JP2005527078A - 負荷不整合信頼性および安定性のあるｖｈｆプラズマ処理のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

非線形負荷不整合状態に抵抗力のあるプラズマ処理システム用無線周波数（ＲＦ）発生器装置が提供される。この装置には、ＲＦ信号を発生するように構成されたＲＦ発振器と、ＲＦ信号に応答し、プラズマチャンバ負荷を駆動するのに十分な電力を有するＶＨＦ・ＲＦ信号を生成するＲＦ増幅器と、増幅器に結合され、プラズマチャンバ負荷の非線形性を増幅器から分離するように構成されたＶＨＦ帯サーキュレータとが含まれる。

Description

発明の分野
本発明は、高電力プラズマ処理システムに関し、特に、激しい非線形負荷不整合状態の下で、プラズマ処理システムにＶＨＦ高電力無線周波数エネルギを供給するための方法および装置に関する。

発明の背景
プラズマ処理システムは、半導体ウエハ上に所望のパターンを作成するために、薄膜製造のための半導体産業において、広く用いられている。

無線周波数（ＲＦ）発生器によってもたらされ、厳密に管理されているＲＦ電力を用いて、低圧で不活性ガスによって満たされているガラスの箱であるプラズマチャンバ内に高エネルギ環境を作り出す。この環境内では、シリコン層を、エッチングによって除去することができ、そして他の化学層を、極微の精度を備えたスパッタリングおよび化学気相成長法によって加えて、所望の構造を実現することができる。

プラズマ処理中に、シリコンウエハなど原材料の電気的特性を変えることによって、マイクロプロセッサ、ランダムアクセスメモリ等の集積回路（ＩＣ）、またはコンパクトディスクを製造する。

次世代ＩＣを設計しているチップメーカは、プラズマ処理の応用において、極めて大きな技術的難問に直面している。これらの難問には、限定するわけではないが、膜厚、ウエハ温度、ガスおよびフロー圧力ならびにチャンバ内における汚染物の分散におけるより厳重な制御および正確な測定が含まれる。一方で、チップ製造環境において、プラズマエッチングプロセスだけで、全ウエハスクラップの半分まで占めることもあり得る。したがって、信頼性および安定性は、スクラップされるウエハそして結局はＩＣのコストを低減することにおいて、プラズマツール性能を決定する極めて重要な要素である。これらの難問は、プラズマ装置メーカが、３００ｍｍウエハに、０．１μｍ以下のデバイスを生産できるシステムを今や実現しつつあることを考慮すると、さらに大きくなる。

チップ製造に用いられる典型的なプラズマ処理装置には、一般に、主な装置として、ＲＦ電力発生器、インピーダンス整合ネットワークおよびＲＦ電力ケーブルによってシステムに結合されたプラズマチャンバが含まれる。

高度に自動化されたプラズマ処理装置は、システムコントローラによって制御される。多くのプラズマ処理システムは、ＲＦスペクトルのＬＦ（２５０ｋＨｚ〜４００ｋＨｚ）、ＭＦ（２ＭＨｚ、４ＭＨｚ）およびＨＦ（１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ）範囲における無線周波数（ＲＦ）エネルギを用いる。ＶＨＦ（本明細書において使用、４０〜３００ＭＨｚ）高電力発生器は、より複雑であるが、それによって、ウエハ全体にわたるイオンおよび放射フラックスのよりよい均一性、ウエハ間および各ウエハ内におけるエッチングレートのより小さな変動、より高いチップの生産性および再現性が提供され、その結果、より高い製品歩留まりおよびより低いコストがもたらされる。このように、ＶＨＦプラズマ処理システムは、システム設計者およびチップ製造業者には魅力的である。

プラズマエッチングリアクタには、一般に、真空にされたチャンバ内に入れられている２つの大きな平行電極が含まれる。このチャンバは、正確なフローレートおよび圧力で混合された少量のエッチングガスと、２つの電極の内の低いほうの電極に置かれた、処理すべきシリコンウエハとで満たされる。高電力ＲＦ信号が電極間に印加され、ガスを、イオン化された原子と分子の帯電した集まりである、高エネルギのプラズマに変換する。プラズマの利点の一つは、比較的低い温度で、反応性の高い粒子イオンを生成する能力である。全てのプラズマ技術において、電極によって発生された電子シャワーが、電極間の低圧ガスに衝突する。その集まりが、分子をイオンとラジカルに断片化する。プラズマエッチングにおいて、これらの活性種が、ウエハに衝突し、その表面を取り除く。このような所定の一連の動作の後で、電気的要素が生成される。

プラズマシステムのエッチングレートおよび最終的なエッチングパターンの一貫性は、ＲＦ発生器からプラズマチャンバの電極プレートへ、ＲＦ電力を効率的におよび一貫して結合することに大きく依存している。発生器から負荷（プレート電極）への効率的な電力結合は、プレート電極の負荷インピーダンスの値が、発生器の出力特性インピーダンスの複素共役に等しいときに生じる。

高電力ＲＦ発生器は、その出力インピーダンスが、５０オームの抵抗および０オームのリアクタンスとなるように、通常設計されている。リアクタの入力インピーダンスは、外部条件、すなわち、ＲＦ発生器から整合ネットワークによって移送される電力の規模、および複数の内部条件によって決定される。これらの条件には、限定するわけではないが、ガスの混合タイプ、フローレートおよび圧力ならびに原料ガスの温度が含まれる。点火前段階では、チャンバにおけるガスは、イオン化されず、導電性ではない。したがって、プレート電極の負荷インピーダンスは、非常に高く、ＲＦ発生器出力インピーダンスと極端に不整合である。点火時に、リアクタの原料ガスは、ＲＦ電源からの電力の下でイオン化を始め、プラズマに変化し、その結果として、チャンバの負荷インピーダンスは、劇的に低下する。この過渡現象の間に、プラズマ負荷インピーダンスの著しい触れのために、発生器は、リアクタから反射電力を受ける。ＲＦ順方向電力がどんなに増加しても、低い負荷インピーダンスのために、結果として、発生電力が１００％発生器に反射し返される可能性がある。これは、電流および電力の消散、またはＲＦ発生器の電力増幅器（ＰＡ）モジュールにおけるトランジスタの電圧のオーバーストレスにつながる。

プラズマ持続期間であっても、プラズマ密度は、数オーダの規模で変化し、その結果として、かなりのインピーダンス不整合がもたらされる。かくして、プラズマ処理環境においては、プラズマは、動的で極端な非線形負荷として反応すると、一般に意見が一致している。さらに、プラズマ処理の再現性および安定性は、プラズマの再現性および安定性にほとんど全面的に依存することについても一般に意見が一致した。かくして、ＣＶＤプロセスにおける、膜厚の均一性および再現性の不足は、エッチングプロセスにおけるオーバーエッチングおよびアンダーエッチングとともに、プラズマの不十分な再現の結果であることが、何度も証明された。

プラズマ処理システムは、チャンバおよびプラズマプロセスタイプ、ガスタイプおよび圧力、温度ならびに他の変数に従い、広範囲な大きさおよび位相を備えた動的な非線形負荷として作用する。不整合な負荷および反射電力のために、プラズマ処理システムに供給しているＲＦ発生器の電力増幅器（ＰＡ）におけるトランジスタの性能が変化し、それによって、結果として、負荷によっては、ＲＦ電流および電力消散ストレスがもたらされ、他の負荷には、過電圧ストレスがもたらされる。場合によっては、ＲＦ発生器の出力電力、および負荷によってもたらされる過渡的不整合の激しさ次第で、ＰＡにおけるトランジスタ全体にわたる電圧Ｖ_ｄｓが、その動作ＤＣ供給電圧の９倍を超え、トランジスタの絶縁破壊電圧Ｖ_ｄｓｓの１５０％を超える可能性がある。このストレスのために、プラズマ処理システム全体の信頼性が、激減される。

