JP2010093703A - 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得する。
【解決手段】互いの受信ブランチの相関ピークの様相が大きく異なる場合には、独立に同期タイミングを検出した方が、検出精度の向上が期待できる。受信ブランチ毎に異なる同期タイミングで処理を行なっても、その後の受信処理には何ら影響はない。また、受信ブランチ毎に独立してＡＧＣ制御を行なう。すべての受信ブランチでＡＧＣ制御を共通に行なう場合に比べると、ＡＤコンバータのダイナミック・レンジを抑える効果を期待できる。
【選択図】 図８

Description

本発明は、複数のアンテナを持つ送信機と対となって空間多重（ＭＩＭＯ）通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）をかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを受信する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。

さらに詳しくは、本発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めており、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ（ＴＧｎ）ではＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用している。

ＭＩＭＯとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。

ＭＩＭＯ通信では、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を、チャネル行列Ｈを利用してそれぞれ計算する。チャネル行列Ｈは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列である。ここで言うチャネル情報は、位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。通常、送受信機の間でチャネル行列を励起するための既知リファレンス・シンボルからなるトレーニング系列を含んだフレーム交換シーケンスを実施することで、チャネル行列を推定することができる。

ＭＩＭＯ通信では、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。そこで、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、送信機は各送信アンテナから時間差（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ若しくはＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ））を以って信号を送信する方法が採用されている。

例えば、プリアンブル中の同期獲得用のフィールドを用いて通常の同期獲得処理を行ない、その後にストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されたＭＩＭＯ信号であることを検出すると、そのＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミングを調整することによって、ＭＩＭＯ＿ＯＦＤＭ信号を正しく受信処理する無線通信装置について提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。

ところで、無線通信では一般に、パケットの先頭に既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが付加されており、受信機側では、プリアンブルを用いて同期処理を行なう。具体的には、プリアンブルを検出することによりパケットを発見すると、これに続いて、精密な受信タイミングの確認や周波数オフセット除去作業、さらに必要に応じて受信信号電力の正規化（ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）ゲインの設定）を行なう。その後、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル部を抽出してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）へと受信信号をフィードする。

しかしながら、ＭＩＭＯ通信システムにおいてＣＤＤを行なう場合、すなわち、複数本の送信アンテナから送信するパケットに異なる遅延量をかけて送信する場合には、受信機側で同期処理を行なう際に、複数の相関ピークが現れることになる。このため、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化して同期タイミングを獲得しようとすると、チャネルや受信環境によっては、誤検出確率が増加するケースが懸念される。

また、受信機側で複数本のアンテナで受信した信号レベルは、マルチパス・フェージングの影響により大きなばらつきを持つと推測される。このため、各受信ブランチについて最小あるいは最大の受信ゲインに適合させると、その後の受信動作に非常に大きなダイナミック・レンジを持たせることが必要となってしまう。

特開２００７−２２１１８７号公報

本発明の目的は、ＣＤＤをかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを好適に受信することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、
複数の受信ブランチと、
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、
前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

また、本願の請求項２に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項３に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項４に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項５に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項６に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット発見を有効化する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項７に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）ようになっている。

また、本願の請求項８に記載の発明では、前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部をさらに備えている。

また、本願の請求項９に記載の発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、
複数の受信ブランチと、
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部と、
前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

また、本願の請求項１０に記載の発明では、前記ゲイン制御部がゲイン制御を行なったときの前記受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、前記受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得るようになっている。

また、本願の請求項１１に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、
前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法である。

また、本願の請求項１２に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御ステップと、
前記ゲイン制御ステップにより受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法である。

また、本願の請求項１３に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部、
前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、
として機能させるためにコンピューター・プログラムである。

また、本願の請求項１４に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部、
前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、
として機能させるためにコンピューター・プログラムである。

本願の請求項１３並びに１４に係る各コンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムをそれぞれ定義したものである。換言すれば、本願の請求項１３並びに１４に係る各コンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１並びに９に係る各無線通信装置と同様の作用効果をそれぞれ得ることができる。

本発明によれば、ＣＤＤをかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを好適に受信することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

本願の請求項１、１１、１３に記載の発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する際に、受信ブランチ毎に最適な同期タイミングでパケット同期を獲得することができる。

また、本願の請求項２に記載の発明によれば、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断することができる。

また、本願の請求項３に記載の発明によれば、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断することができる。

