JP2005527143A - 回路公差を調節するための回路と方法 - Google Patents

Abstract

【課題】
【解決手段】周波数に敏感な回路のための周波数応答調節器、及び回路の周波数応答を調節する方法が開示される。調節器は、周波数に敏感な回路の充電状態を第１の電圧として測定し出力する時定数センサと、第１の電圧をサンプルし、第１の電圧を変換して得られる結果である第２の電圧を出力する変換器と、トリミング要素アレイと、トリミング要素アレイから少なくとも１つのトリミング要素を選択するために前記第２の電圧を利用するセレクタとを含んでいる。この方法は、回路の時定数を感知することと、この感知を第１の電圧として出力することと、第１の電圧を、固定された間隔にわたってサンプルすることと、サンプルした第１の電圧を、第２の電圧に変換することと、第２の電圧を使ってトリミング要素アレイから、少なくとも１つのトリミング要素を選択することとを含む。

Description

本発明は、リアクタンス回路の周波数応答を調節する装置及び方法に関し、特に、メインＲＣ回路内の要素選択によるメインＲＣ回路のトリミングに関する。

能動ＲＣ回路は、当該技術で知られた電子アプリケーションに使用されている。そのような回路は、アナログフィルタやシグマデルタ変換器のような連続時間アナログ集積回路の設計に適用されている。典型的な集積回路アプリケーションでは、集積回路の一部として生成される抵抗およびコンデンサは、予め定めた公差レベル内で生成されている。これら集積ＲＣ回路の周波数応答は、抵抗およびコンデンサの絶対値、及びそれらの公差に依存する。一般に、オンチップされた抵抗は、目標値の±２０％の公差内で変化し、オンチップされたキャパシタンスは、例えば±１０％の公差内で変化する。従って、与えられた回路のＲＣ時定数は、±３０％までの公差レベル内で変化しうる。あいにく、ＲＣ回路技術の多くのアプリケーションにおいて、±３０％の変動は、許容限度以内ではないかもしれない。

ＲＣ回路は、１／（２ｔＲＣ）の−３ｄＢの帯域幅周波数を持つ１次ロウパスフィルタでありうる。より高次のフィルタでは、ＲＣの積は、フィルタ周波数応答を定義する。抵抗とキャパシタンスとの積であるτは、秒単位でのＲＣ回路の時定数である。ＲＣ回路において、Ｒは、オーム単位での抵抗であり、Ｃは、ファラド単位でのキャパシタンスである。関係技術における通常の技能を有する者に知られているように、コンデンサは、安定速度では充電しない。むしろ、コンデンサに対する充電速度は、初めは速く、コンデンサがフル充電に近づくとともに徐々に遅くなる。各時定数値τの間、コンデンサは、最大電圧充電レベルに対する残りの量の６３．２％を充電する。コンデンサは、５時定数値の終わりにおいて、９９．３３％が充電される。そして、６．９時定数値の後、最終値の９９．９％まで充電される。

同様に、コンデンサは、安定速度では放電しない。むしろ、放電速度は初めは速く、コンデンサにおける充電がゼロに近づくとともに徐々に遅くなる。各時定数期間の間、コンデンサは、最小電圧充電レベルに対する残りの量の６３．２％を放電する。コンデンサは、５時定数値の終わりにおいて、９９．３３％が放電される。そして、６．９時定数値の後、最終値の９９．９％まで放電される。

従って、Ｒ値とＣ値の変動は、時定数τにおける受け入れがたい大きな変動をもたらし、ＲＣ回路におけるコンデンサの完全充電及び放電に対する不適切な時間推定に至るかもしれない。ＲＣフィルタは、時定数値に影響されるＲＣ回路を適用する。性能、すなわちこのようなフィルタの充放電、に関する明確性の欠如によって、フィルタを適用するアプリケーション、特に、高次のフィルタが用いられているアプリケーションにおける受け入れ難い性能レベルをもたらす。例えば、無線通信産業、及びそれに適用されているハードウェアは、フィルタ処理に広く依存するので、時定数値における広範なスイングは、許容されない。

