JP2010103908A

JP2010103908A - 受信装置

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Publication number: JP2010103908A
Application number: JP2008275524A
Authority: JP
Inventors: Tomoaki Mizuta; 友昭水田; Mitsuru Tanabe; 充田邊
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2008-10-27
Filing date: 2008-10-27
Publication date: 2010-05-06
Anticipated expiration: 2028-10-27
Also published as: JP5271036B2

Abstract

【課題】通信帯域内にノイズ成分が混入した場合でも、精度良くシンボルタイミングを検出する。
【解決手段】ノイズ検出器９は、シンボルタイミングが検出される前の受信待機中に入力される入力信号からノイズ成分を検出する。相関値算出部１００は、マルチキャリア信号のプリアンブル部を構成するシンボルの時間軸上の波形を示す所定の第１の時間軸波形パターンからノイズ成分の周波数帯域が含まれていない第２の時間軸波形パターンを用いて、マルチキャリア信号の相関値を算出する。シンボルタイミング検出器３０は、相関値算出部１００により算出された相関値を基に、シンボルタイミングを検出する。
【選択図】図３

Description

本発明は、マルチキャリア信号を受信する受信装置に関するものである。

相関器を用いた同期確立方法においては、通信帯域内に周期的ノイズ成分が混入した場合、相関値のパターンが乱れ、シンボルタイミングを正確に検出ことができなくなり、タイミングの誤検出あるいは、パケットロスが生じるという課題がある。

そこで、特許文献１には、自己相関処理によって受信した通信信号を同期補足する場合に、通信信号に周期性雑音が含まれていても同期補足を可能とすることを目的として（段落［０００８］）、下記の通信装置が開示されている。

まず、送信機が、周波数帯域の異なる４つの周波数ブロックを用いて同期信号を生成し、この同期信号を含む通信信号を受信機に送信する。次に、受信機がこの同期信号を４つの周波数ブロックに対応する周波数帯域を通過するバンドパスフィルタ４１ａ〜４１ｄを用いて４つの系統に分離し、後段に接続された４つの相関処理部４２ａ〜４２ｄに出力する。次に、相関処理部４２ａ〜４２ｄは、バンドパスフィルタ４１ａ〜４１ｄから出力された同期信号を自己相関処理して、同期信号の周期性を抽出する。次に、同期判定回路１３４が、相関処理部４２ａ〜４２ｄによる周期性の抽出結果を用いて、同期補足点を検出する。
特開２００６−５３９０号公報

しかしながら、特許文献１では、自己相関処理が用いられているが、自己相関処理では相関波形のピークが緩やかに現れるため、同期補足点を高精度で検出することが困難である。

本発明の目的は、通信帯域内にノイズ成分が混入した場合でも、精度良くシンボルタイミングを検出することができる受信装置を提供することである。

（１）本発明の一局面による受信装置は、マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、シンボルタイミングが検出される前の受信待機中に入力される入力信号からノイズ成分を検出するノイズ検出器と、前記マルチキャリア信号のプリアンブル部を構成するシンボルの時間軸上の波形を示す所定の第１の時間軸波形パターンから前記ノイズ成分の周波数帯域が除去された第２の時間軸波形パターンを用いて、前記入力信号の相関値を算出する相関値算出部と、前記相関値算出部により算出された相関値を基に、前記マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する検出器とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、受信待機中に入力されたノイズ成分の周波数帯域が除去された第２の時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値が算出され、この相関値を基に、シンボルタイミングが検出されている。そのため、シンボルタイミングを精度よく検出することができる。

（２）前記第１の時間軸波形パターンは、前記シンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアの時間軸上の波形を示し、前記相関値算出部は、前記複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンをそれぞれ記憶する複数の記憶部と、前記複数の記憶部に対応して設けられ、対応する記憶部に記憶された時間軸波形パターンを用いて前記マルチキャリア信号の相関値を算出する複数の相関器とを備え、前記ノイズ検出器は、前記第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部に対応する相関器を選択し、前記検出器は、前記ノイズ検出器により選択された相関器が算出した相関値を基に、シンボルタミングを検出することが好ましい。