また、本願の請求項４に記載の発明によれば、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。

また、本願の請求項５に記載の発明によれば、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。

また、本願の請求項６に記載の発明によれば、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット発見を有効化することができる。

また、本願の請求項７に記載の発明によれば、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。

また、本願の請求項８、９、１２、１４に記載の発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する際に、受信ブランチ毎にＡＧＣを行なうことで、受信信号のディジタル変換などそれ以降の受信動作において必要なダイナミック・レンジを削減することができる。

また、本願の請求項１０に記載の発明によれば、前記ゲイン制御部がゲイン制御を行なったときの前記受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、前記受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得ることができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１４には、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示している。

ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１は、オペレーティング・システム（ＯＳ）が提供するプログラム実行環境下で、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）２やハード・ディスク・ドライブ（ＨＤＤ）１１に格納されているプログラムを実行する。例えば、後述する受信パケットの同期処理又はその一部の処理をＣＰＵ１が所定のプログラムを実行するという形態で実現することもできる。

ＲＯＭ２は、ＰＯＳＴ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｓｅｌｆ Ｔｅｓｔ）やＢＩＯＳ（Ｂａｓｉｃ Ｉｎｐｕｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｙｓｔｅｍ）などのプログラム・コードを恒久的に格納する。ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）３は、ＲＯＭ２やＨＤＤ１１に格納されているプログラムをＣＰＵ１が実行する際にロードしたり、実行中のプログラムの作業データを一時的に保持したりするために使用される。これらはＣＰＵ１のローカル・ピンに直結されたローカル・バス４により相互に接続されている。

ローカル・バス４は、ブリッジ５を介して、ＰＣＩ（Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ）バスなどの入出力バス６に接続されている。

キーボード８と、マウスなどのポインティング・デバイス９は、ユーザにより操作される入力デバイスである。ディスプレイ１０は、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）又はＣＲＴ（Ｃａｔｈｏｄｅ Ｒａｙ Ｔｕｂｅ）などから成り、各種情報をテキストやイメージで表示する。

ＨＤＤ１１は、記録メディアとしてのハード・ディスクを内蔵したドライブ・ユニットであり、ハード・ディスクを駆動する。ハード・ディスクには、オペレーティング・システムや各種アプリケーションなどＣＰＵ１が実行するプログラムをインストールしたり、データ・ファイルなどを保存したりするために使用される。

通信部１２は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに従う無線通信インターフェースであり、インフラストラクチャ・モード下でアクセスポイント若しくは端末局として動作し、あるいはアドホック・モード下で動作し、通信範囲内に存在するその他の通信端末との通信を実行する。

本実施形態では、通信部１２は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現するＭＩＭＯ通信方式を採用している。送信ブランチ側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。一方、受信ブランチ側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得る。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。

図１及び図２には、ＭＩＭＯ通信を行なう通信部１２の送信機及び受信機の構成例をそれぞれ示している。

図１に示す送信機のアンテナ本数（若しくは、送信ブランチ数）はＭであり、このＭは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下では、送信ビーム・フォーミングを行なう場合を例にとって、送信機の構成について説明する。

データ発生器１００から供給される送信データは、スクランブラ１０２においてスクランブルが掛けられる。次いで、符号化器１０４で誤り訂正符号化を施される。スクランブル及び符号化方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従う。そして、符号化信号はデータ振り分け器１０６に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。

各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ１０８によりパンクチャし、インタリーバ１１０によりインタリーブし、マッパー１１２により、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）からなるＩＱ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。また、セレクタ１１１は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング系列を挿入して、マッパー１１２に供給する。インタリーブ方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。また、マッピング方式もＩＥＥＥ８０２．１１ａに従い、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを適用する。

空間多重部１１４内では、ビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａは、例えば、チャネル行列ＨからＳＶＤ（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：特異値分解）などの行列分解手法によって送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てる。あるいは、通信相手からフィードバックされるチャネル情報から送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てることもできる（周知）。そして、送信重み行列乗算部１１４ｂが各送信ストリームを要素とする送信ベクトルにこの送信重み行列Ｖを乗算して、送信信号にビーム形成を施す。

また、送信重み行列乗算部１１４ｂがチャネル行列Ｈに基づいて適応的な送信ビーム・フォーミングを行なう以外に、送信ブランチ間で送信タイミングに時間差を設けるＣｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＣＤＤ）などの固定的なビーム・フォーミングを行なう方法も挙げられる。ＣＤＤには、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されないようにするなどの効果がある。

