JP2010103900A

JP2010103900A - 受信装置

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Publication number: JP2010103900A
Application number: JP2008275417A
Authority: JP
Inventors: Tomoaki Mizuta; 友昭水田; Mitsuru Tanabe; 充田邊
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2008-10-27
Filing date: 2008-10-27
Publication date: 2010-05-06
Anticipated expiration: 2028-10-27
Also published as: JP5270297B2

Abstract

【課題】通信帯域内に周期的ノイズ信号が混入した場合でも、精度良くシンボルタイミングを検出することができる受信装置を提供する。
【解決手段】記憶部２１〜２３は、ＳＴＳの生成に用いられる１２本のサブキャリアを４本ずつ組み合わせることで得られる３種類の周波数帯域の異なるサブキャリアの時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶する。相関器１０は、対応する記憶部２０に記憶された時間軸波形パターンと、受信信号との相関値Ｖを算出する。シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３により算出された相関値Ｖのピークレベルを基に、マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する。
【選択図】図３

Description

本発明は、マルチキャリア信号を受信する受信装置に関するものである。

相関器を用いた同期確立方法においては、通信帯域内に周期的ノイズ信号が混入した場合、相関値のパターンが乱れ、シンボルタイミングを正確に検出ことができなくなり、タイミングの誤検出あるいは、パケットロスが生じるという課題がある。

そこで、特許文献１には、自己相関処理によって受信した通信信号を同期補足する場合に、通信信号に周期性雑音が含まれていても同期補足を可能とすることを目的として（段落［０００８］）、下記の通信装置が開示されている。

まず、送信機が、周波数帯域の異なる４つの周波数ブロックを用いて同期信号を生成し、この同期信号を含む通信信号を受信機に送信する。次に、受信機がこの同期信号を４つの周波数ブロックに対応する周波数帯域を通過するバンドパスフィルタ４１ａ〜４１ｄを用いて４つの系統に分離し、後段に接続された４つの相関処理部４２ａ〜４２ｄに出力する。次に、相関処理部４２ａ〜４２ｄは、バンドパスフィルタ４１ａ〜４１ｄから出力された同期信号を自己相関処理して、同期信号の周期性を抽出する。次に、同期判定回路１３４が、相関処理部４２ａ〜４２ｄによる周期性の抽出結果を用いて、同期補足点を検出する。
特開２００６−５３９０号公報

しかしながら、特許文献１では、自己相関処理が用いられているが、自己相関処理では相関波形のピークが緩やかに現れるため、同期補足点を高精度で検出することが困難である。

本発明の目的は、通信帯域内に周期的ノイズ信号が混入した場合でも、精度良くシンボルタイミングを検出することができる受信装置を提供することである。

（１）本発明の一局面による受信装置は、マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、前記マルチキャリア信号のプリアンブル部を構成するシンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンを記憶する記憶部と、受信信号に対する各時間軸波形パターンの相関値を算出する相関器と、前記相関器により算出された各相関値のピークレベルを基に、前記マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する検出器とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、記憶部は周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンを記憶している。そして、相関器は受信信号に対する各時間軸波形パターンの相関値を算出している。そのため、受信信号に周期的ノイズ信号が混入しても、周期的ノイズ信号とは帯域の異なる時間軸波形パターンを用いて受信信号との相関値を求めると、この相関値は、ピークレベルが急峻となる。そのため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

また、相関器は、時間軸波形パターンを用いて相互相関により相関値を算出しているため、自己相関に比べて急峻なピークレベルを有する相関値を得ることができ、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（２）前記検出器は、前記各相関値の平均値に対するピークレベルの相対的な大きさから受信信号に対して相関の高い時間軸波形パターンを選択し、選択した時間軸波形パターンと受信信号との相関値を基に、前記シンボルタイミングを検出することが好ましい。