従って、ＲＣフィルタ回路のようなＲＣ回路の公差を改善する装置及び方法に対する必要性が存在する。

本発明の実施例は、周波数に敏感な回路のための周波数応答調節器を含む。この調節器は、時定数センサと、第１の電圧をサンプルし、第２の電圧を出力するアナログ／デジタル変換器とを含む。第２の電圧は、この変換器による第１の電圧のアナログ／デジタル変換の結果得られたものである。また、この調節器は、トリミング要素アレイと、第２の電圧を使って、トリミング要素アレイからの少なくとも１つのトリミング要素を選択するセレクタとを含む。周波数に敏感な回路の充電状態は、第１の電圧として時定数センサによって測定され、そこから出力される。周波数に敏感な回路の充電状態は、好適には、選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされる。例えば、周波数応答調節器は、複数の主要切替器と少なくとも１つの能動通信デバイス回路に加えて、通信デバイスに含まれうる。複数の主要切替器は、能動通信デバイス回路と、周波数応答調節器との間で、時定数センサ、変換器、トリミング要素アレイ、及びセレクタのうちの少なくとも１つを切り換える。

本発明は、更に、回路の周波数応答を調節する方法を含む。この方法は以下のステップを含む。すなわち、回路の時定数を感知することと、この感知を第１の電圧として出力することと、この第１の電圧を、固定された間隔にわたってサンプルすることと、このサンプルした第１のアナログ電圧を、デジタルフォーマットの第２の電圧に変換することと、第２の電圧を使って、トリミング要素アレイから、少なくとも１つのトリミング要素を選択することである。回路の時定数は、選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされる。

従って、本発明は、ＲＣフィルタ回路のようなＲＣ回路の公差を改善する装置及び方法を提供する。

本出願は、２００２年４月１０日に出願された米国仮出願番号６０／３７１，６６４号の優先権を主張する。

本発明の理解は、同一符号が同一要素を示している添付図面を用いることによって、以下に示す本発明の実施例の詳細説明の検討によって容易になされる。

本発明の図面と説明は、本発明の理解を明確にするために関連のある要素を図示するように簡略化されている一方、明確化の目的のために、典型的な回路環境で見られる多くの他の要素を省略しているものと理解されるべきである。当該技術における通常の熟練者であれば、本発明を実現するためには、他の要素が好ましい、及び／又は必要とされることを理解するであろう。しかしながら、そのような要素は当該技術分野では良く知られており、本発明の更なる理解を容易にしないので、そのような要素の議論はここでは与えられていない。

まず、図１に示すように、メインＲＣ回路１０８のための抵抗またはキャパシタンスを選択するための調節器１０のブロック図が示されている。調節器１０は、ＲＣ回路１００と、時定数センサ１０２と、アナログ／デジタル変換器１０４と、ＲＣセレクタ１０６と、メインＲＣ回路１０８とを含む。ＲＣセレクタ１０６を使って、メインＲＣ回路１０８内の抵抗とキャパシタンスとの値を選択する場合、メインＲＣ回路１０８の周波数応答が調節、すなわち「トリミング」される。本発明の実施例では、ＲＣ回路１００とメインＲＣ回路１０８とは、同一回路でありうる。それにもかかわらず、図面と以下の説明は、別個の回路として説明する。

時定数センサ１０２は、ＲＣ回路１００のＲＣ時定数を監視する。時定数センサ１０２の出力は、アナログ／デジタル変換器１０４に提供される。アナログ／デジタル変換器１０４のデジタル値１０５は、メインＲＣ回路１０８の好ましいＲＣ時定数を実現するために、例えば、選択可能なコンデンサまたは抵抗のアレイからコンデンサの値を選択するために、ＲＣセレクタ１０６によって使用される。