過去数年にわたり、ＲＦ電力増幅器設計者の間には、低電圧ＲＦ・ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラトランジスタの代わりに、高電圧スイッチモードＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いる傾向がある。このことは、たとえば、参照により本明細書に全面的に援用した米国特許第５，７２６，６０３号明細書に説明されている。

高電圧スイッチモードＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いるＲＦ電力増幅器は、動作ＤＣ電圧（たとえば、１００および１７５Ｖ間のＢ＋ドレイン電圧Ｖ_ｄｓ）を有し、標準ＴＯ−２４７パッケージにおいて絶縁破壊電圧Ｖ_ｄｓｓが１０００Ｖまでの高電圧スイッチモードＭＯＳＦＥＴを用いている。大きな関連ＲＦ絶縁破壊電圧余裕によって、ＲＦプラズマ処理負荷の厳しい要求により必要とされる可能性のある、開回路負荷不整合近くで動作を維持することが可能となる。残念なことに、これらのトランジスタの内部キャパシタンスＣ_ＩＳＳ、Ｃ_ＲＳＳおよびＣ_ＯＳＳは全て高く、それによって、高周波では、全体的な電源および負荷インピーダンスならびに性能に影響を与えるために、これらのトランジスタは、ＶＨＦ発生器では、使用することができない。結果として、周知のＶＨＦ発生器はまだ、５０Ｖに近い低動作電圧および１５０Ｖより低い絶縁破壊電圧の従来のＲＦデバイスを用いている。比較的低い（３倍）絶縁破壊電圧余裕のために、ＶＨＦ発生器は、ＶＳＷＲ過渡現象からの過電圧ストレスに極端に敏感である。したがって、プラズマ処理システムにおいて使用されるＶＨＦ発生器の安定性および信頼性を確保するためには、特別のステップが必要とされる。

負荷不整合保護ループをＲＦ発生器に組み込んで、構成要素のストレスを低減することができる。たとえば、ループを用いて、最大電力消散、最大ＤＣおよび／またはＡＣ電流、出力トランジスタ全体にわたる最大電圧、負荷ＶＳＷＲ識別に依存した最大順方向出力電力等を制御することができる。しかしながら、これらのループの速度は、プラズマチャンバにおけるアークなど、過渡的な不整合による障害を防ぐほど十分ではない可能性がある。なぜなら、複雑な要件および／またはアルゴリズムを有する多数の保護ループが、必要とされる可能性があるからである。さらに、負荷ＶＳＷＲ次第で発生器の出力電力を制限することは、構成要素のストレスが全システムの完全性を脅かす場合に、いくつかの負荷位相に対して発生器を保護するかもしれないが、この保護によって、全ての他の位相において、発生器の出力電力能力が大幅に低下させられる。結果として、全システムの点火、持続およびプラズマ処理能力が低減される。さらに、これらの保護ループを組み込むことは費用が高くつき、結果として、追加部品および複雑さのために、信頼性が低減される可能性がある。順方向電力出力および効率の両方とも、負荷不整合電力反射の増加、トランジスタの電力消散およびダイ温度の上昇とともに低下する。かくして、表１により、不整合プラズマ負荷の最悪の場合の位相のために、ＲＦ発生器の出力電力の定格を下げることが、標準の手順となった。典型的な出力低下のプロットが、図１に示されている

プラズマ処理システムによっては、予め選択したケーブル長を用いて、ＲＦ発生器と非線形プラズマチャンバ負荷との間の望ましくない相互作用を低下させなければならず、したがって、ケーブル感度問題につながる。予め選択したケーブル長を用いないと、プラズマ処理システムは、いくつかのプラズマ負荷に対して最大電流または電力限度に達する可能性があるか、または他の負荷に対して必要な出力電力を生成できない可能性がある。どちらの場合にも、ＲＦ発生器は、過度にストレスをかけられ、その信頼性および寿命は悪い影響を受けるであろう。

ＲＦ発生器とプラズマチャンバ負荷との大きく異なるインピーダンスを整合させることによって、ＲＦ発生器からプラズマチャンバ負荷へ、ＲＦ電力の信頼ができて効率的な移送が提供されるように、プラズマ負荷における変動には、連続的にプラズマ負荷状態を監視すること、およびその状態に応答して調整することが必要である。反射のない最適な電力移送のために、ＲＦ発生器の出力インピーダンス（Ｚ_ｇｅｎ）、整合ネットワークの入力および出力インピーダンス（Ｚ_{ｍａｔｃｈ ｉｎ}、Ｚ_{ｍａｔｃｈ ｏｕｔ}）およびチャンバの入力インピーダンス（Ｚ_ｃｈａｍ）は、次の条件を満足させなければならない。すなわち、Ｚ_ｇｅｎ＝Ｚ_{ｍａｔｃｈ ｉｎ}；Ｚ_{ｍａｔｃｈ ｏｕｔ}＝Ｚ_ｃｈａｍ。可変整合ネットワークを、ＲＦ発生器と不整合プラズマ負荷との間に直列に配置し、これらの条件を満足させることができる。

周知の整合ネットワークには、通常、Ｌ、ＰｉまたはＴ−ネットワークに配列された少なくとも２つの可変反応性構成要素が含まれる。固定周波数および適切な調整値において、整合ネットワークは、５０オーム負荷をＲＦ発生器に、また共役整合インピーダンスをプラズマ負荷に与える。このようなものとして、整合ネットワークは、発生器から負荷へ、ほぼ全ての電力を移送する。整合ネットワークは、反応性構成要素のみを用いているので、整合ネットワークで消失する電力は、ほんのわずかである。しかしながら、このアプローチは、プラズマ整合の精度、応答性および再現性に影響を与える多くの問題に悩まされ、そしてこれらの問題には、限定するわけではないが、モータおよび可変キャパシタなど、可動部品を備えた電気機械的装置には通常の低い信頼性、同調点に至るまでの長い遅延、同調要素が同調点を求めないかまたはそこから離れてしまう「ロスト」状態、および高い電力損失が含まれる。最近開発されたソリッドステートチューナもやはり、高電力下において、「ホットスイッチング」モードで使用されたときには、信頼性が低い。

結果として寄生発振をもたらす可能性のある、プラズマ処理システムの段階間の望ましくない相互作用を防ぐために、他の技術が用いられてきた。これらの技術には、整合Ｌ−Ｃセクション、高調波および低調波フィルタ、送受切換器等を使用することが含まれる。しかしながら、これらの技術であっても、負荷の激しい非線形性および構成要素の反応オーバーストレスのために、成功を保証するものではないであろう。

いくつか周知の設計においては、駆動回路段階とＰＡ段階との間など段階間の不整合を意図的に増加するが、これは、狭い周波数範囲における寄生発振を減少する可能性がある。通常、この非常に不効率な方法は、最後の手段として用いる。使用可能な他の技術には、ＰＡ段階において負帰還を増加することおよび／または電力利得を減少することが含まれる。しかしながら、これらの他の技術は、結果として、帯域幅の減少、駆動段階における電力出力の増加、フィードバックネットワークにおける余分な損失ならびに全システムの効率および信頼性の低下をもたらす可能性がある。これらの問題点に対処するための技術は、提示されている問題が決してささいなものではないにもかかわらず、周知の先行技術によるＶＨＦプラズマ処理システムにおいては、取り組まれてこなかった。

発明の概要
したがって、本発明の一態様において、非線形負荷不整合状態に抵抗力のあるプラズマ処理システム用無線周波数（ＲＦ）発生器装置が提供される。この装置には、ＲＦ信号を発生するように構成されたＲＦ発振器と、ＲＦ信号に応答し、プラズマチャンバ負荷を駆動するのに十分な電力を有するＶＨＦ・ＲＦ信号を生成する増幅器と、増幅器に結合され、プラズマチャンバ負荷の非線形性を増幅器から分離するように構成されたＶＨＦ帯サーキュレータとが含まれる。