この構成によれば、相関値のピークのタイミングを精度良く検出することができる。

（３）前記時間軸波形パターンは、少なくとも３種類存在し、前記検出器は、前記各相関値のピークレベルを基に、各時間軸波形パターンによる受信信号のシンボルタイミングを帯域別シンボルタイミングとして検出し、同一時刻を示す前記帯域別シンボルタイミングの数が最大の時刻をシンボルタイミングとして検出することが好ましい。

この構成によれば、少なくとも３種類の時間軸波形パターンを用いて帯域別シンボルタイミングが検出される。そして、同一タイミングを示す帯域別シンボルタイミングの数が最大のタイミングがシンボルタイミングとして検出される。つまり、多数決によりシンボルタイミングが検出される。そのため、精度良くシンボルタイミングを検出することができる。

（４）前記相関器は、前記時間軸波形パターンの種類毎に設けられていることが好ましい。

この構成によれば、時間軸波形パターンの種類毎に相関器が設けられているため、各時間軸波形パターンによる相関値の算出処理を並列的に行うことが可能となり、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（５）各相関器の前段に設けられ、対応する時間軸波形パターンの周波数帯域を通過させるフィルタを更に備えることが好ましい。

この構成によれば、各相関器は、対応する時間軸波形パターンの周波数帯域の受信信号が入力されるため、相関値を精度良く算出することができる。

（６）受信信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された受信信号のゲインを調節するＡＣＧ回路とを更に備えることが好ましい。

この構成によれば、Ａ／Ｄ変換され、ゲインが調節された受信信号を用いてシンボルタイミングを検出することができる。

本発明によれば、受信信号に周期的ノイズ信号が混入しても、周期的ノイズ信号とは帯域の異なる時間軸波形パターンを用いて受信信号との相関値を求めることが可能となる。そのため、この時間軸波形パターンを用いて得られた相関値は、ピークレベルが急峻となる結果、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、例えば８０２．１１ａ規格の受信装置であり、周波数軸上で直交関係を有する狭帯域の複数のサブキャリアをデジタル変調して多重化するマルチキャリア信号を受信する受信装置である。

図１に示す受信装置は、アナログフロントエンド部１、可変利得増幅部２、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部３、ＧＩ（ガードインターバル）除去部４、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部５、復調部６、ＡＧＣ（自動利得制御）部７、及びタイミング検出器８を備えている。

アナログフロントエンド部１は、所定の伝送路を介して受信信号を受信し、所定のアナログ処理を行う。ここで、アナログフロントエンド部１は、例えば、低雑音増幅回路で受信信号を増幅し、次に、ローパスフィルタで受信信号に含まれる高周波ノイズを除去し、次に、周波数変換回路で受信信号を中間周波数に変換し、次に、増幅回路で受信信号を増幅するアナログ処理を実行する。

伝送路としては、例えば、有線又は無線のいずれを採用してもよい。有線としては、種々の通信線や電力線搬送通信に用いられる電力線等を採用することができる。

図２（Ａ）は、マルチキャリア信号のデータ構造を示し、図２（Ｂ）は図２（Ａ）に示すプリアンブル部４１のデータ構造を示し、図２（Ｃ）は図２（Ａ）に示すデータ部４３のデータ構造を示した図である。

図２（Ａ）に示すようにマルチキャリア信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）信号であり、プリアンブル部４１、ヘッダ部４２、及びデータ部４３を備えている。プリアンブル部４１は、例えばＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Protocol）プリアンブルであり、受信同期を確立するためのプリアンブル信号を格納する。ヘッダ部４２は、ヘッダ情報を格納する。データ部４３は、送信対象のデータを格納する。

図２（Ｂ）に示すように、プリアンブル部４１は、ショートプリアンブル部４１１及びロングプリアンブル部４１２を備えている。ショートプリアンブル部４１１は、ショートトレーニングシンボル（ＳＴＳ）を格納する。ロングプリアンブル部４１２は、ロングトレーニングシンボル（ＬＴＳ）を格納する。ＳＴＳ及びＬＴＳは、それぞれ、受信側で既知の固定パターン信号である。ＳＴＳは、主に、シンボルタイミングを検出するシンボル同期や、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control、自動周波数制御）の粗調整に利用される。ＬＴＳは、主に、ＡＦＣの微調整やチャネル推定に利用される。