この構成によれば、複数の記憶部は、第１の時間軸波形パターンを構成する複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンをそれぞれ記憶している。各相関器は、対応する記憶部に記憶された時間軸波形パターンを用いてサブキャリア信号の相関値を算出する。ノイズ検出器は、第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部に対応する相関器を選択する。検出器は、ノイズ検出器により選択された相関器により算出された相関値を基に、シンボルタイミングを検出する。そのため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（３）前記複数の記憶部に対応して各相関器の前段に設けられ、対応する記憶部に記憶された時間軸波形パターンの周波数帯域を通過する複数のフィルタと、前記複数のフィルタの中から、前記ノイズ成分の周波数帯域を制限するフィルタを選択するフィルタ選択部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、ノイズ成分の周波数帯域を含まない時間軸波形パターンを記憶する記憶部に対応する相関器にのみ入力信号が入力されると共に、この入力信号には入力先の相関器に対応する時間軸波形パターンの周波数帯域のみが含まれているため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（４）前記第１の時間軸波形パターンは、前記シンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアの時間軸上の波形を示し、前記相関値算出部は、前記複数のサブキャリアのうち、前記ノイズ成分の周波数帯域を含まないサブキャリアを用いて前記第２の時間軸波形パターンを生成するパターン生成器と、前記パターン生成器により生成された第２の時間軸波形パターンを用いて前記入力信号の相関値を算出する相関器とを備えることが好ましい。

この構成によれば、パターン生成器は、ノイズ成分の周波数帯域を含まないサブキャリアを用いて第２の時間軸波形パターンを生成する。相関器は、この第２の時間軸波形パターンを用いてサブキャリア信号の相関値を求める。そのため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（５）前記相関器の前段に設けられ、フィルタ係数を用いて前記入力信号をフィルタ処理する可変フィルタと、前記ノイズ成分の周波数帯域を前記入力信号から除去するための前記フィルタ係数を算出する係数算出部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、相関器には、ノイズ成分の周波数帯域が除去された入力信号が入力されるため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（６）前記入力信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された入力信号のゲインを調節するＡＣＧ回路とを更に備えることが好ましい。

この構成によれば、Ａ／Ｄ変換され、ゲインが調節された入力信号を用いてシンボルタイミングを検出することができる。

本発明によれば、受信待機中に入力されたノイズ成分の周波数帯域が除去された時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値が算出され、この相関値を基に、シンボルタイミングが検出されている。そのため、シンボルタイミングを精度よく検出することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、例えば８０２．１１ａ規格の受信装置であり、周波数軸上で直交関係を有する狭帯域の複数のサブキャリアをデジタル変調して多重化するマルチキャリア信号を受信する受信装置である。

図１に示す受信装置は、アナログフロントエンド部１、可変利得増幅部２、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部３、ＧＩ（ガードインターバル）除去部４、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部５、復調部６、ＡＧＣ（自動利得制御）部７、タイミング検出器８、及びノイズ検出器９を備えている。

アナログフロントエンド部１は、所定の伝送路を介して入力信号を受信し、所定のアナログ処理を行う。ここで、アナログフロントエンド部１は、例えば、低雑音増幅回路で入力信号を増幅し、次に、ローパスフィルタで入力信号に含まれる高周波ノイズを除去し、次に、周波数変換回路で入力信号を中間周波数に変換し、次に、増幅回路で入力信号を増幅するアナログ処理を実行する。

伝送路としては、例えば、有線又は無線のいずれを採用してもよい。有線としては、種々の通信線や電力線搬送通信に用いられる電力線等を採用することができる。

図２（Ａ）はマルチキャリア信号のデータ構造を示し、図２（Ｂ）は図２（Ａ）に示すプリアンブル部４１のデータ構造を示し、図２（Ｃ）は図２（Ａ）に示すデータ部４３のデータ構造を示した図である。

図２（Ａ）に示すようにマルチキャリア信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）信号であり、プリアンブル部４１、ヘッダ部４２、及びデータ部４３を備えている。プリアンブル部４１は、例えばＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Protocol）プリアンブルであり、受信同期を確立するためのプリアンブル信号を格納する。ヘッダ部４２は、ヘッダ情報を格納する。データ部４３は、送信対象のデータを格納する。