他の態様において、プラズマチャンバと、プラズマチャンバに動作可能に結合され、プラズマチャンバにＶＨＦ周波数でＲＦ電力を供給する無線周波数（ＲＦ）発生器装置とを含むプラズマ処理システムが提供される。ＲＦ発生器装置には、ＲＦ発生器に供給されるＲＦ電力を生成するように構成された増幅器と、ＲＦ電力をプラズマチャンバに供給するように構成された出力部を有し、プラズマチャンバの非線形性を増幅器から分離すように構成されたＶＨＦ帯サーキュレータとが含まれる。

さらに別の態様において、ＶＨＦ周波数で、ＲＦ電力を非線形プラズマチャンバ負荷に供給するための方法が提供される。この方法には、ＲＦ発生器出力段階において、ＶＨＦ・ＲＦ電力を発生すること、ＶＨＦ帯サーキュレータを通してＶＨＦ・ＲＦ電力を送ること、およびＶＨＦ帯サーキュレータを通して送られたＶＨＦ・ＲＦ電力を、プラズマチャンバ負荷に印加することが含まれる。

著しい負荷不整合が発生するときであっても、本発明の構成によって、安定性および信頼性が向上した高電力ＲＦ・ＶＨＦ発生器およびプラズマ処理システムが提供される。

本発明のさらなる適用可能分野は、以下に提供される詳細な説明から明らかとなるであろう。詳細な説明および特定の例は、本発明の好適な実施形態を示すけれども、単に例証を目的として意図したものであり、本発明の範囲の限定を意図したものではないことを、理解すべきである。

本発明は、詳細な説明および添付の図面から、より完全に理解されるであろう。

好ましい実施形態の詳細な説明
好適な実施形態の次の説明は、本質的には単に例示的なものであり、本発明、その適用または使用を限定することを決して意図したものではない。

一構成において、図２を参照すると、ＶＨＦプラズマ処理システムには、プラズマを生じ維持するために、ＶＨＦエネルギを供給するＲＦ発生器１０と、発生器からプラズマリアクタへ、それらのインピーダンスを整合させることによって最小限の損失で、ＲＦ電力を移送させる整合ネットワーク６０と、プラズマチャンバ１６（一構成においては、チップ製造のための高エネルギ環境が作られる、不活性ガスで満たされたガラスの箱）と、異なるセンサからのデータを分析し、プラズマパラメータを正確に調整することによって、製造プロセスを自動化するように構成されたシステム制御部１５６とが含まれる。ＲＦ電力ケーブル１５７は、上記の構成要素間の結合部として用いられ、一方で、バス１５８によって、構成要素間の通信が提供される。一構成において、ＶＨＦプラズマ処理システムにはまた、真空ポンプ１５９に関連する真空の管、圧力制御装置１６０、ホストコンピュータ１６１等の補助的装置が含まれる。

一構成において、図３を参照すると、無線周波数（ＲＦ）発生器装置１０には、一構成において、制御および増幅器部１２および分離部１４が含まれる。ＲＦ発生器装置１０は、プラズマ負荷１６のためにＲＦ電力を供給する。制御および増幅器部１２には、低レベルＲＦ信号２０を発生するように構成された制御基板１８が含まれる。たとえば、制御基板１８には、約１ｍＷの低レベルＶＨＦ信号２０を発生する直接デジタル合成回路（図示せず）が含まれる。

駆動回路段階２２において、可変レベル入力ＲＦ信号２０が、制御基板１８から、＋／−１０％の帯域幅を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１６２を通して供給される。かくしてＢＰＦ１６２は、高調波および低調波を低減または除去し、それによって、高調波歪みを最小限にする。ＢＰＦ１６２は、固定および調整可能減衰器１６３の直列の組み合わせに結合されている。減衰器１６３によって、線形増幅器１６４の入力インピーダンスとＢＰＦ１６２の出力インピーダンスとの間の整合が提供される。減衰器１６３はまた、線形増幅器１６４へのＲＦ信号の振幅を変化させることによって、駆動回路２２の利得を調整し、かくして増幅器１６４の出力レベルを調整する。

一構成において、線形増幅器１６４は、３５ｄＢの利得および１．６Ｗの最大出力電力を備えたＣＡ２８３２広帯域「Ａ」級ハイブリッド増幅器である。ハイブリッド増幅器１６４は、「Ａ」級動作用に構成されてシングルエンドＲＦ増幅器回路１６５に結合され、この回路１６５に、「ＡＢ」級プッシュプル前置増幅器（プリアンプ）１６６が続いている。プリアンプ１６６は、電力増幅器（ＰＡ）段階２６を駆動するのに十分な、約１２５ＷのＶＨＦ駆動信号２４を生成する。中間レベル信号２４は、たとえば約３０００ワットの電力でＲＦ電力出力２８を発生するために、ＰＡ段階２６によってさらに増幅される。このように、駆動回路段階２２および増幅器段階２６が、一緒に、ＲＦ増幅器３０を形成し、このＲＦ増幅器３０が、プラズマチャンバ負荷１６を駆動するのに十分な電力を有するＲＦ電力出力２８を供給する。

一構成において、分離部１４には、ＶＨＦ帯サーキュレータ３２が含まれ、このサーキュレータ３２が、増幅器３０に結合されて、プラズマチャンバ負荷１６の非線形性をＲＦ増幅器３０から分離するように構成されている。一構成において、サーキュレータ３２は、一ポート３４から隣接ポート３６をＲＦエネルギを伝える一方で、逆方向においては、他のポートからエネルギを切り離す受動非可逆（一方向）フェライト素子である。サーキュレータ３２の第３のポート３８は、終端抵抗器４０を介して、接地に結合されている。

上述のように、プラズマ処理システムの安定性および信頼性は、ほぼ全面的にプラズマの安定性および信頼性に依存している。プラズマの安定性は、発生器の安定性および信頼性に大きく依存し、今度は発生器が、プラズマ負荷ＶＳＷＲに大きく依存している。サーキュレータ３２は、負荷の入力ＶＳＷＲを激減させる。プラズマ負荷１６およびサーキュレータ３２の有限ＶＳＷＲは、負荷１６ＶＳＷＲ、サーキュレータ３２の分離およびサーキュレータ３２のＶＳＷＲを始めとするいくつかの要因に依存している。サーキュレータ３２の分離度（または反射減衰量）は、終端ポート３８の整合ＶＳＷＲに依存している。２５００Ｗの比較的高いシステム出力電力のために、一構成において、２つのＲＦＰ−８００ワットのフランジ抵抗器が、終端抵抗４０として用いられている。プラズマ処理システムの安定性を確保するために、一構成においては、サーキュレータ用の十分に整合された終端が設けられている。しかしながら、ＶＨＦ用途なので、各抵抗器に追加された直列インダクタが、一構成において、各フランジ抵抗器のための約１８ｐＦの比較的高い寄生容量の分散シャントキャパシタンスを取り消すに至る。

入力ＶＳＷＲおよび開放負荷への、サーキュレータ３２（整合終端４０を備えている）の反射減衰量を、それぞれ、図４および５に示す。この状況は、点火前段階における、プラズマ負荷１６の非常に高いインピーダンスを表している。サーキュレータ３２は、通過域における低い１．１３ＶＳＷＲ（または２４ｄＢの反射減衰量よりよい）および十二分な広帯域への応用をもたらし、本発明のプラズマ処理システムの安定性を十分に改善する。改善された安定性を、図６および７に示すプロットによって示す。図６は、方向性結合器４６の順方向ポートから取られた、上記で説明したプラズマ処理システムの高調波およびスプリアス発生のプロットであるが、このシステムには、循環結合器３２がない。ＲＦ発生器１０は、４’ＲＦケーブルＲＧ−３９３を介して、２．３−ｊ４７オーム負荷に同調された整合ネットワーク６０に直接に接続された。整合ネットワーク６０は、１５０ＭＨｚの基本周波数で、発生器１０に５０オーム負荷を提供し、したがってまた、他の周波数を除去するはずだが、発生器１０の出力部でスプリアス信号が検出された。多くの場合に、スプリアス信号は、低域通過フィルタ５２および電力センサ４２を通過し、駆動回路２２、ＰＡ２６または制御基板１８に達し、相互作用および一貫しない同調、異常な出力ならびに／または反射電力およびウエハの乏しい再現性を引き起こした。実質的に不安定となった場合には、結果として、システムの様々な段階において、トランジスタの障害がもたらされた。