８０２．１１ａ規格では、ショートプリアンブル部４１１は、１０個のＳＴＳが格納され、１個のＳＴＳの期間は、０．８μＳである。また、ロングプリアンブル部４１２は、２個のＬＴＳが格納され、１個のＬＴＳの期間は、３．２μＳである。そして、本実施の形態では、１０個のＳＴＳを用いてシンボルタイミングを検出する。

ヘッダ情報は、物理レイヤにおいてパケット信号を受信処理する上で必要な情報であり、例えば、データ部４３の伝送速度やデータ長が含まれる。

データ部４３は、例えば、データ信号４３２を収容する所定数のＯＦＤＭシンボルと、パイロット信号（ＰＳ）４３３を収容する所定数のＯＦＤＭシンボルとを備えている。各ＯＦＤＭシンボルは、先頭に設けられたガードインターバル（ＧＩ、Guard Interval）４３１を含む。ＧＩ４３１は、シンボル間干渉を回避するために設けられた冗長信号である。また、ＧＩ４３１は、データ信号４３２の後端の一定期間（ＰＳ４３３の場合にはＰＳ４３３の後端の一定期間）をコピー（複写）した信号である。

例えば、８０２．１１ａ規格では、ＯＦＤＭシンボルの期間は、４μＳであり、ＧＩ４３１の期間は、０．８μＳである。

図１に戻り、可変利得増幅部２は、ＡＧＣ部７からのＡＧＣ信号に応じて制御された利得でアナログフロントエンド部１から出力された受信信号を増幅し、ＡＤ変換部３へ出力する。ＡＤ変換部３は、可変利得増幅部２から出力された受信信号をＡ／Ｄ変換し、ＧＩ除去部４、ＡＧＣ部７及び、タイミング検出器８に出力する。

タイミング検出器８は、ＡＤ変換部３から出力された受信信号を用いて、キャリア周波数同期およびシンボルタイミング同期を行う。ＧＩ除去部４は、シンボルタイミング同期により検出されたシンボルタイミングに基づいてＯＦＤＭシンボルからＧＩを除去し、ＦＦＴ部５へ出力する。

ここで、キャリア周波数同期は、送受信装置間のキャリア周波数誤差を調整し、送受信装置間のキャリア周波数の同期を取ることである。

ＦＦＴ部５は、タイミング検出器８で検出されたシンボルタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウを開き、ＧＩが除去されたＯＦＤＭシンボルを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、復調部６へ出力する。復調部６は、ＦＦＴ部５から出力されたＯＦＤＭシンボルに対し、所定の信号処理を行い、目的の情報を取り出す。ここで、所定の信号処理としては、例えば、チャネル推定、チャネル等化、位相トラッキング、サブキャリア復調、軟判定、デインターリーブ、及びビタビ復号等が挙げられる。

ＡＧＣ部７は、ＡＤ変換部３から出力される受信信号に基づいて可変利得増幅部２の利得を算出し、この利得で可変利得増幅部２を制御するためのＡＧＣ信号を生成し、このＡＧＣ信号を可変利得増幅部２へ出力する。これにより、可変利得増幅部２は、受信信号のレベルが後段の各ブロックの処理に適したレベルとなるように増幅することができる。

図３は、本発明の実施の形態１によるタイミング検出器８の詳細な構成を示すブロック図である。タイミング検出器８は、３個の相関器１１〜１３、３個の記憶部２１〜２３、及びシンボルタイミング検出器３０を備えている。なお、図３では、相関器１１〜１３の個数及び記憶部２１〜２３の個数を３個としたが、これは一例であり、２個以上であれば３個以外の個数を採用してもよい。また、相関器１１〜１３を特に区別しない場合は、相関器１１〜１３に対して１０の符号を付す。また、記憶部２１〜２３を特に区別しない場合は、記憶部２１〜２３に対して２０の符号を付す。