ＲＣセレクタ１０６は、時定数センサ回路１０２によって感知されたＲＣ回路１００の現在のＲＣ時定数の、メインＲＣ回路１０８のための望ましいＲＣ時定数に対する比較に基づいて抵抗またはキャパシタンスを選択する。図１に列挙されたハードウェアのような、本発明に適用されるハードウェアは、説明的に示されたハードウェア２０のような「借りものの」ハードウェアを含む。借りもののハードウェアは、ＲＣ時定数が監視されない時間期間の間、例えば無線通信デバイスのようなデバイス内で別の形で用いられる。例えば、電圧リファレンス及びアナログ／デジタル変換器は、無線デバイスでは頻繁に用いられ、図１の調節器１０における使用のために「借りられうる」。この「借り」は、図１の「借りられた」ハードウェア２０を、例えば無線移動デバイス内において、調節器１０による使用と、他のデバイス局面による使用との間で切り換える機能切換回路ブロックの使用を通じて容易に実現される。

図２には、図１の調節器１０の実施例をより具体的に示すブロック図と概略との組み合わせが示されている。図２の調節器１０は、電圧／電流変換器２０２に接続されたバンドギャップ電圧２００ソース（ＶＢＧ： band gap voltage 200 source）を含む。この電圧２００と変換器２０２とはＲＣ回路１００の抵抗２０４か、あるいは、コンデンサ（図２には示されていない）に接続されうる。調節器１０は、更に、電流ミラー２０６と、切替コントローラ２０８と、電流ミラー２０６に接続されたＲＣ回路１００のコンデンサ２１０または抵抗（図２には示されていない）と、アナログ／デジタル変換器１０４とを含む。アナログ／デジタル変換器１０４の出力は、ＲＣセレクタ１０６に供給される。ＲＣセレクタ１０６は、メインＲＣ回路１０８のために要素値を選択する。図１に示され、上記に説明されたＲＣ回路１００と時定数センサ回路１０２とは、図２に示すように、バンドギャップ電圧２００ソースと、電圧／電流変換器２０２と、抵抗２０４と、電流ミラー２０６と、切替コントローラ２０８と、コンデンサ２１０と、切替器２１８，２２０とに対応している。

バンドギャップ電圧２００ソースは、関連技術分野における通常の技能を有する者にとって知られたあらゆる電圧ソースでありうる。また、調節器１０が配置される例えば無線通信デバイスのようなデバイス内で使用される電圧ソースでありうる。例えば、バンドギャップ電圧２００ソースは、集積回路を含むシステムのためのポピュラーな基準技術である。バンドギャップ電圧２００リファレンスは、１．２ボルト出力を持っているか、あるいはシリコンが適用されたバンドギャップ電圧と同等な、関連技術における通常の技術を有する者にとって知られた他の出力を持っている。バンドギャップ電圧２００ソースの基本動作は、逆の温度依存性をもつ２つの電圧を加え、これによって全体の温度依存性をキャンセルすることを含む。従って、バンドギャップ電圧２００は、温度に対して安定している。

電圧／電流変換器２０２は、関連技術における通常の技術を有する者にとって知られたあらゆる電圧／電流変換器でありうる。電圧／電流変換器２０２は、バンドギャップ電圧２００を抵抗２０４において電流Ｉに変換する。電圧／電流変換器２０２は、図１及び図２のシステムが適用されるデバイス内で、時定数の監視がない間の時間周期に他の要素によって使用される電圧／電流変換器でありうる。