図７は、同じシステムの、同じ箇所で取ったプロットであるが、ＣＸ１Ｒ３サーキュレータ３２が、ＰＡ２６と方向性結合器４２との間に設置された。発生器１０と整合ネットワーク６０との間のケーブル長は、１インチ刻みで増やされ、スミスチャートの回りに１２のテスト箇所を作成した。各ケーブル長に対して、高調波およびスプリアスの発生が、図７とほぼ同様であることがわかった。この配列において、高調波のレベルは、−６０ｄＢｃより下であり、出力電力の０．０００１％を下回る。これによって、サーキュレータ３２を用いているプラズマ処理システムは、スプリアス信号が実質的に低減されるかまたは除去されて安定しており、ケーブル長の変化にほぼ影響を受けないことが確認される。

適切な高電力サーキュレータ３２は、ソノマ・サイエンティフィック・インク（Ｓｏｎｏｍａ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ，Ｉｎｃ）から入手できるＣＸ１Ｒ３タイプである。ＣＸ１Ｒ３はＹ接合サーキュレータであり、このサーキュレータは、高電力フェライト材料および共振しない帯状伝送線整合ネットワークを用い、小さなパッケージにおいて非線形効果なしに、低い挿入損失を提供する。このサーキュレータは、約１４５〜１５５ＭＨｚの周波数範囲内で、３ｋＷを超える出力電力を扱うことができ、一方、最小で２２ｄＢの分離度を提供する。最大挿入損失は、０．３ｄＢであり、最大入力ＶＳＷＲは、１．１８：１である。

サーキュレータの出力ポートが開いているかまたは短絡しているときには、ほとんど全ての入射電力は、反射し返され、終端抵抗器４０で熱として消散される。したがって、抵抗器４０の電力定格は、定格逆方向電力レベルが発生器の保護回路によって制限されていない場合には、システムの最大定格順方向電力に少なくとも等しくすべきである。ＣＸ１Ｒ３サーキュレータの定格逆方向電力限度は、１ｋＷＣＷまたは１分間３ｋＷＣＷの高電力である。したがって、水冷式ヒートシンクに配置された２つの８００Ｗ抵抗器によって、信頼できる終端が提供される。これらの定格は、通常のプラズマ処理の間における負荷ＶＳＷＲの非安定性から発生器を保護するのに十分であり、同様に、反射電力が最高で２５００Ｗになる予期せぬ場合に取って代わる制御保護のために必要な時間を提供するにも十分である。ＸＣ１Ｒ３サーキュレータは、１２．７ｃｍ×１３．４６ｃｍ×３．０５ｃｍ（５インチ×５．３インチ×１．２インチ）であり、小さなシャーシに取り付けられるほどコンパクトである。

一構成において、二重の方向性結合器４２が、サーキュレータ３２と低域通過フィルタ５２との間に挿入され、ＲＦエネルギフローの正確な監視を可能とする一方で、主信号に与える歪みは、最小限にする。結合器４２にはセンサ４６が含まれ、センサ４６は、高い方向性と低い通過損失のサンプル４８および１５０を、それぞれ、順方向および逆方向電力用に提供する。ＲＦ信号３６が、入力ポート４４に印加され、次に、主線出力ポート５０と順方向ポート４８との間で、結合係数に従って、不均一に分割される。

方向性結合器４２は、挿入損失が０．０３ｄＢより少なく、４３ｄＢの順方向結合度および４０ｄＢを超える方向性を備え、５ｋＷのＶＨＦ電力を扱うように構成されている。一構成において、順方向サンプル４８および逆方向サンプル１５０のサンプルカップリングには、帯域幅が＋／−１０％、リップルが＋／−０．０２ｄＢ、高調波リジェクションが２５ｄＢを超える組み込み帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）ネットワーク（図３には図示せず）が含まれる。これらのＢＰＦは、プラズマ負荷の非線形性によって生じる帯域外の高調波および低調波が、制御基板１８に達するのを防ぐことによって、全体的な電力の安定性および信頼性を改善する。順方向サンプル４８および逆方向サンプル１５０は、プラズマ負荷ＶＳＷＲを表し、ＲＦ電源の利得および周波数を調整するために、制御基板１８に供給される。このようにして、要求された出力電力レベルが維持され、感知された負荷ＶＳＷＲが最小限にされる。

プラズマリアクタは、極めて非線形的な負荷を課するので、入力電力の正弦波波形が歪み、高調波および低調波形状の帯域外エネルギを生成する。一構成において、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５２および高域通過フィルタ（ＨＰＦ）５８を含む高調波ネットワークが、方向性結合器４２および整合ネットワーク６０との間に置かれ、プラズマ負荷の非線形性によって発生される帯域外信号を処理する。方向性結合器４２の出力部５０が、ＬＰＦ５２の入力部５４に結合され、ＬＰＦ５２の出力部５６が、ＨＰＦ５８の入力部１５１に結合される。

一構成において、全体的な動的範囲にわたり、高調波含有量を−５０ｄＢｃ未満に維持するために、ＬＰＦ５２は、５次０．０１ｄＢ帯域リップルチェビシェフ応答を提供するように構成されている。高調波の消散終端部が、ＬＰＦ５２の出力部５６に結合されたＨＰＦ５８によって設けられている。この配列において、プラズマ負荷１６によって発生される高調波は、主ＶＨＦ信号にはっきりと分かる影響を与えることなく、ＨＰＦ５８の終端部１５２によって吸収される。一構成において、ＨＰＦ５８には、５次０．０１ｄＢ帯域リップルチェビシェフ応答がある。

ＬＰＦ５２およびＨＰＦ５８の組み合わせが、ダイプレクサを形成し、このダイプレクサが、高調波歪みを最小限にし、消散高調波終端部を作ることが理解されるであろう。一構成において、ダイプレクサの全挿入損失は、０．１２ｄＢより少ない。１５０ＭＨｚにおける入力および出力インピーダンスは、５０オームであり、ＶＳＷＲは、１．１：１より小さい。それに応じて、２次および３次高調波に対する出力ＶＳＷＲは、１．５：１および３：１より小さい。

ＬＰＦ５２およびＨＰＦ５８を含むダイプレクサを用いることによって、整合ネットワーク６０を通ってプラズマ負荷１６から戻り、ＲＦ発生器１０に達する逆方向信号の振幅が、著しく減少させられる。さらに、プラズマ負荷１６によって発生され、発生器１０に向かって戻ってくる高調波は、ＨＰＦ５８の終端抵抗器１５２において吸収されて、整合ネットワーク６０に反射し返されず、したがって、プラズマ負荷１６に干渉することはない。かくして、プラズマシステムの性能は、ＲＦ発生器１０と整合ネットワーク６０との間のケーブル長からは本質的に独立している。このようにケーブル長に関して独立していることによって、不整合負荷ＶＳＷＲの広い範囲にわたって、システム全体の安定性および信頼性が改善される。さらに、ダイプレクサ（ＬＰＦ５２およびＨＰＦ５８）の上記の配列と、同様に電力センサ４２後のＲＦ信号経路における配置によって、高調波は電力センサ４２に達することを阻止され、かくして、反射電力測定値の正確さが保証される。