高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）１１６では、周波数領域に並んだ各サブキャリアを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部１１８でガード・インターバルを付加する。そして、デジタル・フィルタ１２０にて帯域制限した後、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２２にてアナログ信号に変換する。ＲＦ部１２４では、アナログＬＰＦにより所望帯域以外の信号成分を除去し、所望のＲＦ周波数帯へ中心周波数をアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。ＲＦ帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。

また、図２に示す受信機のアンテナ本数（若しくは、受信ブランチ数）はＮであり、このＮは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下で説明する受信機は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを受信するものとする。

チャネルを通して受信機の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずＲＦ部２３０でアナログ処理が施される。

図３には、受信ブランチ毎のＲＦ部２３０内の構成例を示している。図示のＲＦ２３０は、低雑音アンプ（ＬＮＡ）３０１、ＲＦ周波数帯の受信信号をダウンコンバートする直交復調器（ＩＱデモジュレーター）３０２、受信信号の電力がＡＤコンバータ２２８のダイナミック・レンジに収まるように正規化するＡＧＣアンプ３０３、所望帯域以外の信号成分を除去するアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）３０４などで構成される。

ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、デジタル・フィルタ２２６に入力し、続いて、同期処理部２２４にて、同期タイミングの検出を行なう他、周波数オフセット補正、ノイズ・レベル（若しくはＳＮＲ）推定などの処理が行なわれる。同期タイミングの検出は、受信したパケットの先頭にバースト的に含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関又は相互相関をとることによって行なわれる（後述）。

ガード除去部２２２では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２２０により時間軸信号が周波数軸信号となる。続くキャリブレーション処理部２１８では、各受信ブランチの受信信号に対し、送受信ブランチ間の位相並びに振幅のインバランスを補正するためのキャリブレーション係数がそれぞれ乗算され、受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランス補正をディジタル部において実現する。

空間分離部２１６内では、空間多重された受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部２１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列から推定チャネル行列Ｈを組み立てる。逆方向のチャネル行列として送信機側のビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａに渡されることもある。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列推定部２１６ａで得られたチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部２１６ｂは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。

チャネル等化回路２１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー２１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ２１０はデインタリーブし、デパンクチャ２０８は所定のデータレートでデパンクチャする。

データ合成部２０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器２０４では尤度情報に基づいて誤り訂正復号した後、デスクランブラ２０２によりデスクランブルし、データ取得部２００は受信データを取得する。

続いて、通信システムにおいて用いられるパケット・フォーマットについて説明する。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードと、レガシー端末との互換性を全く持たない“Ｇｒｅｅｎ Ｆｉｅｌｄ（ＧＦ）”と呼ばれる動作モードに分けられる。

図１５並びに図１６には、レガシー・モード、ＭＭモードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。但し、各図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。

図１５に示すレガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマットである。レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、同期獲得並びに等化用の既知トレーニング・シンボルからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧＮＡＬ Ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。

また、図１６に示すパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。

ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。

なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。

ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。レガシー端末は、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル中のＬ−ＳＩＧをデコードして、自局宛てでないことと、データ長情報などを読み取り、適切な長さのＮＡＶ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）すなわち送信待機期間を設定して、衝突を回避することができる。この結果、ＭＭパケットはレガシー端末との互換性を実現することができる。

図１７には、レガシー・プリアンブルの構成を示している。先頭には、８．０マイクロ秒のショート・プリアンブル区間（ＳＴＦ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と８．０マイクロ秒のロング・プリアンブル区間（ＬＴＦ：Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）が付加されている。ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング・シーケンス（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＳＴＳ）からなるショート・プリアンブルｔ1〜ｔ10がバースト的すなわち１０回繰り返して送られる。また、ロング・プリアンブル区間では、１．６マイクロ秒のガード区間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＧＩ２の後に、ロング・トレーニング・シーケンス（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＬＴＳ）からなるロング・プリアンブルＴ1〜Ｔ2が２回繰り返して送られる。