電流ミラー２０６は、関連技術における通常技術を有する者にとって知られたあらゆる電流ミラーでありうる。電流ミラー２０６は、図示するように、温度補償型水晶発振器や、関連技術における通常技術を有する者にとって知られた別の種類の発振器のような発振器によって駆動される例えばタイミング制御回路のような切替コントローラ２０８によって調節される。切替コントローラ２０８は、切替器２１８及び切替器２２０を調節する。切替器２１８は、コンデンサ２１０が充電される間、時間期間２２２を制御するために使用される。切替器２１８は、次の時間期間２２２充電間隔に先立って、コンデンサ２１０を横切る電圧をゼロにリセットする。切替器２２０は、サンプリングと、デジタル値１０５への変換のために、ＡＤＣ１０４に電圧２２４を機能的に加える。この構成では、切替器２１８は通常はオンである一方、切替器２２０はオフである。これによって、ＡＤＣ１０４は、時間期間２２２の間、コンデンサ２１０の充電の後に、コンデンサ２１０を横切る電圧をサンプルすることが可能となる。切替器２１８と切替器２２０との間の機能的な時間関係は、関連技術における通常技術を有する者にとって明らかである。電流ミラー２０６は、図２に示す抵抗２０４のようなＲＣ回路１００の第１の部分における電流の大きさを、図２に示すコンデンサ２１０のようなＲＣ回路１００の第２の部分に複製する。

アナログ／デジタル変換器１０４は、電圧Ｖ１を受け取る。例えば、アナログ／デジタル変換器１０４は、関連技術における通常技術を有する者にとって知られた集積型アナログ／デジタル変換器である。アナログ／デジタル変換器１０４は、アナログ電圧２２４をデジタル値１０５に変換する。これは、直列接続されたＲＣセレクタ１０６とメインＲＣ回路１０８へ入力される。

動作中、バンドギャップ電圧２００は、電圧／電流変換器２０２、及び例えばオンチップレジスタのような抵抗２０４によって、バンドギャップ電流に変換される。このバンドギャップ電流は、電流ミラー２０６によってミラーされ、切替器２１８をオフすることによって、時間期間２２２の間、コンデンサ２０６を横切って加えられる。コンデンサ２１０を横切って現れた電圧２２４は、ＡＤＣ１０４を使用して測定される。これらの測定から、Ｒ１＊Ｃ１は、以下の関係を使って決定される。
Ｖ１＝Ｉ１＊Ｔ１／Ｃ１，
及び
Ｉ１＝ＶＢＧ／Ｒ１。
その結果、
Ｖ１＝（ＶＢＧ／Ｒ１）＊（Ｔ１／Ｃ１）。

上記式は、以下の通りＲ１＊Ｃ１（τ）のために解くことができる。
τ＝ＶＢＧ Ｔ１／Ｖ１，
ここでＶＢＧは、バンドギャップ電圧２００を表し、Ｔ１は、時間期間２２２を表し、Ｖ１は、電圧２２４を表す。例えば、ＶＢＧは、１．２ボルトである。Ｔ１は、知られた周波数ソースから導出され、Ｖ１は、ＡＤＣ１０４によって測定される。

導出され、デジタル値１０５と関連しているτは、メインＲＣ回路１０８における正確で、かつ望まれるＲＣ値を達成するために、メインＲＣ回路１０８における必要な抵抗またはキャパシタンスを選択するために使用される。セレクタ回路１０６は、メイン回路１０８におけるトリミングのために望ましいＲＣ値を達成するために、セレクタ１０６に利用可能な抵抗又はコンデンサのアレイから、必要な抵抗又はキャパシタンスを選択するために、当該技術分野における熟練者には明らかである切替ドライバを使用しうる。前記から、ＲＣ回路１００のＲＣ時定数である時間期間２２２における変動を評価することによって、ＲまたはＣ要素の値変動をトリミングすることは可能である。

例えば、もしもＴ１が１つのＲＣ時定数τであれば、１つのＲＣ時定数後のＶ１は、０．６３２ＶＢＧに等しくなり、ＲＣは設計したとおりとなる。もしもＴ１が１つの時定数（１＋０．１５）であれば、（１＋０．１５）ＲＣ時定数後のＶ１は、０．６８３ＶＢＧに等しくなり、ＲＣはＲＣ回路要素値よりもおおよそ１５％大きくなる。もしもＴ１が１つの時定数（１−０．１５）であれば、（１−０．１５）ＲＣ時定数後のＶ１は、０．５７２ＶＢＧに等しくなり、ＲＣはＲＣ回路要素値よりもおおよそ１５％小さくなる。従って、測定されたＲＣ回路要素値と、目標ＲＣ回路要素値との間の知られた公差の差によって、知られたオフセットと同等なＲＣ値を変えることによってトリミングすることが可能となる。