図２（Ｂ）に示すように、プリアンブル部４１は、ショートプリアンブル部４１１及びロングプリアンブル部４１２を備えている。ショートプリアンブル部４１１は、ショートトレーニングシンボル（ＳＴＳ）を格納する。ロングプリアンブル部４１２は、ロングトレーニングシンボル（ＬＴＳ）を格納する。ＳＴＳ及びＬＴＳは、それぞれ、受信側で既知の固定パターン信号である。ＳＴＳは、主に、シンボルタイミングを検出するシンボル同期や、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control、自動周波数制御）の粗調整に利用される。ＬＴＳは、主に、ＡＦＣの微調整やチャネル推定に利用される。

８０２．１１ａ規格では、ショートプリアンブル部４１１は、１０個のＳＴＳが格納され、１個のＳＴＳの期間は、０．８μＳである。また、ロングプリアンブル部４１２は、２個のＬＴＳが格納され、１個のＬＴＳの期間は、３．２μＳである。そして、本実施の形態では、１０個のＳＴＳを用いてシンボルタイミングを検出する。

ヘッダ情報は、物理レイヤにおいてパケット信号を受信処理する上で必要な情報であり、例えば、データ部４３の伝送速度やデータ長が含まれる。

データ部４３は、例えば、データ信号４３２を収容する所定数のＯＦＤＭシンボルと、パイロット信号（ＰＳ）４３３を収容する所定数のＯＦＤＭシンボルとを備えている。各ＯＦＤＭシンボルは、先頭に設けられたガードインターバル（ＧＩ、Guard Interval）４３１を含む。ＧＩ４３１は、シンボル間干渉を回避するために設けられた冗長信号である。また、ＧＩ４３１は、データ信号４３２の後端の一定期間（ＰＳ４３３の場合にはＰＳ４３３の後端の一定期間）をコピー（複写）した信号である。

例えば、８０２．１１ａ規格では、ＯＦＤＭシンボルの期間は、４μＳであり、ＧＩ４３１の期間は、０．８μＳである。

図１に戻り、可変利得増幅部２は、ＡＧＣ部７からのＡＧＣ信号に応じて制御された利得でアナログフロントエンド部１から出力された入力信号を増幅し、ＡＤ変換部３へ出力する。ＡＤ変換部３は、可変利得増幅部２から出力された入力信号をＡ／Ｄ変換し、ＧＩ除去部４、ＡＧＣ部７、タイミング検出器８、及びノイズ検出器９に出力する。

タイミング検出器８は、ＡＤ変換部３から出力された入力信号を用いて、キャリア周波数同期及びシンボルタイミング同期を行う。ＧＩ除去部４は、タイミング検出器８により検出されたシンボルタイミングに基づいてＯＦＤＭシンボルからＧＩを除去し、ＦＦＴ部５へ出力する。

ここで、キャリア周波数同期は、送受信装置間のキャリア周波数誤差を調整し、送受信装置間のキャリア周波数の同期を取ることである。

ＦＦＴ部５は、タイミング検出器８で検出されたシンボルタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウを開き、ＧＩが除去されたＯＦＤＭシンボルを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、復調部６へ出力する。復調部６は、ＦＦＴ部５から出力されたＯＦＤＭシンボルに対し、所定の信号処理を行い、目的の情報を取り出す。ここで、所定の信号処理としては、例えば、チャネル推定、チャネル等化、位相トラッキング、サブキャリア復調、軟判定、デインターリーブ、及びビタビ復号等が挙げられる。

ＡＧＣ部７は、ＡＤ変換部３から出力される入力信号に基づいて可変利得増幅部２の利得を算出し、この利得で可変利得増幅部２を制御するためのＡＧＣ信号を生成し、このＡＧＣ信号を可変利得増幅部２へ出力する。これにより、可変利得増幅部２は、入力信号を後段の各ブロックの処理に適したレベルとなるように増幅することができる。