一構成において、ＬＰＦ５２の出力部５６は、整合ネットワーク６０の入力部６２に結合されている。整合ネットワーク６０の出力部６４は、プラズマ負荷１６に接続されている。整合ネットワーク６０は、負荷１６のインピーダンスを、発生器１０の５０オームインピーダンスに整合するように変換することによって、ＶＨＦにおいて、ＲＦ発生器１０からプラズマ負荷１６への最大限の電力移送を可能とする。自動周波数同調（ＡＦＴ）における信頼性の利点ゆえに、固定整合ネットワーク６０トポロジを用いて、プラズマ処理システムの一構成において、このインピーダンス変換を達成する。このトポロジは、１つの分路キャパシタ１５３ならびにインダクタ１５４およびキャパシタ１５５の直列の組み合わせを備えた基本的な「Ｌ」構成である。ＡＦＴは、プラズマ負荷が最小限の反射電力に同調する最善の周波数に発生器の周波数が達するまで、発生器の周波数を変化させる。この配列には可動機械部品がないので、同調は、信頼ができ迅速である。

「負荷」セクションと呼ばれる分路キャパシタ１５３は、プラズマ負荷１６の誘導成分を低減する。同時に、「同調」セクションと呼ばれるインダクタ１５４は、負荷１６の容量成分を共振する。ＡＦＴおよび固定整合ネットワーク配列の下では、発生器１０の周波数は、プラズマシステムが同調する周波数、すなわち、整合ネットワーク６０の入力インピーダンス６２が、発生器１０の典型的には５０オームである出力インピーダンスに整合する周波数に達するまで、自動的に調整される。同時に、整合ネットワーク６０の出力インピーダンス６４は、選択された同調アルゴリズムにより、できる限り厳密にプラズマ負荷１６のインピーダンスと整合する。いつ最善の同調点に達するのかに関する決定は、たとえば、反射および順方向電力の比率、反射係数（反射および印加電力の比率の平方根）、ＶＳＷＲ、または他の適切な測定値に基づいてもよい。これらは、参照により本明細書に全面的に援用した米国特許第６，０２０，７９４号明細書に説明されている。

一構成において、サーキュレータ３２、方向性結合器４２、低域通過フィルタ５２および整合ネットワーク６０における損失を考慮し、少なくとも２．５キロワットのＲＦ電力が、１５０ＭＨｚの公称周波数で、負荷１６に供給される。特に、一構成において、少なくとも２．５キロワットの出力電力が、方向性結合器４２によって示される瞬間的ＶＳＷＲに従って、１４２および１５８ＭＨｚ間の最善の周波数で供給される。この電力量を発生するために、電力増幅器段階２６には、３００ワット二重拡散ＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いた、８つのプッシュプル、ＡＢ級増幅器６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０が含まれる。この用途に適したトランジスタには、テキサス州キャロルトン（Ｃａｒｒｏｌｌｔｏｎ、Ｔｅｘａｓ）のＳＴマイクロエレクトロニクスＮＶ（ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｎ．Ｖ．）から入手できるＳＤ２９３３ＮチャネルＭＯＳ電界効果ＲＦ電力トランジスタが含まれる。ＳＤ２９３３トランジスタは、最大ドレイン−ソースおよびドレイン−ゲート定格が１２５Ｖ、最大ドレイン電流が４０Ａ、最大電力消散が６４８Ｗである。

各プッシュプル増幅器６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０用に使用するに適したプッシュプル増幅器の一構成を、図８に概略的に示す。この増幅器は、プッシュプル構成（すなわち、位相が１８０°ずれている）で接続され、ＡＢ級動作モードでバイアスをかけられている一対のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２を用いている。各プッシュプル（ＰＰ）トランジスタＱ１およびＱ２は、１３５〜１６５ＭＨｚの周波数範囲にわたって、約５０Ｖのドレイン−ソース電圧で動作し、電力利得が９ｄＢで、圧縮が１ｄＢより小さい。トポロジとしては、図８に表す増幅器構成は、トランスを用いて、入力信号をトランジスタＱ１、Ｑ２に供給し、その結果として出力信号を結合する。「ＲＦイン」入力駆動信号が、バラントランスＴ１の５０オーム入力ポートに印加される。バラントランスＴ１は、５０オームの特性インピーダンスを有し、入力駆動信号を、順位相および逆位相に等しく分割する。Ｔ１のバラン巻線は、相互に結合され、それぞれ対地２５オームの出力インピーダンスを有している。バラントランスＴ１の出力は、平衡トランスＴ２に、９：１の平衡した降圧をもたらし、Ｔ２の低い５．５オームのインピーダンスが、トランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに接続されている。

図８におけるＰＰ増幅器の出力側において、順および逆位相波が、出力１：９の平衡した昇圧を介して、平衡トランスＴ３に結合される。トランスＴ３には、対地２．７８オームの、２つの平衡した低いインピーダンス入力部があり、一方はＱ１のドレインに接続され、他方は、１８０度離されて、Ｑ２のドレインに接続されている。トランスＴ３の出力ポートは、バラントランスＴ４の平衡した入力部に結合されるが、Ｔ４は、５０オームの特性インピーダンスを有し、また出力電圧をさらに結合するために、不平衡５０オーム出力ポートを提供する。

一構成において、トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３およびＴ４は、フェライトコアのない伝送タイプであり、平らな誘電体基板に印刷された、電気的に短い導体を用いている。Ｑ１およびＱ２トランジスタの両方とも、ゲートとソースとの間に、個別の入力ＲＦ終端部（それぞれＲ３、Ｃ５およびＲ４、Ｃ６）を備えている。各終端部は、直列にされた抵抗−キャパシタの組み合わせとして構成され、キャパシタが、ＤＣをブロックする働きをしている。一構成において、抵抗器Ｒ３およびＲ４は、それぞれ５０オームであり、電力利得で妥協することなく、高いＶＳＷＲまで、安定したＲＦ動作を提供する。キャパシタＣ５およびＣ６は、０．０１μＦのＤＣブロックキャパシタである。この値は、ゲート立ち上がりおよび立ち下り時間が影響を受けないように選択された。

各ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２はまた、それ自体のＤＣ終端抵抗器Ｒ１、Ｒ２を、それぞれ、ゲートとソースとの間に接続している。一構成において、抵抗器Ｒ１およびＲ２は、それぞれ、約１ｋオームであり、ゲート入力部が未接続または非終端のままにされている場合に、ＤＣの安定性を保証する。高出力ＶＳＷＲ負荷までの広帯域ＲＦの安定性は、入力／出力整合と同様に、ドレイン−ゲートＲＦ帰還ネットワークを用いて達成されるが、このネットワークには、直列にされた抵抗器−キャパシタの組み合わせ（Ｒ５、Ｃ７およびＲ６、Ｃ８）が含まれ、キャパシタがＤＣをブロックする働きをする。一構成において、抵抗器Ｒ５およびＲ６は、それぞれ、５０オーム５０Ｗのフランジマウント抵抗器であり、電力利得および出力電力能力に著しく影響を与えることなく、開放および短絡を始めとする全ての位相状態にまで、出力の安定性を提供する。

一構成において、３５〜５０ボルトのドレイン供給部が、インダクタＬ３ならびにキャパシタＣ１３およびＣ１４を含むＤＣ給電回路を介して、各トランジスタのドレインに接続され、ＰＰからのＲＦエネルギが電源に入るのを防ぎ、また、電力源からのスイッチモードノイズがＰＰに達するのを防ぐ。これは、大きな直列のインダクタ、すなわち、チョークＬ３ならびに一対の並列キャパシタＣ１３およびＣ１４によって達成される。キャパシタＣ１３は、ＲＦバイパスキャパシタであり、電解キャパシタＣ１４は、低周波数バイパスキャパシタである。給電回路にはまた、トランジスタＱ１、Ｑ２の電流を監視する感知抵抗器Ｒ７およびＲ８、逆トランスＴ５ならびにバイパスキャパシタＣ９、Ｃ１０が含まれる。キャパシタＣ１１、Ｃ１２は、ＤＣブロックキャパシタとして働く。トランジスタＱ１およびＱ２の各ゲートは、それぞれインダクタＬ１、Ｌ２を通して、ゲートバイアス電源（図示せず）に結合されている。キャパシタＣ１、Ｃ２は、ＲＦバイパスキャパシタとして働く。これらの値は、ゲート立ち上がりおよび立ち下り時間に影響するのを避けるように選択される。