メインＲＣ回路の望ましい性能を得るために、抵抗ではなく、むしろコンデンサのトリミングが実行されることは、当該技術における熟練者にも明らかなことであろう。切替は、要素をメインＲＣ回路及び／又はセレクタの中及び外に配置するために、更に、要素をメインＲＣ回路、セレクタ、及び／又はデバイスの残りの回路の中及び外に配置するために実行されることが明らかである。

調節器１０の実施例は、図３、図４、及び図５に示されている。図３には、図１及び図２に示されたトリミング回路の実施例の概略図を示している。図３に示すように、調節器１０は、図示するように電気的に接続された切替器Ｓ１〜Ｓ５、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、バッファ３２０、及びアナログ／デジタル変換器１０４を含む。

図３に示すように、調節器１０は、演算増幅器３００に電気的に接続された入力バンドギャップ電圧を持つ。演算増幅器３００の出力は、トランジスタ３１０に電気的に接続されている。トランジスタ３１０は、例えば、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴでありうる。トランジスタ３１０は、電気的に抵抗Ｒ１に接続されている。演算増幅器３１０への別の入力は、抵抗Ｒ１とトランジスタ３１０との間に電気的に接続される。トランジスタ３１０は、同様に、切替器Ｓ４と切替器Ｓ３とに接続されている。切替器Ｓ３は、同様に、例えばＭＯＳＦＥＴのようなトランジスタでありうるトランジスタ３１５に接続される。トランジスタ３１５は、バッファ３２０に接続される。また、バッファ３２０はＶＢＧに接続される。バッファ３２０の出力と直列に配置されているのがＡＤＣ１０４、ＲＣセレクタ１０６、及び抵抗アレイ３３０である。抵抗アレイ３３０は、図示しない静電容量アレイで代用される。注目すべきは、図示する典型的な実施例では、演算増幅器３００、トランジスタ３１０、及び抵抗Ｒ１は、電圧／電流変換器を形成し、トランジスタ３１０、３１５は、電流ミラーを形成する。

図３を見て分かるように、切替器Ｓ１〜Ｓ５の各々は、２つの動作状態、すなわちオンまたはオフのうちの何れかに切替器を配置することによって、対応するタイミングパルス３５０〜３９０に従って制御される。例えば、図３に示すように、切替器Ｓ１は初めはオンである。同様に、切替器Ｓ２と切替器Ｓ３は初めはオンである一方、切替器Ｓ４と切替器Ｓ５は初めはオフである。Ｓ１がオンである間、コンデンサＣ１は、実質的に放電し、トリミング処理は、電圧ＶＢＧの測定で進む。コンデンサＣ１が放電すると、切替器Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は、オフに切り替わる。切替器Ｓ３がオンからオフに切り替わると、切替器Ｓ５はオンに切り替わる。その後、切替器Ｓ４がオンに切り替わる。切替器Ｓ５は、少なくとも１つの時定数Ｔ１にわたってオンであり続ける。電圧Ｖ１は、１つの時定数Ｔ１後にサンプルされる。一方、切替器Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は、オフであり続け、切替器Ｓ４，Ｓ５は、オンであり続ける。関連技術における熟練者に明らかであるように、もしも電圧Ｖ１，ＶＢＧの値が測定され、時定数Ｔ１がＲ１Ｃ１に等しいとして知られているのであれば、ＲＣは以下の式を用いて解かれる。

Ｖ１＝（ＶＢＧ＊Ｔ１／ＲＣ），
すなわち
ＲＣ＝（ＶＢＧ＊Ｔ１／Ｖ１）。

ＲＣが上記式から計算された後、抵抗アレイ（またはコンデンサアレイ）からの適切なＲ（またはＣ）の選択が達成される。

図４には、図１及び図２に示すようなトリミング回路の実施例の概略図が示されている。図４では、調節器１０は、図示するように電気的に接続された電圧ＶＢＧ、切替器Ｓ１〜Ｓ３、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、及びアナログ／デジタル変換器を含む。