図３は、本発明の実施の形態１によるタイミング検出器８の詳細な構成及びノイズ検出器９を示すブロック図である。タイミング検出器８は、相関値算出部１００及びシンボルタイミング検出器３０（検出器）を備えている。

相関値算出部１００は、３個の相関器１１〜１３、及び３個の記憶部２１〜２３を備えている。そして、相関値算出部１００は、マルチキャリア信号のプリアンブル部４１を構成するシンボルの時間軸上の波形を示す所定の第１の時間軸波形パターンからノイズ成分の周波数帯域が除去された第２の時間軸波形パターンを用いて、マルチキャリア信号の相関値を算出する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格では、ＳＴＳの生成に用いられる複数のサブキャリアとしては、マルチキャリア信号の生成に用いられる合計６４本のサブキャリアのうち、所定の１２本のサブキャリアが用いられている。第１の時間軸波形パターンは、これら１２本のサブキャリアを逆フーリエ変換して得られた波形である。具体的にはこれら１２本のサブキャリアには、それぞれ、(13/6)^１／２×{1+j，-1-j，1+j，-1-j， -1-j，1+j，-1-j，-1-j，1+j，1+j，1+j，1+j}のシンボルが与えられている。以下、これら１２本のサブキャリアにはこれらのシンボルが与えられていることを前提にして説明する。

なお、図３では、相関器１１〜１３の個数及び記憶部２１〜２３の個数を３個としたが、これは一例であり、２個以上であれば３個以外の個数を採用してもよい。また、相関器１１〜１３を特に区別しない場合は、相関器１１〜１３に対して１０の符号を付す。また、記憶部２１〜２３を特に区別しない場合は、記憶部２１〜２３に対して２０の符号を付す。

記憶部２０は、マルチキャリア信号のプリアンブル部４１を構成するＳＴＳの生成に用いられる１２本のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンを記憶する。

ここで、記憶部２１〜２３は、それぞれ、これら１２本のサブキャリアを例えば４本ずつ組み合わせることで得られる３種類の周波数帯域の異なるサブキャリアの時間軸波形パターンを記憶している。具体的には、記憶部２１〜２３は、下記のような時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣを記憶している。

図４（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、記憶部２１〜２３が記憶する時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数スペクトルの一例を示した図である。時間軸波形パターンＰＡは、１２本のサブキャリアのうち、図４（Ａ）に示す低域側から数えて１本目から４本目までの４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

また、時間軸波形パターンＰＢは、１２本のサブキャリアのうち、図４（Ｂ）に示す中域の４本、すなわち、低域側から数えて５本目から８本目までの４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

時間軸波形パターンＰＣは、１２本のサブキャリアのうち、図４（Ｃ）に示す高域側の４本、すなわち、低域側から数えて９本目から１２本目の４本のサブキャリアの組を逆フーリエ変換することで得られる波形である。

なお、図４の時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣは一例に過ぎず、記憶部２１〜２３は、例えば、１２本のサブキャリアから４本以外の所定本数（例えば８本、１１本等）のサブキャリアを組み合わせた周波数帯域の異なる３種類の時間軸波形パターンを記憶してもよい。

図３に戻り、相関器１０は、対応する記憶部２０に記憶された時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値を算出する。ここで、相関器１０は、例えばマッチトフィルタにより相関値を算出する。

図５は、マッチトフィルタの説明図である。マッチトフィルタを採用する場合、記憶部２０は、時間軸波形パターンを所定のサンプリング周期ＴＳでサンプリングすることで得られるＮ個のフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１予め記憶する。

そして、相関器１０は、例えばＡ／Ｄ変換部３によりサンプリング周期ＴＳでサンプリングされた入力信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１のそれぞれにフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１を乗じ、得られた値を加算することで相関値Ｖを求める。すなわち、相関値Ｖは、Ｖ＝Σ_{ｉ＝０〜Ｎ−１}ｍ_ｉ・Ｒ_ｉにより算出される。ここで、サンプリング周期ＴＳとしては、例えば１個のＳＴＳの期間に所定回（例えば１６回）、相関値Ｖを算出することができる値を採用することができる。