受信機は、通常、ＳＴＦ内に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスＳＴＳ間で自己相関をとり、自己相関の絶対値（の２乗）が所定の閾値を超えたことによって（粗い）同期タイミングを判定することができる。また、０．８マイクロ秒の４個のＳＴＳシンボルを用いて、ＡＧＣゲイン設定やＤＣオフセットの補正を行なった後、残りの６個のＳＴＳシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう。例えば、パケット検出をトリガにして、残りのプリアンブル区間を用いてタイミング検出、周波数オフセット測定、ディジタル・ゲイン・コントロールなどの処理を行なう（例えば、特開２００４−２２１９４０号公報（段落０１５８〜０１６４、図１９）を参照のこと）。また、Ｌ−ＳＴＦ区間に続くＬ−ＬＴＦ区間で既知信号との相互相関を求め、そのピークを基に（詳細な）同期タイミングの検出を行なうことができる。

図１８には、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示している。図示のように、ＨＴ−ＳＩＧは２ＯＦＤＭシンボルで構成され、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳ（後述）やペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる各種の制御情報が記載される。ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドにおける記載内容は同じである。また、ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドを含むプリアンブル部分は、レガシー・プリアンブル並びにＨＴプリアンブルともに、符号化率１／２のＢＰＳＫ変調を適用するように取り決められている。このような低いデータレートを用いるのは、パケット受信に必要な処理や情報通知を確実に実現するためでもある。

また、ＭＩＭＯ通信では、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。このため、送信機は各送信アンテナから時間差を以って信号を送信する方法、すなわちＣＤＤが採用されている（前述）。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＨＴパケットのヘッダ部内の制御情報の１シンボル目（ＨＴ−ＳＩＧ１）に含まれるＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＆ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）値に基づいてＨＴフィールドで適用する伝送方式に関する情報を得る他に、以下のように空間ストリーム本数Ｎ_ssを特定することができる。

各空間ストリームで同じ変調方式の場合：
ＭＣＳ ０〜７ ⇒ Ｎ_ss＝１
ＭＣＳ ８〜１５ ⇒ Ｎ_ss＝２
ＭＣＳ １６〜２３ ⇒ Ｎ_ss＝３
ＭＣＳ ２４〜３１ ⇒ Ｎ_ss＝４

空間ストリーム毎に変調方式が異なる場合：
ＭＣＳ ３３〜３８ ⇒ Ｎ_ss＝２
ＭＣＳ ３９〜５２ ⇒ Ｎ_ss＝３
ＭＣＳ ５３〜７６ ⇒ Ｎ_ss＝４

そして、空間ストリーム本数Ｎ_ssから下記の表１並びに表２に従って、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル部分と、ＨＴフォーマット部分のそれぞれについて、送信アンテナ間の送信タイミングの遅延量（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ値）を識別することができる。

例えば、２本の空間ストリームからなるＭＩＭＯ通信を行なう場合、レガシー部分では、２本目の空間ストリームは、１本目の空間ストリームに対し−２００ナノ秒だけ遅延時間を持つ時間差信号となる。

ところが、送信機側でＣＤＤをかける、すなわち、送信アンテナ毎に異なる遅延量をかけて送信された信号を受信側で同期処理を行なう際に、複数の相関ピークが現れることになる。このため、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化して同期タイミングを獲得しようとすると、チャネルや受信環境によっては、誤検出確率が増加するケースが懸念される。

また、受信機側で複数本のアンテナで受信した信号レベルは、マルチパス・フェージングの影響により大きなばらつきを持つと推測される。このため、各受信ブランチについて最小あるいは最大の受信ゲインに適合させると、その後の受信動作に非常に大きなダイナミック・レンジを持たせることが必要となってしまう。

図４には、上記の表１の最下段に示した、４本の送信ブランチから異なる遅延量（Δ×１、Δ×２、Δ×３、Δ×４）のＣＤＤ信号の相関ピークを例示している。

また、図５には、マルチパス・チャネルを通った上記のＣＤＤ信号を４本の受信ブランチで受信して得られる出力相関ピークを例示している。同図に示すように、実際のＭＩＭＯ伝搬路を通った信号に対する相関値は、受信ブランチ毎に異なる相関ピークを持つ。受信ブランチ毎の相関ピークの様相が大きく異なる場合、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化しても意味がない。

これに対し、本発明者らは、互いの受信ブランチの相関ピークの様相が大きく異なる場合には、独立に同期タイミングを検出した方が、検出精度の向上が期待できると考えている。受信ブランチ毎に異なる同期タイミングで処理を行なっても、同期タイミングを受信ブランチ間で共通化させた場合と同じく、その後の受信処理には何ら影響はない。

図６には、受信ブランチ毎に配設される、相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示している。但し、図示の例では、例えばＬ−ＳＴＦ区間を用いて自己相関処理を行なうものとする。