図４に示すトリミング回路は、抵抗Ｒ１と直列な切替器Ｓ３に接続されたＶＢＧを含む。切替器Ｓ２とコンデンサＣ１は並列であって、抵抗Ｒ１に接続される。切替器Ｓ１は、直列に配置されている切替器Ｓ３及び抵抗Ｒ１と並列に配置されている。抵抗Ｒ１は、演算増幅器４００の入力に接続されている。演算増幅器４００の出力は、フィードバックを与える。演算増幅器４００の出力は、ＡＤＣ１０４、ＲＣセレクタ１０６、及び抵抗アレイ４１０に直列に接続される。抵抗アレイ４１０は、図示していない静電容量アレイによって代用されうる。

この構成におけるトリミング処理は、上述した図３に記載したように実質的に実行される。例えば、タイミング信号４３０〜４５０から分かるように、切替器Ｓ１は、初めはオンである一方、切替器Ｓ２，Ｓ３はオフである。この構成において、電圧ＶＢＧは、Ｓ１がオンである場合に測定され、コンデンサＣ１は、Ｓ２がオンである場合に放電される。この初期構成から、切替器Ｓ１は、オフになり、切替器Ｓ２，Ｓ３は、次々にオンになる。電圧Ｖ１は、少なくとも１つの時定数Ｔ１、あるいは時定数のある知られた部分の間、切替器Ｓ３がオンになった後に測定される。上記図３に示すように、もしも電圧Ｖ１とＶＢＧの値が測定されると、時定数Ｔ１は、Ｒ１Ｃ１に等しいとして知られ、ＲＣは、以下を用いて解かれる。
Ｖ１＝ＶＢＧ（１−ｅ^{−Ｔ１／ＲＣ}），
すなわち
ＲＣ＝Ｔ１／（−ｌｎ（１−（Ｖ１／ＶＢＧ）））。

ＲＣが知られた後、抵抗アレイ（又はコンデンサアレイ）からの適切なＲ（又はＣ）の選択が達成される。

図５には、図１及び図２に示すようなトリミング回路の実施例の概略図が示されている。図５において、調節器１０は、図示するように電気的に接続された電圧ＶＢＧ、切替器Ｓ１〜Ｓ４、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、及びアナログ／デジタル変換器を含む。

図５に示すトリミング回路は、切替器Ｓ４、抵抗Ｒ１、及び演算増幅器５００に電気的に接続されたＶＢＧを含む。演算増幅器５００は、切替器Ｓ３を超えて出力される。演算増幅器と切替器Ｓ３との接続の間には、抵抗Ｒ１と演算増幅器５００との相互接続に接続された並列なコンデンサＣ１と切替器Ｓ２とが接続されている。ＡＤＣ１０４、ＲＣセレクタ１０６、及び判定ブロック５１０は、演算増幅器５００出力と切替器Ｓ３とに直列に接続されている。判定ブロック５１０は、コンデンサアレイ５２０と抵抗アレイ５３０との両方に接続されている。着目すべきは、抵抗Ｒ１、演算増幅器５００、及びコンデンサＣ１がＴ１の間、能動的ＲＣ積分器を形成する。

この構成におけるトリミング処理は、図３及び図４に関して記載したように実質的に行われる。初期条件として、タイミング信号５５０〜５８０から分かるように、切替器Ｓ１がオンである一方、切替器Ｓ２〜Ｓ４がオフである。この構成において、電圧ＶＢＧが測定される。切替器Ｓ１は、切替器Ｓ２，Ｓ３がオンになる時に、オフになる。切替器Ｓ３がオンであり続ける間、切替器Ｓ２は、オフになり、その後切替器Ｓ４がオンになる。切替器Ｓ２がオンである間、Ｃ１は放電する。切替器Ｓ４がオンになり、少なくとも時定数Ｔ１の間オンを継続し、Ｖｏｐが測定される。上記図４と同様に、もしも電圧ＶｏｐとＶＢＧの値が測定され、時定数Ｔ１がＲ１Ｃ１に等しいと知られていれば、ＲＣは、以下を用いて解かれる。
Ｖｏｐ＝ＶＢＧ Ｔ１／（ＲＣ），
すなわち、
ＲＣ＝ＶＢＧ Ｔ１／Ｖｏｐ。