記憶部２０は、マルチキャリア信号のプリアンブル部４１を構成するＳＴＳの生成に用いられる複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンを記憶する。

図４は、ＳＴＳの生成に用いられる複数のサブキャリアの周波数スペクトルを示している。なお、図４において、縦軸はサブキャリアの強度を示し、横軸は周波数を示している。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格では、ＳＴＳの生成に用いられる複数のサブキャリアとしては、マルチキャリア信号の生成に用いられる合計６４本のサブキャリアのうち、所定の１２本のサブキャリアが用いられている。具体的にはこれら１２本のサブキャリアには、それぞれ、(13/6)^１／２×{1+j，-1-j，1+j，-1-j， -1-j，1+j，-1-j，-1-j，1+j，1+j，1+j，1+j}のシンボルが与えられている。以下、これら１２本のサブキャリアにはこれらのシンボルが与えられていることを前提にして説明する。そして、図４では、これら１２本のサブキャリアが示されている。

ここで、記憶部２１〜２３は、それぞれ、図４に示す１２本のサブキャリアを４本ずつ組み合わせることで得られる３種類の周波数帯域の異なるサブキャリアの時間軸波形パターンを記憶している。

図５（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、記憶部２１〜２３が記憶する時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンＰＡは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図５（Ａ）に示す低域側から数えて１本目から４本目までの４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、時間軸波形パターンＰＢは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図５（Ｂ）に示す中域の４本、すなわち、低域側から数えて５本目から８本目までの４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

時間軸波形パターンＰＣは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図５（Ｃ）に示す高域側の４本、すなわち、低域側から数えて９本目から１２本目の４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

なお、記憶部２１〜２３は、それぞれ、図５に代えて図６に示す時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶してもよい。図６（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、記憶部２１〜２３が記憶する別の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンＰＡは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図６（Ａ）に示す低域側から数えて１本目、２本目、１１本目、１２本目の４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、時間軸波形パターンＰＢは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図６（Ｂ）に示す低域側から数えて３本目、４本目、９本目、１０本目の４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

時間軸波形パターンＰＣは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図６（Ｃ）に示す低域側から数えて５本目、６本目、７本目、８本目の４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、記憶部２１〜２３は、それぞれ、図５、図６に代えて図７に示すように、図４に示す１２本のサブキャリアから８本ずつ組み合わせることで得られる３種類の周波数帯域の異なるサブキャリアの時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶してもよい。

図７（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、記憶部２１〜２３が記憶する更に別の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンＰＡは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図７（Ａ）に示す低域側から数えて１本目から８本目までの８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、時間軸波形パターンＰＢは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図７（Ｂ）に示す低域側から数えて１本目から４本目までと９本目から１２本目までの８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

時間軸波形パターンＰＣは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図７（Ｃ）に示す低域側から数えて５本目から１２本目までの８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、記憶部２１〜２３は、それぞれ、図７に代えて図８に示す時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶してもよい。図８（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、記憶部２１〜２３が記憶する更に別の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数スペクトルを示した図である。

時間軸波形パターンＰＡは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図８（Ａ）に示す低域側から数えて１本目から４本目までと８本目から１２本目までの８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、時間軸波形パターンＰＢは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図８（Ｂ）に示す低域側から数えて３本目から１０本目までの８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

時間軸波形パターンＰＣは、図４に示す１２本のサブキャリアのうち、図８（Ｃ）に示す低域側から数えて１本目、２本目、５本目〜８本目、１１本目、１２本目の８本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

図３に戻り、相関器１０は、対応する記憶部２０に記憶された時間軸波形パターンと、受信信号との相関値を算出する。ここで、相関器１０は、例えばマッチトフィルタにより相関値を算出する。