なお、相関器１０は、バッファを備え、このバッファに最新の入力信号であるＲ_Ｎ−１から、過去一定期間の入力信号を保存しておく。そして、最新の入力信号Ｒ_Ｎ−１が入力されると、バッファから入力信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１を読み出し、読み出した入力信号Ｒ_０〜Ｒ_Ｎ−１とフィルタ係数ｍ_０〜ｍ_Ｎ−１とを用いてマッチトフィルタを行えばよい。

図３に戻り、ノイズ検出器９は、シンボルタイミングが検出される前の受信待機中に入力される入力信号からノイズ成分を検出する。

ここで、アナログフロントエンド部１、可変利得増幅部２、ＡＤ変換部３、ＡＧＣ部７、タイミング検出器８、及びノイズ検出器９は、受信待機中も処理を行っている。

そして、ノイズ検出器９は、以下のようにしてノイズ成分を検出する。まず、受信待機中において一定期間経過する毎に、ＡＤ変換部３から出力される入力信号をフーリエ変換し、所定の各周波数帯域のノイズ成分の強度を帯域別ノイズ強度として求める。

或いは、ノイズ検出器９は、受信待機中において一定期間経過する毎に、ＡＤ変換部３から出力される入力信号をそれぞれ通過帯域の異なる複数の帯域通過フィルタに入力して、複数の周波数帯域に分離し、所定の各周波数帯域のノイズ成分の強度を帯域別ノイズ強度として求める。

そして、ノイズ検出器９は、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣのそれぞれの周波数帯域に含まれる帯域別ノイズ強度の合計値を求め、合計値が最も小さい時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応する相関器１０を選択する。

図６は、ノイズ検出器９により検出されたノイズ成分を示したグラフである。図６において、縦軸は強度を示し、横軸はサブキャリアの番号を示している。図６の場合、サブキャリア信号の生成に用いられる６４本のサブキャリアのうち、５７番目のサブキャリアの周波数帯域でノイズ成分が発生している。

この場合、ノイズ検出器９は、この５７番目のサブキャリアを使用することなく生成された時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応する相関器１０を選択することになる。

図３に戻り、シンボルタイミング検出器３０は、ノイズ検出器９により選択された相関器１０が算出した相関値Ｖのピークレベルを基に、マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する。

図７（Ａ）はプリアンブル部４１のデータ構造を示し、図７（Ｂ）は相関器１０が算出する相関値Ｖを示したグラフである。なお、図７（Ｂ）のグラフにおいて、縦軸は相関値Ｖを示し、横軸は時間を相関値Ｖのサンプル数で示している。

図７に示すｔ１〜ｔ１０は、相関器１０に入力されるショートプリアンブル部４１１に格納される１０個のＳＴＳを示している。

図７（Ｂ）に示すように相関値Ｖは、ｔ１〜ｔ１０に対応して１０個のピークが現れている。この１０個のピークが現れた時刻は、サブキャリア信号と時間軸波形パターンとが実質的に重なった時刻を示している。

そして、シンボルタイミング検出器３０は、特定した相関器１０により算出される相関値Ｖのピークを検出し、検出したピークの間隔からピーク周期ＴＰを検出し、ｔ１０に対応する１０回目のピークを検出した後、ピーク周期ＴＰが経過した時刻Ｔｊにおいて、１１回目のピークを検出しなかった場合、この時刻Ｔｊをピーク周期ＴＰが経過した時刻Ｔｊをシンボルタイミングとして検出する。

ここで、相対値としては、ピークレベルＶＰを所定時間における相関値Ｖの平均値Ｖａｖｅで割った値（＝ピークレベルＶＰ／平均値Ｖａｖｅ）を採用してもよいし、ピークレベルＶＰ−平均値Ｖａｖｅを採用してもよい。また、相対値を用いる代わりにピークレベルＶＰのみを用いてシンボルタイミングを検出してもよい。

なお、ノイズ検出器９が複数の相関器１０を選択した場合、シンボルタイミング検出器３０は、選択された相関器１０のうち、最大のピークレベルＶＰを算出する相関器１０により算出された相関値Ｖを用いてシンボルタイミングを検出すればよい。