遅延部６０１は、パケットの先頭にバースト的に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部６０２は、この遅延信号の共役複素数をとる。そして、乗算部６０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。

平均部６０４は、所定の移動平均区間にわたって乗算部６０３が出力する積の移動平均を計算して自己相関値を求める。そして、判定部６０６は、この自己相関値が所定の閾値を超えたタイミングでパケットを発見し、同期タイミングを獲得することができる。

ここで、同期処理部２２４は、プリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう際、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えたときに、パケット同期がとれたと判定することができる（但し、Ｘは１以上の整数）。ここで、閾値を超えない受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる自己相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。

あるいは、同期処理部２２４は、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±ｙ［サンプル］内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる自己相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。

また、図７には、受信ブランチ毎に配設される、相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示している。但し、図示の例では、例えばＬ−ＬＴＦ区間を用いて相互相関処理を行なうものとする。

遅延部７０１は、それぞれサンプル周期に相当する遅延時間を持つ複数の遅延素子を直列接続して構成され、全体としてはタイミング推定区間の遅延時間を与える。一方、プリアンブル保持部７００は規格で定義されている既知トレーニング・シーケンスＬＴＳのパターンを保持している。そして、受信信号サンプルを遅延部７０１の各遅延素子で１サンプルずつ遅延させ、各々の遅延信号をプリアンブル保持部７００の保持パターンと掛け合わせ、合計部５０３でこれらを合計して内積を求めることで、相互相関値を得ることができる。そして、ピーク検出部７０４は、相互相関関数のピーク位置を当該受信ブランチにおける同期タイミングとして出力する。

ここで、同期処理部２２４は、プリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう際、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えたときに、パケット同期がとれたと判定することができる（但し、Ｘは１以上の整数）。ここで、閾値を超えない受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。

あるいは、同期処理部２２４は、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±ｙ［サンプル］内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。

図２に示したＭＩＭＯ受信機では、ＡＤ変換した後の各受信ブランチの受信信号から同期処理部２２４で同期タイミングを検出するように描かれている。本実施形態では、同期処理部２２４内は、図８に示すように、図６又は図７に示した相関演算部８０１が受信ブランチ毎に並列的に配設されているものとする。集計部８０２では、各相関演算部の出力に基づいて（相関結果が閾値を超える受信ブランチ本数に基づいて）、パケット同期がとれたか否かを判定する。

図９には、図８に示した同期処理部２２４において、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順の一例をフローチャートの形式で示している。

同期処理部２２４内では、受信ブランチ毎に設けられた各相関演算部８０１が、互いに独立してプリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう（ステップＳ１）。

次いで、集計部８０２は、Ｎ本の受信ブランチでそれぞれ得られた相関値がすべて閾値を超えたか否かを判定する（ステップＳ２）。

ここで、Ｎ本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えていなければ（ステップＳ２のＮｏ）、タイマを起動し（ステップＳ３）、このタイマが消滅するまでは（ステップＳ４のＮｏ）、ステップＳ２に繰り返し戻って、集計部８０２は、各受信ブランチからの相関値の集計処理を継続する。

そして、Ｎ本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えたときには（ステップＳ２のＹｅｓ）、集計部８０２は、同期タイミングを確定させる（ステップＳ６）。これ以降、当該受信機においてはデータ復号など同期獲得以降の処理が実施される（ステップＳ７）。

他方、Ｎ本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えることなく（ステップＳ２のＮｏ）、タイマが消滅してしまったときには（ステップＳ４のＹｅｓ）、同期処理部２２４内では同期タイミングの獲得を断念する。この結果、当該受信機は初期状態に戻り（ステップＳ６）、次のパケットの到来を待機する。

すなわち、図９に示した処理手順によれば、すべての受信ブランチで求められた相関値が閾値を超えたときに、同期タイミングが確定する。

また、図１０には、図８に示した同期処理部２２４において、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順についての他の例をフローチャートの形式で示している。

同期処理部２２４内では、受信ブランチ毎に設けられた各相関演算部８０１が、互いに独立してプリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう（ステップＳ１１）。

次いで、集計部８０２は、Ｎ本の受信ブランチのうちＸ本以上で得られた相関値が閾値を超えたか否かを判定する（ステップＳ１２）。

ここで、Ｎ本の受信ブランチのうちＸ本以上で得られた相関値が閾値を超えていなければ（ステップＳ１２のＮｏ）、タイマを起動し（ステップＳ１３）、このタイマが消滅するまでは（ステップＳ１４のＮｏ）、ステップＳ１２に繰り返し戻って、集計部８０２は、各受信ブランチからの相関値の集計処理を継続する。