図９は、マッチトフィルタの説明図である。マッチトフィルタを採用する場合、記憶部２０は、時間軸波形パターンを所定のサンプリング周期ＴＳでサンプリングすることで得られるＮ個のフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１予め記憶する。

そして、相関器１０は、例えばＡ／Ｄ変換部３によりサンプリング周期ＴＳでサンプリングされた受信信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１のそれぞれにフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１を乗じ、得られた値を加算することで相関値Ｖを求める。すなわち、相関値Ｖは、Ｖ＝Σ_{ｉ＝０〜Ｎ−１}ｍ_ｉ・Ｒ_ｉにより算出される。ここで、サンプリング周期ＴＳとしては、例えば１個のＳＴＳの期間に所定回（例えば１６回）、相関値Ｖを算出することができる値を採用することができる。

なお、相関器１０は、バッファを備え、このバッファに最新の受信信号であるＲ_Ｎ−１から、過去一定期間の受信信号を保存しておく。そして、最新の受信信号Ｒ_Ｎ−１が入力されると、バッファから受信信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１を読み出し、読み出した受信信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１とフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１とを用いてマッチトフィルタを行えばよい。

図３に戻り、シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３により算出された相関値Ｖのピークレベルを基に、マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する。ここで、シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３により算出された相関値Ｖの平均値に対するピークレベルの相対的な大きさから受信信号に対して相関の高い時間軸波形パターンを選択し、選択した時間軸波形パターンと受信信号との相関値を基に、シンボルタイミングを検出する。

図１０（Ａ）はプリアンブル部４１のデータ構造を示し、図１０（Ｂ）は相関器１０が算出する相関値Ｖを示したグラフである。なお、図１０（Ｂ）のグラフにおいて、縦軸は相関値Ｖを示し、横軸は時間を相関値Ｖのサンプル数で示している。なお、横軸の目盛は相関値Ｖのサンプル数を示している。

図１０に示すｔ１〜ｔ１０は、相関器１０に入力されるショートプリアンブル部４１１に格納される１０個のＳＴＳを示している。

図１０（Ｂ）に示すように相関値Ｖは、ｔ１〜ｔ１０に対応して１０個のピークが現れている。この１０個のピークが現れた時刻は、サブキャリア信号と時間軸波形パターンとが実質的に重なった時刻を示している。

そして、シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３のそれぞれにより繰り返し算出される相関値Ｖの時間的推移から所定時間内における相関値Ｖの平均値Ｖａｖｅに対する相関値ＶのピークレベルＶＰの相対値を算出し、相関器１１〜１３のうち、相対値が最大の相関器１０を特定することで、時間軸波形パターンを選択する。

そして、シンボルタイミング検出器３０は、特定した相関器１０により算出される相関値Ｖのピークの間隔からピーク周期ＴＰを検出し、ｔ１０に対応する１０回目のピークを検出した後、ピーク周期ＴＰが経過した時刻Ｔｊにおいて、１１回目のピークを検出しなかった場合、この時刻Ｔｊをシンボルタイミングとして検出する。

ここで、相対値としては、ピークレベルＶＰ／平均値Ｖａｖｅを採用してもよいし、ピークレベルＶＰ−平均値Ｖａｖｅを採用してもよい。また、相対値を用いる代わりにピークレベルＶＰのみを用いてシンボルタイミングを検出してもよい。この場合、シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３のうち、最大のピークレベルＶＰを算出する相関器１０を特定すればよい。

次に、本受信装置の動作について説明する。相関器１１〜１３は、受信信号が受信されると、それぞれ、マッチトフィルタにより受信信号と時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣとの相関値Ｖをサンプリング周期ＴＳで算出する。次に、シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３のうち、相関値ＶのピークレベルＶＰと平均値Ｖａｖｅとから相対値を求める。この場合、シンボルタイミング検出器３０は、平均値Ｖａｖｅとして、マルチキャリア信号の受信を開始してから相関値Ｖの算出時までの相関値Ｖの平均値を採用してもよいし、ピーク周期ＴＰ等の一定期間における相関値Ｖの平均値を採用してもよい。なお、マルチキャリア信号の受信を開始したか否かの判定は、例えば、一定のレベルを超える受信信号を連続して受信したか否かに基づいて行えばよい。