次に、本受信装置の動作について説明する。ノイズ検出器９は、受信待機中において、一定期間経過する毎に、ノイズ成分が入力されたか否かを判定する。そして、ノイズ検出器９は、ノイズ成分が入力されたと判定すると、ノイズ成分の周波数帯域を含まない時間軸波形パターンを用いて相関値Ｖを算出する相関器１０を選択する。

次に、ノイズ検出器９により選択された相関器１０は、対応する時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値Ｖをサンプリング周期ＴＳで算出する。次に、シンボルタイミング検出器３０は、ノイズ検出器９により選択された相関器１０により算出された相関値Ｖを用いてシンボルタイミングを検出する。

このように、本受信装置によれば、受信待機中に入力されたノイズ成分の周波数帯域が除去された第２の時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値Ｖが算出され、この相関値Ｖを基に、シンボルタイミングが検出されている。そのため、シンボルタイミングを精度よく検出することができる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２による受信装置は、相関器１１〜１３の前段にフィルタ６１〜６３を設けたことを特徴とする。図８は、本発明の実施の形態２によるタイミング検出器８の詳細な構成及びノイズ検出器９のブロック図を示している。なお、本実施の形態において、実施の形態１と同一のものは、説明を省略する。

図８に示すタイミング検出器８は、図３の構成に加えて、相関器１１〜１３の前段に３個のフィルタ６１〜６３と、フィルタ選択器５０とが更に設けられている。なお、フィルタ６１〜６３を特に区別しない場合は、フィルタ６１〜６３に対して６０の符号を付す。

フィルタ６１〜６３は、それぞれ、対応する記憶部２１〜２３が記憶する時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣの周波数帯域を通過するバンドパスフィルタにより構成されている。

例えば、時間軸波形パターンＰＡ〜ＰＣとして図４（Ａ）〜（Ｃ）のものを採用する場合について以下説明する。

ＳＴＳの周波数帯域としては例えば０〜３２ＭＨｚのものを採用することができる。そして、図５（Ａ）に示す時間軸波形パターンＰＡの周波数帯域として例えば０〜１０ＭＨｚのものを採用することができ、図５（ｂ）に示す時間軸波形パターンＰＢの周波数帯域として例えば１２〜２０ＭＨｚものを採用することができ、図５（Ｃ）に示す時間軸波形パターンＰＣの周波数帯域として例えば２２〜３２ＭＨｚのものを採用することができる。

この場合、フィルタ選択器５０は、ノイズ検出器９の制御の下、フィルタ６１〜６３の中から、ノイズ成分の周波数帯域を制限するフィルタを選択する。実施の形態１では、ノイズ検出器９は、第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応する相関器１０を選択していた。一方、実施の形態２では、それに加えて、ノイズ検出器９は、第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応するフィルタ６０を選択するようにフィルタ選択器５０に指示する。そして、フィルタ選択器５０は、この指示に従って、ノイズ検出器９により選択されたフィルタ６０を選択する。

これにより、第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応する相関器１０にのみ入力信号が入力されることになる。

このように、実施の形態２による受信装置によれば、第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部２０に対応する相関器１０にのみ入力信号が入力されると共に、この入力信号には入力先の相関器１０に対応する時間軸波形パターンの周波数帯域のみが含まれているため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３による受信装置は、パターン生成器２００を備えることを特徴とする。図９は、本発明の実施の形態３によるタイミング検出器８の詳細な構成及びノイズ検出器９を示すブロック図である。

図９に示すように、相関値算出部１００は、相関器１０及びパターン生成器２００を備えている。パターン生成器２００は、ＳＴＳの生成に用いられる１２本のサブキャリアのうち、ノイズ成分の周波数帯域を含まないサブキャリアを逆フーリエ変換することで第２の時間軸波形パターンを生成する。

ノイズ検出器９は、例えば受信待機中に入力される入力信号から所定の各周波数帯域のうちノイズ成分が載っている周波数帯域を特定する。ここで、ノイズ検出器９は、各周波数帯域のうち、強度が所定のノイズ閾値を超えている周波数帯域をノイズ成分が載っている周波数帯域として特定する。