図８に示すＰＰ回路構成は、何も調整の必要がなく、所望のＶＨＦ周波数範囲にわたり、出力電力、ドレイン効率、圧縮、電力利得に対して最適化されている。図８に示すＰＰ回路は、ドレイン効率が約５５％であって、１３５〜１６５ＭＨｚで５００ＷのＲＦ電力を供給する。トランジスタ当たりの電力消散は、約２０５Ｗであり、結果として、ヒートシンク上で、約８５℃のダイ温度上昇となる。

全てのプッシュプルトランジスタＱ１およびＱ２は、通常、コールドプレートと呼ばれかつ温度が５５℃を超えないようにデジタル制御される水冷式ヒートシンクに取り付けられる。比較的高い電力消散を保証するために、ＳＤ２９３３トランジスタが使用される。このトランジスタは、最大動作接合温度が２００℃であり、熱的に向上された、０．２７℃／Ｗの熱抵抗を備えた、ペデスタルのないパッケージを有している。一構成において、出力電力および負荷ＶＳＷＲ次第で、制御基板１８は、軽快なレールアルゴリズム（ａｇｉｌｅ ｒａｉｌ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いて３５〜５０Ｖドレイン電圧を最適化し、デバイスの接合温度が決して１４０℃を超えないようにする。これによって、４０％を超える余裕が提供され、プラズマシステムの信頼できる動作には十二分である。

再び図３を参照すると、電力増幅器段階２６は、２方向スプリッタとして構成された第１の９０度ハイブリッド８２を用いて、駆動回路段階２２を、電力増幅器段階２６の中間増幅器（ＩＭＡ）８４から分離する。

駆動回路２２からの１２５Ｗ出力信号は、ＩＭＡ８４の段階９６、９８を駆動するために、９０度ハイブリッド８２によって２つの信号に分割される。ＩＭＡ段階９６および９８は、図８で示しかつＰＡ２６で用いられている上記のＰＰ６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０の構成と同じである。したがって、異なる用途に同じ回路設計を用いて、プラズマシステムの設計、製造およびテストを単純にし、その信頼性を改善する。ＩＭＡ８４は、ＰＡ２６を駆動するために、十分な３ｄＢの電力余裕を提供できる。

９０度ハイブリッド８２は、４ポート５０オームのネットワークであり、このネットワークは、入力信号を、２５ｄＢ分離度の２つの等しい出力信号に分割する一方で、出力のうち一方を、他方の出力に対して９０度位相をシフトさせる。各出力ポートの絶対的な位相値は、周波数とともに変化する。しかしながら、ネットワークは、特定の周波数範囲にわたって、出力間におけるコンスタントな９０度の位相差異を維持する。

ＩＭＡ段階９６、９８の直交位相出力信号が、それぞれの同相４方向スプリッタ８６および８８に結合されている。一構成において、各スプリッタ８６および８８によって、４つの同相５０オーム出力が供給されが、これらの出力が、２３ｄＢ分離度を超えて分離され、そして４つのプッシュプルの２つの組、すなわち、プッシュプル６６、６８、７０および７２を含む第１の組と、７４、７６、７８および８０を含む第２の組を駆動するために供給される。

ＰＰ６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０の出力は、それぞれ、２つの４方向同相コンバイナ９０および９２のそれぞれ５０オーム入力部に印加される。一構成において、コンバイナ９０および９２によって、２３ｄＢよりよい入力ポート−ポート分離が提供される。コンバイナ９０および９２の各出力ポートは、４つの入力信号のベクトル合計を生成する一方で、出力ベクトル間の９０度位相シフトを維持する。コンバイナ９０および９２の、それぞれ約１６００Ｗの直交位相出力信号は、第２の９０度ハイブリッド９４を介して、５０オームインピーダンスポート２８で、約３ｋＷのＶＨＦエネルギを供給する出力に再結合される。

同相スプリッタ８６、８８および同相コンバイナ９０、９２の両方とも、伝送タイプのトランスを用いるが、これらのトランスは、ＰＰ６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０におけるトランスに対して上記で説明したそれと類似の、平らな誘電体基板に印刷された電気的に短い導体を用いている。第２のハイブリッド９４は、２方向コンバイナとして構成された高電力ＶＨＦ広帯域９０度ハイブリッドであり、電力増幅器段階２６の２つの４方向コンバイナ９０、９２からの出力を結合する。ハイブリッド８２およびハイブリッド９４に使用可能な市販のハイブリッドモデルは、アナレン・マイクロウェーブ・インク（Ａｎａｒｅｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ，Ｉｎｋ）から入手できる４４１８タイプである。このハイブリッドは、１３０および１７０ＭＨｚ間の周波数で、定格出力電圧が３ｋＷＣＷとなっている。最小分離度は、０．２ｄＢの挿入損失において、２５ｄＢである。ハイブリッドの最大ＶＳＷＲは、１．１５：１である。±０．２ｄＢの振幅バランスおよび±１．５度の位相バランスがまた提供される。

一構成において、発生器装置１０のＲＦ出力周波数を調整するために、電圧制御発振器を用いた高周波数位相ロックループ（ＰＬＬ）シンセサイザが、直接デジタルシンセサイザの代わりに制御基板１８に設けられている。周波数シンセサイザは、安定した基準、典型的には水晶発振器に対して自走発振器の周波数を安定させ、その結果を同調制御のために用いるネットワークである。

一構成において、図９を参照すると、ＲＦ発生器装置が、２つの別個のシャーシ１０２、１０４に収容されている。シャーシ１０２には、１０ｋＷのスイッチモード電源１０６が含まれ、この電源により、ＲＦ駆動回路段階２２および電力増幅器段階２６のための全てのＤＣ電圧が供給される。制御基板１８およびフロントパネル２００がまた、シャーシ１０２に収容されている。シャーシ１０４には、全てのＲＦセクション、特に、駆動回路段階２２と、８つのプッシュプル電力増幅器６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０、ハイブリッド結合器８２および９４ならびに図９に別個には示されていない他の補助的な構成要素を含む電力増幅器段階２６とが収容されている。これらのプッシュプル電力増幅器は、水冷式ヒートシンク（図示せず）の片側に取り付けられている。ヒートシンクの他側は、駆動回路２２、スプリッタ８６および８８、コンバイナ９０および９２、９０度ハイブリッド結合器８２および９４、サーキュレータ３２、方向性結合器４２ならびにフィルタ５２および５８のために用いられる。

図１０および１１は、それぞれ、説明したように、結合された２つのシャーシ構成のフロントおよびリアパネルアセンブリの図である。電源シャーシ１０２のフロントパネルには、次の制御装置が含まれる（図１０）。２０文字の２つのラインを備えたディスプレイ１８０、オン／オフおよびメニューボタン１８１、メニュー選択において、一定の値を選択するためのデジタイザノブ１８２および遮断機１８３。

ＲＦシャーシ１０４のフロントパネルには、ＡＣおよびＲＦオン／オフならびに障害状態表示器１８４が含まれる（図１０）。シャーシ１０２および１０４は、発生器を標準１９’’ラックに設置するためのハンドル１７９を備えたブラケット１７８を用いて接続される。