ＲＣが知られた後、抵抗アレイ（又はコンデンサアレイ）からの適切なＲ（又はＣ）の選択が達成される。

図６には、本発明の局面に従った回路の周波数応答を調節するためのフロー図が示されている。調節は、回路の時定数を感知すること６００と、この感知を第１の電圧として出力すること６１０と、第１の電圧を、例えば１つのＲＣ時定数のような固定された間隔にわたってサンプリングすること６２０とを含む。更に、調節は、サンプルした第１の電圧を、例えばアナログ／デジタル変換することによって第２の電圧に変換すること６３０と、この第２の電圧を利用して、トリミング要素アレイから少なくとも１つのトリミング要素を選択すること６４０とを含む。少なくとも１つのトリミング要素６４０を選択することは、抵抗、コンデンサ、あるいはその両方にそれぞれ通信可能に接続された複数の切替器を作動させることを含む。回路の時定数は、選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされる。

本発明の思想又は範囲から逸脱することなく、様々な変更や変形が本発明の装置及び処理でなされることは、当該技術分野における熟練者に明らかであろう。従って、これら変更や変形は、請求項及びその均等物の範囲内であることを考慮しており、ここでいう請求項は、本発明の変更や変形を含むことが意図されている。

トリミング回路を示すブロック図。 図１のトリミング回路の実施例を示す概略ブロック図。 図１及び図２に示すトリミング回路の実施例を示す概略図。 図１及び図２に示すトリミング回路の実施例を示す概略図。 図１及び図２に示すトリミング回路の実施例を示す概略図。 トリミング回路の実施例を示すフロー図。

符号の説明

１０…調節器、２０…ハードウェア、１００…ＲＣ回路、１０２…時定数センサ回路、１０４…デジタル変換器、１０４…ＡＤＣ、１０５…デジタル値、１０６…ＲＣセレクタ、１０８…メインＲＣ回路、２００…バンドギャップ電圧、２０２…電圧／電流変換器、２０４…抵抗、２０６…電流ミラー、２０８…切替コントローラ、２１０…コンデンサ、２１８…切替器、２２０…切替器、２２２…時間期間、２２４…電圧、３００…演算増幅器、３１０…トランジスタ、３１５…トランジスタ、３２０…バッファ、３３０…抵抗アレイ、３５０〜３９０…タイミングパルス、４００…演算増幅器、４１０…抵抗アレイ、５００…演算増幅器、５１０…判定ブロック、５２０…コンデンサアレイ、５３０…抵抗アレイ、６４０…トリミング要素

Claims (20)