そして、Ｘ本以上の受信ブランチで得られた相関値が閾値を超えたときには（ステップＳ１２のＹｅｓ）、集計部８０２は、同期タイミングを確定させる（ステップＳ１６）。これ以降、当該受信機においてはデータ復号など同期獲得以降の処理が実施される（ステップＳ１７）。

他方、得られた相関値が閾値を超える受信ブランチ本数がＸに到達することなく（ステップＳ１２のＮｏ）、タイマが消滅してしまったときには（ステップＳ１４のＹｅｓ）、同期処理部２２４内では同期タイミングの獲得を断念する。この結果、当該受信機は初期状態に戻り（ステップＳ１６）、次のパケットの到来を待機する。

すなわち、図１０に示した処理手順によれば、幾つかの受信ブランチで求められた相関値が閾値を超えれば同期タイミングが確定する。閾値を超えなかった受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにする。あるいは、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±ｙ［サンプル］内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい（前述）。閾値を超えなかった受信ブランチについての同期タイミングを確定する様子を、図１１に示しておく。

なお、上記の説明では、同期処理部２２４内で受信ブランチ毎に自己相関処理（図６を参照のこと）又は相互相関処理（図７を参照のこと）のいずれかの相関処理に基づいて同期タイミングの検出を行なうようにしているが、これらの処理を組み合わせて、まず自己相関処理による粗い同期タイミングの検出（パケット発見）を行ない、続いて相互相関処理による詳細な同期タイミングの検出を行なうようにしてもよい。後段の相互相関処理は、パケット発見をトリガにして起動する。

図１２には、自己相関処理によるパケット発見とこれに続く相互相関処理による詳細な同期タイミング検出を組み合わせて構成される同期処理部２２４の内部構成例を示している。図示の通り、Ｌ−ＳＴＦ区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスＳＴＳを用いた自己相関処理を行なう自己相関演算部１２０１と、Ｌ−ＬＴＦ区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスＬＴＳを用いた相互相関処理を行なう相互相関演算部１２０３がそれぞれ受信ブランチ毎に設けられている。

第１の集計部１２０２は、各受信ブランチの自己相関値の集計結果を基に、パケット発見の識別信号を有効化する。例えば、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えたときに、パケット発見の識別信号を有効化するようにしてもよい。

そして、受信ブランチ毎の相互相関演算部１２０３は、この識別信号が有効化されたことに応答して起動して、Ｌ−ＬＴＦ区間の時間波形のＬＴＳを用いた相互相関処理を実行する。

さらに、第２の集計部１２０４は、各受信ブランチの相互相関値の集計結果を基に、詳細なタイミング検出を行なう。例えば、所定本数Ｘ以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±ｙ［サンプル］内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定する。

また、マルチパス・フェージングの影響により受信ブランチ間で最小並びに最大の受信ゲインに大きなばらつきがあるという問題に関しても、同期タイミング検出の場合と同様に、受信ブランチ毎に独立してＡＧＣ制御を行なうようにする。すべての受信ブランチでＡＧＣ制御を共通に行なう場合に比べると、ＡＤコンバータのダイナミック・レンジを抑える効果を期待することができる。

図１３には、ＡＧＣアンプ３０３の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示している。本実施形態では、図示のＡＧＣ制御は受信ブランチ毎に行なわれる。

ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりディジタル変換してからゲイン・コントロールを施す。ゲイン・コントロール部１３０１は、受信信号振幅を基にＡＧＣアンプにおける増幅度合いを算出する。受信振幅から受信電力を算出する。そして、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１３０２によりアナログ信号に戻してからアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）１３０３を通過させた後にＡＧＣアンプ３０３にフィードバックする。但し、ＡＧＣゲインが固定されると、ゲイン・コントロール部１３０１ではすべての処理をストップさせ、前回出力したゲイン・コントロールのための出力信号をホールドする。

受信ブランチ毎に独立してＡＧＣ制御を行なうようにすると、全受信ブランチでＡＧＣ制御を共通に行なう場合に比べ、ＡＤコンバータのダイナミック・レンジを抑える効果を期待することができる。

但し、その後復号処理では、ブランチのゲイン比を覚えておく必要がある。すなわち、ＡＧＣを行なったときの受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得るようにする。