電源シャーシ１０２のリアパネルには、次の制御装置が含まれる（図１１）。ＡＣ入力コネクタ１８５、発生器の状態を制御および監視するためのデジタルおよびアナログインターフェースコネクタ１８６、冷却ファン１８７、および電源シャーシ１０２からＲＦシャーシ１０４への、ＤＣおよびＲＦ線コネクタ１８８。

ＲＦシャーシ１０４のリアパネルには、次の構成要素が含まれる（図１１）。ＲＦシャーシ１０４から電源シャーシ１０２への、ＤＣおよびＲＦ線コネクタ１８９、水冷式ヒートシンクコネクタ１９０、ＲＦ出力コネクタ１９１、冷却ファン１９２、およびソレノイドバルブ１９３。

２シャーシ構成には、１シャーシ構成と比較して、多くの利点がある。出力電力、効率、周波数範囲等に対するシステムの要求に従い、別個のシャーシにおける電源は、任意の特定のシステムに容易に導入が可能であるが、一方で、全ての必要な変更は、主にＲＦシャーシにおいて実行される。製造のためには、組み立ておよび別個のテストが容易で、さらに様々なＲＦシステムにおいて使用できる１つの共通電源シャーシを有することが便利である。

電力増幅器２６の出力段階とプラズマ負荷１６との間にサーキュレータ３２を組み込むことによって、半導体産業において使用されるものなどの高電力ＶＨＦプラズマシステムには、高電力ＲＦ発生器装置により電力を供給することができる。サーキュレータ３２によって、相互作用するプラズマインピーダンスが引き起こす反射電力の分離および抑制がもたらされるが、反射電力は、さもなければ、全体的な発生器／プラズマ負荷システムの安定性および信頼性を劣化させるであろう。さらに、プラズマ負荷の状態、ＲＦ発生器装置１０と負荷１６との間のケーブル長、または任意の負荷不整合にもかかわらず、サーキュレータ３２によって、ＲＦ発生器装置１０は、性能パラメータに何の変化もなく、定格通りに動作が可能となる。ＲＦ発生器装置は、かくして、開回路および短絡負荷を始めとするかなりの負荷不整合においてまで動作することができる。結果として、安定性および信頼性において、著しい改善が達成される。

信頼性の改善は、上記の低損失トランスを、全てのＩＭＡ８４およびＰＡ２６プッシュプル段階と、同様に同相スプリッタ８６、８８および同相コンバイナ９０、９２に組み込むことによって提供される。他の利点のなかで、これらの非フェライトトランスがもたらす挿入損失は、非常に低い０．１〜０．１５ｄＢである。なぜなら、導体が物理的に類似しており、互いを囲まず、選択加熱を受けないからである。同時に、これらのトランスは、導体間の望ましくない位相遅延のないＲＦ変換を確実にする。なぜなら、これらの導体は、同軸ケーブル導体とは異なり、寸法がほとんど同一だからである。

全てのトランスは、平らな誘導体基板に印刷された、電気的に短い導体を用いた伝送タイプとして設計されている。各トランス構成の組み立ておよび再現性は単純化されている。なぜなら、それらは、複数の電気接点を有する別の平らなＲＦ回路基板の表面と垂直に取り付けられたプリント回路として、簡単に複製できるからである。このことは、２００２年２月２１日出願の同時係属中の出願番号１０／０８０，２５２号明細書により詳細に論じられ、また本出願を、参照により本明細書に全面的に援用している。

熱的に向上された高電力トランジスタとともに、電力増幅器段階２６において低損失トランスを用いることによって、各プッシュプル増幅器６６、６８、７０、７２、７４、７６、７８および８０は、ＶＨＦ周波数において、５００Ｗの電力を生成することが可能となる。低い熱抵抗により、トランジスタの安全動作領域が増加する。かくして、以前の設計において必要とされた１６個ではなく、８つの電力増幅器プッシュプル増幅器で、必要なＲＦ電力出力量を発生するのに十分である。構成要素における数の低減はまた、信頼性および安定性の改善に貢献する。

位相スプリッタ／コンバイナは、より安く、設計および実行がより容易だけれども、プラズマ処理システムの安定性および信頼性を改善するために、同相スプリッタ／コンバイナおよび９０度ハイブリッドの組み合わせを用いることには利点がある。このような利点の１つとして、出力９０度ハイブリッド９４は、同相２方向コンバイナとは異なり、出力合計ポート２８における負荷不整合を、同じ位相および等しく分割された振幅で全ての入力ポートに移送し返すことはない。このため、反射負荷不整合により、上側ＰＡ２６セクション（ＰＰ６６、６８、７０および７２）ならびに下側ＰＡ２６セクション（ＰＰ７４、７６、７８および８０）は、９０度シフトされた負荷を与えられる。その結果として、各セクションは、異なる不整合と出会うので、かくして、システム発振の可能性を激減する。一方で、出力９０度ハイブリッド９４の出力ポート２８へ流れ戻る不整合負荷ＶＳＷＲによって引き起こされる反射電力は、入力部で分裂し、次に部分的に反射するので、かくして出力ポート２８で打ち消しあい、終端抵抗器１１０全体に加わる。結果として、結合されたＰＡ出力２８は、整合したインピーダンスを有しているかのように動作し、システムの安定性を大幅に改善する。

さらに、入力９０度スプリッタ８２は、同相２方向スプリッタとは異なり、ＩＭＡ段階９６、９８の不整合を駆動回路２２へ反射し返さない。ハイブリッド８２が、段階９６、９８の類似の不整合に結合されているときには、ハイブリッド８２は、反射電力を、駆動回路２２から離れる経路で送って、終端ポート１００に向け、かくして、駆動回路２２を、ＶＳＷＲのリップルおよび不安定性から分離する。これによって、駆動回路２２は、ＩＭＡ段階９６、９８の不整合にもかかわらず、５０オームのインピーダンスを与えられ、システムの全体的な安定性および信頼性が向上される。

このように、同相および９０度スプリッタならびにコンバイナの上記の組み合わせを含む構成によって、プラズマ処理システムにおいて、安定性が向上され、信頼性が著しく改善される。９０度ハイブリッドを用いることによって取得される、改善した安定性を、図１２および１３に図表によって示す。図１２は、システムの、帯域内および帯域外スプリアス発生のプロットであり、同相スプリッタおよびコンバイナのみを含むＲＦ発生器１０構成が、６’ケーブルを介して、１．８−ｊ６３オーム負荷に調整された整合ネットワーク６０に接続されたときに、方向性結合器４６の順方向ポートから取られたものである。システム周波数帯域幅の下端部において、主周波数のわずか４４ｄＢ下にスプリアス発生の山があり、システム不安定および潜在的な構成要素障害をもたらしている。類似の同相ネットワークの代わりに、９０度スプリッタ８２および９０度コンバイナ９４が用いられた別の構成において、出力信号は、図１３に示すように、本質的には完全にクリーンであり、スプリアス発生は、主周波数から７０ｄＢよりも下にあった。

本発明の説明は、本質的には単に例示的なものであり、したがって、本発明の要旨から逸脱しない変更は、本発明の範囲内にあるものと意図されている。このような変更は、本発明の趣旨および範囲からの逸脱とみなすべきではない。

無線周波数（ＲＦ）発生器における電力増幅器（ＰＡ）トランジスタの温度が原因の、発生器の順方向電力出力の典型的な低下のプロットである。 プラズマ処理システムのブロック図である。 非線形負荷不整合状態に抵抗力のあるプラズマ処理システム用無線周波数（ＲＦ）発生器装置における一実施形態のブロック図である。 整合終端を備えたサーキュレータにおける入力ＶＳＷＲのプロットである。 整合終端を備えたサーキュレータにおける反射減衰量の別のプロットである。 サーキュレータを含まないプラズマ処理システムにおける高調波およびスプリアス発生のプロットである。 サーキュレータを含むプラズマ処理システムにおける高調波およびスプリアス発生のプロットである。 ＶＨＦＡＢ級プッシュプル増幅器の概略図である。 ２つの相互接続されたシャーシの収容された、図３の実施形態を示すものである。 相互接続された電源シャーシおよびＲＦシャーシの一構成におけるフロントパネルを示すものである。 相互接続された電源シャーシおよびＲＦシャーシの一構成におけるリアパネルを示すものである。 ９０度ハイブリッドを含まないプラズマ処理システムにおける、帯域内および帯域外スプリアス発生のプロットである。 ９０度ハイブリッドを含むプラズマ処理システムにおける、帯域内および帯域外スプリアス発生のプロットである。