1. 回路の周波数応答を調節する調節器であって、
   前記回路の充電状態を第１の電圧として測定し、出力する時定数センサと、
   前記第１の電圧をサンプルし、前記第１の電圧を変換して得られる結果である第２の電圧を出力する変換器と、
   トリミング要素アレイと、
   前記トリミング要素アレイから少なくとも１つのトリミング要素を選択するために前記第２の電圧を利用するセレクタとを備え、
   前記回路の前記充電状態は、前記選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされる。
2. 請求項１に記載の調節器において、前記充電状態は、バンドギャップ電圧リファレンスに敏感である。
3. 請求項１に記載の調節器において、前記時定数センサは更に、少なくとも１つの充電切替器を制御する切替コントローラを備え、前記充電切替器が動作すると、前記回路は前記充電状態に入る。
4. 請求項３に記載の調節器において、前記時定数センサは更に、前記切替コントローラによって制御されるサンプリング切替器を備え、前記充電切替器が不動作になり、前記サンプリング切替器が動作すると、前記充電状態が測定される。
5. 請求項１に記載の調節器において、前記変換器はアナログからデジタルへの変換器であって、前記第２の電圧はデジタル電圧を含む。
6. 請求項１に記載の調節器において、前記セレクタは、前記第２の電圧によって選択的に作動される少なくとも１つの切替器を備える。
7. 請求項１に記載の調節器において、前記少なくとも１つのトリミング要素は、少なくとも２つの抵抗を備える。
8. 請求項１に記載の調節器において、前記少なくとも１つのトリミング要素は、少なくとも２つのコンデンサを備える。
9. 複数の要素の周波数応答をトリミングする調節器であって、
   前記複数の要素のために充電状態を提供する手段と、
   固定された間隔にわたって、前記複数の要素の前記充電状態と、前記複数の要素のサンプリング状態との間を切り替える手段と、
   前記サンプリング状態の間、前記複数の要素の前記充電状態をサンプリングし、前記サンプリングされた状態を、前記サンプリングされた状態を表すデジタル制御値に変換する手段と、
   前記複数の要素への配置切替のために、前記デジタル制御値に応答して、少なくとも１つのトリミング要素を選択し、前記充電状態を調節する手段とを備える。
10. 請求項９に記載の調節器において、前記充電状態を提供する手段は、シリコンバンドギャップ電圧を含む。
11. 請求項９に記載の調節器において、前記固定された間隔は、水晶発振器によって確定される。
12. 請求項９に記載の調節器において、前記サンプリング及び変換する手段は、アナログからデジタルへの変換器を含む。
13. 請求項９に記載の調節器において、前記選択する手段は、複数のソリッドステート切替器を備え、前記切替器は、前記少なくとも１つのトリミング要素を適用する。
14. 請求項９に記載の調節器において、前記少なくとも１つのトリミング要素は、抵抗とコンデンサとから構成されたグループから選択された少なくとも１つを備える。
15. 通信デバイスであって、
    複数の主要切替器と、
    少なくとも１つの能動通信デバイス回路と、
    周波数に敏感な回路のための周波数応答調節器であって、
    前記周波数に敏感な回路の充電状態を第１の電圧として測定し、出力する時定数センサと、
    前記第１の電圧をサンプルし、前記第１の電圧を変換して得られる結果である第２の電圧を出力する変換器と、
    トリミング要素アレイと、
    前記トリミング要素アレイから少なくとも１つのトリミング要素を選択するために前記第２の電圧を利用するセレクタとを含む周波数応答調節器とを備え、
    前記周波数に敏感な回路の充電状態は、前記選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされ、
    前記複数の主要切替器は、前記時定数センサ、前記変換器、前記トリミング要素アレイ、及び前記セレクタからなるグループから選択された少なくとも１つを、前記能動通信デバイス回路と前記周波数応答調節器との間で切り替える。
16. 回路の周波数応答を調節する方法であって、
    前記回路の時定数を感知することと、
    この感知を第１の電圧として出力することと、
    前記第１の電圧を、固定された間隔にわたってサンプルすることと、
    前記サンプルした第１の電圧を、第２の電圧に変換することと、
    前記第２の電圧を使って、トリミング要素アレイから、少なくとも１つのトリミング要素を選択することとを備え、
    前記回路の時定数は、前記選択された少なくとも１つのトリミング要素によってトリミングされる。
17. 請求項１６に記載の方法において、前記固定された間隔は、おおよそ１つのＲＣ時定数である。
18. 請求項１６に記載の方法において、前記選択することは、抵抗におのおの通信可能に接続された複数の切替器を作動させることを含む。
19. 請求項１６に記載の方法において、前記選択することは、静電容量におのおの通信可能に接続された複数の切替器を作動させることを含む。
20. 請求項１６に記載の方法において、前記第１の電圧は、アナログ電圧であって、前記第２の電圧は、デジタル信号であって、前記変換することは、アナログからデジタルへの変換を含む。

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