィルタ特性を示す。（ｂ）は、ｆｓ／８ごとに繰り返すフィルタ特性を示す。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルを示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルと同期捕捉装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号の周波数スペクトルを示す図である。 本発明の実施の形態に係る同期信号に周期性雑音が重畳した状態を示す図である。 本発明の実施の形態に係る通信モデムの構成（その他の実施の形態）を示す図である。

符号の説明

１ 周波数ブロック
２ 同期信号
３ 同期捕捉装置
４ ＡＤ変換器
５ 受信端
６ 切替スイッチ
７ 間引きフィルタ
８ ＢＰＦ
９ 相関処理部
１０ 同期判定部
１１ ビットエラー検出回路
１２ 切替スイッチ制御回路
１３ 復調回路
１４ 送信機
Ｒ 受信機

Claims (14)

1. 直交周波数分割多重通信方式、直接スペクトル拡散通信方式もしくはマルチキャリア通信方式、または前記３方式の組み合わせによるディジタルデータの伝送において同期捕捉を行う場合に、
   受信機において、送信機から１つまたは複数の周波数ブロックを持つ同期信号およびそれに後続するデータ信号を含む信号を受信して、その受信した同期信号からデータ信号の開始位置を特定する同期捕捉方法であって、
   前記受信機は、
   前記受信した信号を１つのフィルタまたは異なる周波数特性を持つ複数のフィルタに通過させるステップと、
   前記1つのフィルタまたは複数のフィルタを通過した信号を独立に相関処理するステップと、
   前記相関処理した１つまたは複数の結果を用いて同期捕捉するステップと、
   を実行することを特徴とする同期捕捉方法。
2. 直交周波数分割多重通信方式、直接スペクトル拡散通信方式もしくはマルチキャリア通信方式、または前記３方式の組み合わせによるディジタルデータの伝送において同期捕捉を行う場合に、
   送信機において、同期信号を生成して、その生成した同期信号およびそれに後続するデータ信号を受信機に送信する際の同期信号生成方法であって、
   前記送信機は、
   前記同期信号を通信周波数帯域内に複数の周波数ブロックで構成し、
   前記周波数ブロック同士をスペクトルの不連続部分によって分割し、
   前記周波数ブロックを線スペクトルの集合、面スペクトルまたは面スペクトルの集合からなる周波数成分で構成する
   ことを特徴とする同期信号生成方法。
3. 前記送信機は、前記同期信号を直交周波数分割多重変調方法によって生成することを特徴とする請求項２に記載の同期信号生成方法。
4. 前記送信機は、前記データ信号の１フレーム長の自然数分の１を周期とする同期信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の同期信号生成方法。
5. 前記送信機は、
   前記同期信号として、１つ以上のキャリア間隔をおいて配置し、３本以上のキャリアによって構成されるキャリアパターンを用いる場合、
   前記キャリアパターンを直交周波数分割多重変調することによって、前記データ信号の１フレーム長の自然数分の１を周期とする繰り返し信号、その繰り返し信号の部分的な時間信号の電圧の正負を反転した信号、または前記繰り返し信号の部分的な時間信号の電圧を増幅もしくは減衰した信号から、前記同期信号を構成することを特徴とする請求項４に記載の同期信号生成方法。
6. 前記送信機は、
   ベースバンド帯域の同期信号において、最も低い周波数帯域の周波数ブロックを構成する周波数成分のうち、その一部または全部の周波数成分が同期捕捉処理に用いられる場合、その同期捕捉処理に用いられる周波数成分より高く、かつ、サンプリング周波数ｆｓ／２ｎ（ｎは自然数）が最小となる周波数値をｆｂ［Ｈｚ］としたときに、直流成分（０［Ｈｚ］）からｆｂ［Ｈｚ］までの周波数帯域のパターンを、ｆｂ［Ｈｚ］の間隔で少なくとも1回以上繰り返して配置する同期信号を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の同期信号生成方法。
7. 前記送信機は、前記同期信号を直交周波数分割多重変調によって生成することを特徴とする請求項６に記載の同期信号生成方法。
8. 前記送信機は、前記データ信号の１フレーム長の自然数分の１を周期とする同期信号を生成することを特徴とする請求項６に記載の同期信号生成方法。
9. 前記送信機は、
   前記同期信号として、１つ以上のキャリア間隔をおいて配置し、少なくとも３本以上のキャリアによって構成されるキャリアパターンを用いる場合、
   前記キャリアパターンを直交周波数分割多重変調することによって、前記データ信号の１フレーム長の自然数分の１を周期とする繰り返し信号、その繰り返し信号の部分的な時間信号の電圧の正負を反転した信号、または前記繰り返し信号の部分的な時間信号の電圧を増幅もしくは減衰した信号から、前記同期信号を構成することを特徴とする請求項８に記載の同期信号生成方法。
10. 受信機において、請求項２ないし請求項６のいずれか一項に記載の同期信号生成方法によって生成された同期信号およびデータ信号を含む信号を受信して、その受信した同期信号からデータ信号の開始位置を特定する同期捕捉方法であって、
    前記受信機は、
    前記受信した信号を１つのフィルタまたは異なる周波数特性を持つ複数のフィルタを用いて帯域選択するステップと、
    前記帯域選択した１つまたは複数の信号を合成し、その合成した信号に対して自己相関処理を行うステップと、
    前記自己相関処理の結果を用いて同期信号を捕捉するステップと、
    を実行することを特徴とする同期信号捕捉方法。
11. 受信機において、請求項６ないし請求項９のいずれか一項に記載の同期信号生成方法によって生成された同期信号およびデータ信号を含む信号を受信して、その受信した同期信号からデータ信号の開始位置を特定する同期信号捕捉方法であって、
    前記受信機は、
    １つまたは複数の周波数ブロックの全部または一部を抽出するために、
    サンプル間引きフィルタを用いて、前記受信した信号をサンプリング周波数ｆｓでアナログディジタル変換することによって、サンプリング結果を取得するステップと、
    前記サンプル間引きフィルタを用いて、前記取得したサンプリング結果に対して乗算処理および加算処理の少なくとも一方の処理を施すことによって、（ｆｓ／２＾ｎ）のサンプル周波数（ｎは自然数、＾は累乗）にダウンサンプルするステップと、
    前記ダウンサンプルしたサンプルを複数用いて、自己相関処理を行うステップと、
    前記自己相関処理の結果によって同期捕捉するステップと、
    を実行することを特徴とする同期捕捉方法。
12. 前記受信機は、受信する１つまたは複数の周波数ブロックのうち、いずれか一つの周波数ブロックを選択して同期捕捉することを特徴とする請求項１または請求項１１に記載の同期捕捉方法。
13. 前記受信機は、受信する１つまたは複数の周波数ブロックのうち、少なくとも２つ以上の周波数ブロックを同時に選択して、その選択した周波数ブロックを独立して相関処理し、その相関処理の結果に対して、選択合成、加算もしくは重み付けした加算による合成、または、多数決による合成を行い、その合成結果を用いて同期捕捉することを特徴とする請求項１、請求項１０および請求項１１のいずれか一項に記載の同期捕捉方法。
14. 請求項１および請求項１０ないし請求項１２のいずれか一項に記載の同期捕捉方法によって同期捕捉する受信機を備える通信装置であって、
    前記受信機は、
    前記同期捕捉に用いる、複数のフィルタが出力する信号を選択する切替スイッチを備え、
    前記通信装置は、
    前記受信機が備える切替スイッチに信号線によって接続され、前記切替スイッチの制御および監視の少なくとも一方を可能とするレジスタを備える
    ことを特徴とする通信装置。

Images