図６の例では、サブキャリア信号の生成に用いられる６４本のサブキャリアのうち、５７番目のサブキャリアの周波数帯域でノイズ成分の強度がノイズ閾値を超えている。この場合、ノイズ検出器９は、５７番目のサブキャリアの周波数帯域にノイズ成分が載っていると判定する。

なお、ノイズ検出器９は、ＡＧＣ部７が設定した利得で増幅されたノイズ成分のレベルとノイズ閾値のレベルとの相対的な関係が維持されるように、ＡＧＣ部７が設定した利得を考慮してノイズ閾値を設定すればよい。例えば、ノイズ検出器９は、ＡＧＣ部７で４０ｄＢの利得が設定された場合のノイズ閾値のレベルが１００であったとすると、ＡＧＣ部７が３４ｄＢの利得を設定した場合、利得が６ｄＢ下がったため、ノイズ閾値のレベルを２５（＝１００×０．２５）とすればよい。

図１０は、パターン生成器２００の処理の説明図であり、ＳＴＳの生成に用いられる１２本のサブキャリアの周波数スペクトルを示したグラフである。図１０において、縦軸は強度を示し、横軸は周波数を示している。

この場合、１２番目のサブキャリアの周波数帯域にノイズ成分が載っている。そのため、パターン生成器２００は、１２番目のサブキャリアを除去して、残りの１番目から１１番目までのサブキャリアを逆フーリエ変換し、第２の時間軸波形パターンを生成する。

なお、１２本のサブキャリアのうち、ノイズ成分の周波数帯域に一致するサブキャリアが存在しない場合、パターン生成器２００は、周波数帯域がノイズ成分の周波数帯域に近いサブキャリアを特定し、特定したサブキャリアを１２本のサブキャリアの中から除去すればよい。

また、ノイズ成分の周波数帯域が複数存在する場合、パターン生成器２００は、周波数帯域がノイズ成分の各周波数帯域に近い複数本のサブキャリアを特定し、特定したサブキャリアを１２本のサブキャリアの中から除去すればよい。

図９に戻り、相関器１０は、パターン生成器２００により生成された第２の時間軸波形パターンを用いて入力信号の相関値Ｖを算出する。なお、相関器１０の処理の詳細は、実施の形態１、２の相関器１０と同一であるため、詳しい説明は省略する。

このように、実施の形態３による受信装置によれば、パターン生成器２００は、ノイズ成分の周波数帯域を含まないサブキャリアを用いて第２の時間軸波形パターンを生成する。相関器１０は、この第２の時間軸波形パターンを用いてサブキャリア信号の相関値Ｖを求める。そのため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４による受信装置は、実施の形態３の受信装置に対して、更に可変フィルタ７０及びフィルタ生成器８０を設けたことを特徴とする。図１１は、本発明の実施の形態４によるタイミング検出器８の詳細な構成及びノイズ検出器９のブロック図を示している。

可変フィルタ７０は、相関器１０の前段に設けられ、フィルタ生成器８０により生成されたフィルタ係数を用いて入力信号をフィルタ処理する。ここで、可変フィルタ７０は、所定行×所定列でフィルタ係数が配列されたデジタルフィルタである。

フィルタ生成器８０は、ノイズ検出器９により検出されたノイズ成分の周波数帯域を入力信号から除去するためのバンドストップフィルタのフィルタ係数を算出する。

具体的には、フィルタ生成器８０は、ノイズ検出器９からノイズ成分の周波数帯域が通知され、通知された周波数帯域を用いてフィルタ係数を算出する。

パターン生成器２００は、第１の時間軸波形パターンにフィルタ生成器で生成されたフィルタ係数を用いたフィルタ処理を施し、第２の時間軸波形パターンを生成する。或いは、パターン生成器２００は、実施の形態３と同一の手法を用いて第２の時間軸波形パターンを生成してもよい。

これにより、相関器１０には、ノイズ成分の周波数帯域が除去された入力信号が入力される。

このように、実施の形態４の受信装置によれば、相関器１０には、ノイズ成分の周波数帯域が除去された入力信号が入力されるため、シンボルタイミングを精度良く検出することができる。