例えば、（１）チャネル行列情報及びその逆行列情報、（２）ノイズ・レベル、ＳＮＲや尤度情報のブランチ間の平均化処理、については、ブランチ間のゲインを考慮した計算を行なう必要がある。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、主にＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、ＭＩＭＯ通信を行なう通信部１２の送信機の構成例を示した図である。 図２は、ＭＩＭＯ通信を行なう通信部１２の受信機の構成例を示した図である。 図３は、受信ブランチ毎のＲＦ部２３０内の構成例を示した図である。 図４は、４本の送信アンテナから異なる遅延量（Δ×１、Δ×２、Δ×３、Δ×４）のＣＤＤ信号の相関ピークを例示した図である。 図５は、マルチパス・チャネルを通った上記のＣＤＤ信号を４本の受信ブランチで受信して得られる出力相関ピークを例示した図である。 図６は、自己相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示した図である。 図７は、相互相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示した図である。 図８は、同期処理部２２４の内部構成例を示した図である。 図９は、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順の一例を示したフローチャートである。 図１０は、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順についての他の例を示したフローチャートである。 図１１は、図１０に示した処理手順に従って同期タイミングを確定した際に、閾値を超えなかった受信ブランチについての同期タイミングを確定する様子を示した図である。 図１２は、自己相関処理によるパケット発見とこれに続く相互相関処理による詳細な同期タイミング検出を組み合わせて構成される同期処理部２２４の内部構成例を示した図である。 図１３は、ＡＧＣアンプ３０３の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示した図である。 図１４は、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示した図である。 図１５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図１６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＭＭモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図１７は、レガシー・プリアンブルの構成を示した図である。 図１８は、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示した図である。

符号の説明

１…ＣＰＵ
２…ＲＯＭ
３…ＲＡＭ
４…ローカル・バス
５…ブリッジ
６…入出力バス
７…入出力インターフェース
８…キーボード
９…ポインティング・デバイス（マウス）
１０…ディスプレイ
１１…ＨＤＤ
１２…通信部
１００…データ発生器
１０２…スクランブラ
１０４…符号化器
１０６…データ振り分け部
１０８…パンクチャ
１１０…インタリーバ
１１１…セレクタ
１１２…マッパー
１１４…空間多重部
１１４ａ…ビーム生成用送信重み行列計算部
１１４ｂ…送信重み行列計算部
１１６…高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）
１１８…ガード挿入部
１２０…デジタル・フィルタ
１２２…ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１２４…ＲＦ部
２００…データ取得部
２０２…デスクランブラ
２０４…復号器
２０６…データ合成部
２０８…デパンクチャ
２１０…デインタリーバ
２１２…デマッパー
２１４…チャネル等化回路
２１６…空間分離部
２１６ａ…チャネル行列推定部
２１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
２１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
２１８…キャリブレーション処理部
２２０…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２２２…ガード除去部
２２４…同期処理部
２２６…デジタル・フィルタ
２２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
２３０…ＲＦ部
３０１…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
３０２…直交変調器
３０３…ＡＧＣアンプ
３０４…アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）
６０１…遅延部
６０２…複素共役部
６０３…乗算部
６０４…平均部
６０６…判定部
７００…プリアンブル保持部
７０１…遅延部
７０３…合計部
７０４…ピーク検出部
８０１…相関演算部
８０２…集計部
１２０１…自己相関演算部
１２０２…第１の相関部
１２０３…相互相関演算部
１２０４…第２の集計部
１３０１…ゲイン・コントロール部
１３０２…ＤＡコンバータ
１３０３…アナログＬＰＦ

Claims (14)

1. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、
   複数の受信ブランチと、
   前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、
   前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
6. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット発見を有効化する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、Ｘ本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する（但し、Ｘは１以上で前記受信ブランチの本数以下の整数）、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
8. 前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
9. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、
   複数の受信ブランチと、
   前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部と、
   前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
10. 前記ゲイン制御部がゲイン制御を行なったときの前記受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、前記受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得る、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
11. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、
    を有することを特徴とする無線通信方法。
12. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、
    前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御ステップと、
    前記ゲイン制御ステップにより受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、
    を有することを特徴とする無線通信方法。
13. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部、
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、
    として機能させるためにコンピューター・プログラム。
14. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
    前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部、
    前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、
    として機能させるためにコンピューター・プログラム。
    

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