次に、シンボルタイミング検出器３０は、相対値が最大の相関値Ｖを出力する相関器１０を特定する。次に、シンボルタイミング検出器３０は、特定した相関器１０から出力される相関値Ｖを用いてシンボルタイミングを検出する。

図１１（Ａ）〜（Ｃ）は、シンボルタイミング検出器３０による相関器１０の特定手法を説明するグラフであり、それぞれ、相関器１１〜１３から出力される相関値Ｖを示している。

図１１（Ａ）〜（Ｃ）においては、相対値として、ピークレベルＶＰ／平均値Ｖａｖｅを採用した。また、図１１（Ａ）〜（Ｃ）において、縦軸は相関値を示し、横軸は時間を相関値Ｖのサンプル数で示している。図１１（Ａ）〜（Ｃ）において、相対値はそれぞれ、７．３５、２．６２、２．６４である。よって、シンボルタイミング検出器３０は、相対値が７．３５であり最大である相関値Ｖを出力する相関器１１を特定する。つまり、相対値が増大するにつれてピークが急峻に現れるため、シンボルタイミング検出器３０は、相対値の大きな相関値Ｖを用いることで、シンボルタイミングを高精度に検出することが可能となる。

このように、本受信装置によれば、記憶部２１〜２３は周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶している。そして、相関器１１〜１３は受信信号と時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣとの相関値Ｖを算出している。そのため、例えば時間軸波形パターンＰＡの周波数帯域に周期的ノイズ信号が混入しても、周期的ノイズ信号とは帯域の異なる時間軸波形パターンＰＡ以外の時間軸波形パターンを用いて受信信号との相関値Ｖを求めると、この相関値Ｖは、ピークが急峻となる。そのため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

また、相関器１０は、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを用いて相互相関により相関値Ｖを算出しているため、自己相関に比べて急峻なピークレベルを有する相関値Ｖを得ることができ、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

なお、上記実施の形態では、３種類の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを用いたが、これに限定されず、２種類又は４種類以上の時間軸波形パターンを採用してもよい。この場合、採用する時間軸波形パターンの種類に応じた個数の相関器１０を設ければよい。

また、図４に示す１２本のサブキャリアの中から時間軸波形パターンとして用いるサブキャリアの本数を多くすると、その分、シンボルタイミングの検出精度は上昇する。したがって、シンボルタイミングの検出精度を上昇させるという観点からすると、図４に示す１２本のサブキャリアから１１本を取り出して１１種類のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる１１種類の波形を時間軸波形パターンとして採用することが好ましい。

但し、シンボルタイミングの検出精度をある程度維持すると同時に処理の高速化及び回路規模の増大を抑制するという観点からすると、時間軸波形パターンの種類としては上記実施の形態に示した３個程度を採用することが好ましい。

（実施の形態２）
実施の形態２による受信装置は、相関器１１〜１３の前段にフィルタ５１〜５３を設けたことを特徴とする。図１２は、本発明の実施の形態２による受信装置のタイミング検出器８の詳細な構成を示すブロック図である。

図８に示すタイミング検出器８は、図３の構成に加えて、相関器１１〜１３の前段に３個のフィルタ５１〜５３が更に設けられている。なお、フィルタ５１〜５３を特に区別しない場合は、フィルタ５１〜５３に対して５０の符号を付す。フィルタ５０以外の構成は、図３と同一であるため、説明を省く。

フィルタ５１〜５３は、それぞれ、対応する記憶部２１〜２３が記憶する時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数帯域を通過するバンドパスフィルタにより構成されている。

例えば、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣとして図５（Ａ）〜（Ｃ）のものを採用する場合について以下説明する。