本発明の実施の形態１による受信装置の構成を示すブロック図である。マルチキャリア信号のデータ構造を示した図である。本発明の実施の形態１によるタイミング検出器の詳細な構成及びノイズ検出器を示すブロック図である。記憶部が記憶する時間軸波形パターンの周波数スペクトルの一例を示した図である。マッチトフィルタの説明図である。ノイズ検出器により検出されたノイズ成分を示したグラフである。（Ａ）はプリアンブル部のデータ構造を示し、図７（Ｂ）は相関器が算出する相関値を示したグラフである。本発明の実施の形態２によるタイミング検出器の詳細な構成及びノイズ検出器のブロック図を示している。本発明の実施の形態３によるタイミング検出器の詳細な構成及びノイズ検出器を示すブロック図である。パターン生成器の処理の説明図であり、ＳＴＳの生成に用いられる１２本のサブキャリアの周波数スペクトルを示したグラフである。本発明の実施の形態４によるタイミング検出器の詳細な構成及びノイズ検出器のブロック図を示している。

符号の説明

１アナログフロントエンド部
２可変利得増幅部
３ＡＤ変換部
４ＧＩ除去部
５ＦＦＴ部
６復調部
７ＡＧＣ部
８タイミング検出器
９ノイズ検出器
１０、１１、１２、１３相関器
２００パターン生成器
２０、２１、２２、２３記憶部
３０シンボルタイミング検出器
５０フィルタ選択器
６０、６１、６２、６３フィルタ
７０可変フィルタ
８０フィルタ生成器
１００相関値算出部

Claims

マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、
シンボルタイミングが検出される前の受信待機中に入力される入力信号からノイズ成分を検出するノイズ検出器と、
前記マルチキャリア信号のプリアンブル部を構成するシンボルの時間軸上の波形を示す所定の第１の時間軸波形パターンから前記ノイズ成分の周波数帯域が除去された第２の時間軸波形パターンを用いて、前記入力信号の相関値を算出する相関値算出部と、
前記相関値算出部により算出された相関値を基に、前記マルチキャリア信号のシンボルタイミングを検出する検出器とを備えることを特徴とする受信装置。
前記第１の時間軸波形パターンは、前記シンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアの時間軸上の波形を示し、
前記相関値算出部は、
前記複数のサブキャリアを組み合わせることで予め生成された周波数帯域の異なる複数種類の時間軸波形パターンをそれぞれ記憶する複数の記憶部と、
前記複数の記憶部に対応して設けられ、対応する記憶部に記憶された時間軸波形パターンを用いて前記マルチキャリア信号の相関値を算出する複数の相関器とを備え、
前記ノイズ検出器は、前記第２の時間軸波形パターンを記憶する記憶部に対応する相関器を選択し、
前記検出器は、前記ノイズ検出器により選択された相関器が算出した相関値を基に、シンボルタミングを検出することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
前記複数の記憶部に対応して各相関器の前段に設けられ、対応する記憶部に記憶された時間軸波形パターンの周波数帯域を通過する複数のフィルタと、
前記複数のフィルタの中から、前記ノイズ成分の周波数帯域を制限するフィルタを選択するフィルタ選択部とを備えることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
前記第１の時間軸波形パターンは、前記シンボルの生成に用いられる複数のサブキャリアの時間軸上の波形を示し、
前記相関値算出部は、
前記複数のサブキャリアのうち、前記ノイズ成分の周波数帯域を含まないサブキャリアを用いて前記第２の時間軸波形パターンを生成するパターン生成器と、
前記パターン生成器により生成された第２の時間軸波形パターンを用いて前記入力信号の相関値を算出する相関器とを備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
前記相関器の前段に設けられ、フィルタ係数を用いて前記入力信号をフィルタ処理する可変フィルタと、
前記ノイズ成分の周波数帯域を前記入力信号から除去するための前記フィルタ係数を算出する係数算出部とを備えることを特徴とする請求項４記載の受信装置。
前記入力信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された入力信号のゲインを調節するＡＣＧ回路とを更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の受信装置。