Claims (24)

1. 非線形負荷不整合状態に抵抗力のあるプラズマ処理システム用の無線周波数（ＲＦ）発生器装置であって、
   ＲＦ信号を発生するように構成されたＲＦ発振器と、
   前記ＲＦ信号に応答し、プラズマチャンバ負荷を駆動するのに十分な電力を有するＶＨＦ・ＲＦ信号を生成するＲＦ増幅器と、
   前記増幅器に結合され、かつ前記プラズマチャンバ負荷の非線形性を前記ＲＦ増幅器から分離するように構成されたＶＨＦ帯サーキュレータと、
   を含む装置。
2. 前記ＶＨＦ帯サーキュレータがＹ接合サーキュレータを含む、請求項１に記載の装置。
3. 前記ＲＦ増幅器が、駆動回路と、電力増幅器と、第１の９０度ハイブリッド結合器と、第２の９０度ハイブリッド結合器とを含み、前記第１の９０度ハイブリッド結合器が、前記駆動回路を、前記電力増幅器から分離する２方向スプリッタとして構成され、前記電力増幅器が、２つのハーフセクションを含み、前記第２の９０度ハイブリッド結合器が、前記電力増幅器における両方の前記ハーフセクションの出力を結合する２方向コンバイナとして構成されている、請求項１に記載の装置。
4. 前記ＲＦ信号の周波数を調整するように構成された制御基板と、前記サーキュレータの出力部に結合された入力部を有し、前記サーキュレータからＲＦ電力を受け取る方向性結合器と、前記サーキュレータの前記出力部におけるＲＦ電力量を表す信号を、前記制御基板へ提供するように構成されたセンサとをさらに含み、前記制御基板が、ＲＦ電力量を表す前記信号に応答して、前記ＲＦ信号の前記周波数を調整する、請求項１に記載の装置。
5. 前記方向性結合器の出力部に結合された入力部を有する低域通過フィルタをさらに含む、請求項４に記載の装置。
6. 前記低域通過フィルタの出力部に結合された入力部を有し、前記プラズマチャンバ負荷に結合された信号におけるＲＦ高調波を接地に分路するように構成された高域通過フィルタをさらに含む、請求項５に記載の装置。
7. 前記低域通過フィルタの出力部に結合された入力部と、前記プラズマチャンバ負荷に電力を供給するように構成された出力部とを有する負荷整合ネットワークをさらに含み、前記負荷整合ネットワークが、前記装置の出力インピーダンスを、一組の動作状態の下にあるプラズマチャンバ負荷にほぼ整合させるように構成された、請求項６に記載の装置。
8. ＶＨＦ周波数で、少なくとも２．５キロワットのＲＦ電力を生成するように構成された、請求項１に記載の装置。
9. 前記増幅器が、プッシュプル構成における、１６個以下の出力トランジスタを含む、請求項８に記載の装置。
10. 第１のシャーシと、前記第１のシャーシに収容された電源および前記ＲＦ発振器を制御するように構成された制御基板と、前記増幅器と、前記第１のシャーシとは別個の第２のシャーシと、前記第２のシャーシ内に収容されたヒートシンクとを含み、
    前記第２のシャーシがまた、前記増幅器と、前記ＶＨＦ帯サーキュレータとを収容する、請求項１に記載の装置。
11. 前記ＶＨＦ帯サーキュレータが集中回路素子を含む、請求項１に記載の装置。
12. 前記ＶＨＦ帯サーキュレータが受動非可逆フェライト素子を含む、請求項１に記載の装置。
13. 前記ＲＦ発振器が直接デジタルシンセサイザを含む、請求項１に記載の装置。
14. 前記ＲＦ発振器が位相ロックループで動作する電圧制御発振器を含む、請求項１に記載の装置。
15. プラズマチャンバと、
    前記プラズマチャンバに動作可能に結合されて、前記プラズマチャンバにＶＨＦ周波数でＲＦ電力を供給する無線周波数（ＲＦ）発生器装置であって、前記ＲＦ発生器装置に供給される前記ＲＦ電力を生成するように構成されたＲＦ増幅器と、前記ＲＦ電力を前記プラズマチャンバに供給するように構成された出力部を有し、かつ前記プラズマチャンバの非線形性を前記ＲＦ増幅器から分離するＶＨＦ帯サーキュレータとを含むＲＦ発生器装置と、
    を含む、プラズマ処理システム。
16. 前記ＶＨＦ帯サーキュレータがＹ接合サーキュレータを含む、請求項１５に記載のプラズマ処理システム。
17. 前記ＲＦ増幅器が、駆動回路と、電力増幅器と、第１の９０度ハイブリッド結合器と、第２の９０度ハイブリッド結合器とを含み、前記第１の９０度ハイブリッド結合器が、前記駆動回路を、前記電力増幅器から分離する２方向スプリッタとして構成され、前記電力増幅器が、２つのハーフセクションを含み、前記第２の９０度ハイブリッド結合器が、前記電力増幅器における両方の前記ハーフセクションの出力を結合する２方向コンバイナとして構成されている、請求項１５に記載のプラズマ処理システム。
18. 前記プラズマチャンバに供給される前記ＲＦ信号の周波数を調整する制御基板と、前記サーキュレータの出力部に結合された入力部を有し、前記サーキュレータからＲＦ電力を受け取る方向性結合器と、前記サーキュレータの前記出力部におけるＲＦ電力量を表す信号を、前記制御基板へ提供するように構成されたセンサとをさらに含み、前記制御基板が、ＲＦ電力量を表す前記信号に応答し、前記ＲＦ電力の前記周波数を調整する、請求項１５に記載のプラズマ処理システム。
19. 前記方向性結合器と前記プラズマチャンバとの間に動作可能に結合され、前記方向性結合器を通過するＲＦ電力における高調波を低減する低域通過フィルタをさらに含む、請求項１８に記載のプラズマ処理システム。
20. 前記高調波を接地に分路するように構成された高域通過フィルタをさらに含む、請求項１９に記載のプラズマ処理システム。
21. ＶＨＦ周波数でＲＦ電力を、非線形プラズマチャンバ負荷に供給するための方法であって、
    ＲＦ発生器出力段階において、ＶＨＦ・ＲＦ電力を発生することと、
    ＶＨＦ帯サーキュレータを通して、前記ＶＨＦ・ＲＦ電力を送ることと、
    前記ＶＨＦ帯サーキュレータを通して送られた前記ＶＨＦ・ＲＦ電力を、プラズマチャンバ負荷に印加することと、
    を含む方法。
22. 方向性結合器を用いて、前記ＲＦ発生器出力段階からのＲＦ電力出力量を感知することと、
    前記感知したＲＦ電力量により、前記ＲＦ電力の周波数を調整することと、
    前記プラズマチャンバ負荷と前記ＶＨＦ帯サーキュレータ／アイソレータとの間に動作可能に結合された低域通過フィルタを用いて、前記方向性結合器から前記ＲＦ電力の高調波を分離することと、
    をさらに含む、請求項２１に記載の方法。
23. 前記ＲＦ電力の高調波を、前記プラズマチャンバ負荷と前記方向性結合器との間で、接地に分路することをさらに含む、請求項２２に記載の方法。
24. 前記感知したＲＦ電力量により、前記ＲＦ電力の周波数を調整することをさらに含む、請求項２２に記載の方法。