ＳＴＳの周波数帯域としては例えば０〜３２ＭＨｚのものを採用することができる。そして、図５（Ａ）に示す時間軸波形パターンＰＡの周波数帯域として例えば０〜１０ＭＨｚのものを採用することができ、図５（ｂ）に示す時間軸波形パターンＰＢの周波数帯域として例えば１２〜２０ＭＨｚものを採用することができ、図５（Ｃ）に示す時間軸波形パターンＰＣの周波数帯域として例えば２２〜３２ＭＨｚのものを採用することができる。

この場合、フィルタ５１としては、０〜１０ＭＨｚの信号を通過するバンドパスフィルタを採用し、フィルタ５２としては、１２〜２０ＭＨｚの信号を通過するバンドパスフィルタを採用し、フィルタ５３としては、２２〜３２ＭＨｚの信号を通過するバンドパスフィルタを採用すればよい。

これにより、相関器１１〜１３には、それぞれ、周波数帯域が０〜１０ＭＨｚ、１２〜２０ＭＨｚ、２２〜３２ＭＨｚの受信信号が入力される。

このように、本実施の形態による受信装置によれば、相関器１１〜１３は、対応する時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数帯域の受信信号が入力されるため、相関値Ｖを精度良く算出することができる。

なお、上記実施の形態では、フィルタ５０として３個のフィルタ５１〜５３を採用したが、これに限定されず、採用する時間軸波形パターンの種類に応じた個数のフィルタ５０を採用してもよい。

また、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣとして、図５（Ａ）〜（Ｃ）のものを採用したが、図６〜図８に示すものを採用してもよい。この場合、フィルタ５１〜５３は、対応する時間軸波形パターンの周波数帯域の信号を通過させることができるバンドパスフィルタやバンドストップフィルタを採用すればよい。

（実施の形態３）
実施の形態３による受信装置は、シンボルタイミング検出器３０が相関器１０を特定する手法が実施の形態１、２とは相違する点を特徴としている。なお、本実施の形態において、全体構成を示すブロック図は図１を用い、タイミング検出器８の詳細な構成を示すブロック図としては図１２を用いる。また、実施の形態１、２と共通する部分は説明を省く。

図１２に示すシンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３により算出された各相関値ＶのピークレベルＶＰを基に、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣによる受信信号のシンボルタイミングを帯域別シンボルタイミングとして検出し、同一時刻を示す帯域別シンボルタイミングの数が最大の時刻をシンボルタイミングとして検出する。

図１３（Ａ）〜（Ｃ）は、実施の形態３によるシンボルタイミング検出器３０の処理を説明するためのグラフであり、それぞれ、相関器１１〜１３により算出される相関値Ｖ１〜Ｖ３を示している。なお、図１３（Ａ）〜（Ｃ）において、縦軸は相関値Ｖ１〜Ｖ３を示し、横軸は時間を示している。

シンボルタイミング検出器３０は、相関器１１〜１３から出力される相関値Ｖ１〜Ｖ３のピーク周期ＴＰを検出し、相関値Ｖ１〜Ｖ３の１０回目のピークの検出する。そして、１０回目のピークを検出した後、ピーク周期ＴＰ１〜ＴＰ３が経過した時刻Ｔｊにおける相関値Ｖが規定値より低い場合、時刻Ｔｊを相関値Ｖ１〜Ｖ３の帯域別シンボルタイミングとして検出する。

図１３（Ａ）に示す時刻Ｔｊにおいて相関値Ｖ１は規定値より低いため、この時刻Ｔｊは相関値Ｖ１の帯域別シンボルタイミングとして検出される。図１３（Ｂ）に示す時刻Ｔｊにおいて相関値Ｖ２は規定値より低いため、この時刻Ｔｊは相関値Ｖ２の帯域別シンボルタイミングとして検出される。

一方、図１３（Ｃ）に示す時刻Ｔｊにおいて相関値Ｖ３は規定値より高いため、相関値Ｖ３からは帯域別シンボルタイミングが検出されない。そして、図１３（Ａ）に示す時刻Ｔｊと図１３（Ｂ）に示す時刻Ｔｊとは同一時刻を示している。よって、シンボルタイミング検出器３０は、多数決により、図１３（Ａ）、（Ｂ）に示す時刻Ｔｊをシンボルタイミングとして検出する。

なお、図１３（Ｃ）に示す相関値Ｖ３において、帯域別シンボルタイミングが検出されたとして、この帯域別シンボルタイミングを示す時刻Ｔｊが図１３（Ａ）、（Ｂ）に示す時刻Ｔｊと相違する場合、シンボルタイミング検出器３０は、多数決により、図１３（Ａ）、（Ｂ）に示す時刻Ｔｊをシンボルタイミングとして検出する。

また、相関値Ｖ１〜Ｖ３の帯域別シンボルタイミングを示す時刻Ｔｊが全て相違する場合、シンボルタイミング検出器３０は、ずれが小さい２つの相関値Ｖを特定し、特定した２つの相関値Ｖの帯域別シンボルタイミングを示す時刻Ｔｊの例えば平均値をマルチキャリア信号のシンボルタイミングとして検出してもよい。

このように、本受信装置によれば、多数決によりシンボルタイミングが検出されるため、精度良くシンボルタイミングを検出することができる。なお、本実施の形態では、多数決によりシンボルタイミングを検出しているため、時間軸波形パターンは少なくとも３種類必要となる。

本発明の実施の形態１による受信装置の構成を示すブロック図である。図２は、マルチキャリア信号のデータ構造を示した図である。本発明の実施の形態１によるタイミング検出器の詳細な構成を示すブロック図である。ＳＴＳの生成に用いられる複数のサブキャリアの周波数スペクトルを示している。時間軸波形パターンの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンの周波数スペクトルを示した図である。時間軸波形パターンの周波数スペクトルを示した図である。マッチトフィルタの説明図である。（Ａ）はプリアンブル部のデータ構造を示し、（Ｂ）は相関器が算出する相関値を示したグラフである。シンボルタイミング検出器による相関器の特定手法を説明するグラフである。本発明の実施の形態２によるタイミング検出器の詳細な構成を示すブロック図である。実施の形態３によるシンボルタイミング検出器の処理を説明するためのグラフである。

符号の説明

１アナログフロントエンド部
２可変利得増幅部
３変換部
４ＧＩ除去部
５ＦＦＴ部
６復調部
７ＡＧＣ部
８タイミング検出器
１０、１１、１２、１３相関器
２０、２１、２２、２３記憶部
３０シンボルタイミング検出器
５０、５１、５２、５３フィルタ

Claims

マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、
前記マルチキャリア信号のプリアンブル部を構成するシンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンを記憶する記憶部と、
受信信号に対する各時間軸波形パターンの相関値を算出する相関器と、
前記相関器により算出された各相関値のピークレベルを基に、前記マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する検出器とを備えることを特徴とする受信装置。
前記検出器は、前記各相関値の平均値に対するピークレベルの相対的な大きさから受信信号に対して相関の高い時間軸波形パターンを選択し、選択した時間軸波形パターンと受信信号との相関値を基に、前記シンボルタイミングを検出することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
前記時間軸波形パターンは、少なくとも３種類存在し、
前記検出器は、前記各相関値のピークレベルを基に、各時間軸波形パターンによる前記受信信号のシンボルタイミングを帯域別シンボルタイミングとして検出し、同一時刻を示す前記帯域別シンボルタイミングの数が最大の時刻をシンボルタイミングとして検出することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
前記相関器は、前記時間軸波形パターンの種類毎に設けられていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信装置。
各相関器の前段に設けられ、対応する時間軸波形パターンの周波数帯域を通過させるフィルタを更に備えることを特徴とする請求項４記載の受信装置。
受信信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された受信信号のゲインを調節するＡＣＧ回路とを更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の受信装置。