JP2005312059A - 発振器および発振器の周波数の調整設定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】第１の振動回路容量の値が第１の制御電圧によって種々異なっている段間で切換制御可能であるという、振動回路インダクタンスと第１の振動回路容量とから成っている振動回路１０２を備えている発振器１００を位相ジッタの低減などの点で改良すると同時にスペース面でも有利である発振器を提供する。
【解決手段】少なくとも３つの階段形状の種々異なっている値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路容量に印加する第１の制御電圧源１１６，１１８，１２０，１２２を備えて成る。
【選択図】図４

Description

本発明は、少なくとも１つの振動回路インダクタンスと第１の振動回路容量とから成っている振動回路を備え、第１の振動回路容量の値が第１の制御電圧によって種々異なっている段間でリスイッチング可能である発振器に関する。

更に本発明は、少なくとも１つの振動回路インダクタンスと第１の振動回路容量とから成っている振動回路を備え、第１の振動回路容量の値が第１の制御電圧によって種々異なっている段間でリスイッチング可能である発振器の周波数を調整設定するための方法に関する。

この種の発振器およびこの種の方法はそれ自体公知である。この公知技術に対して付加的に、論文“A Fully Integrated SiGe Bipolar 2.4 GHz Bluetooth Voltage Controlled Oscillator”, 2000 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium から、周波数が数個のバラクタダイオードと接続されているアナログ同調電圧によって制御される発振器が公知である。

この種の振動回路は例えば電圧制御発振器におよび位相調整ループに使用されて、定義された周波数の信号が生成されるようにするものである。これらは大抵、誘導および容量素子から成る並列回路から成る共振器（振動回路）を有している。この種の振動回路において高い電流が共振周波数においてインダクタンスと容量との間で往復振動し、その際リードには小さな電流しか流れない。減衰損は外部の付加回路によって補償される。該付加回路は理想の場合には位相正しく放射されたおよび／またはジュールの損失エネルギーを振動回路に再び供給する。

シャープに定義された、固定の共振周波数に対する要求に代わって、技術的な用途において通例、所定の帯域幅が要求されており、この帯域幅内で振動回路の共振周波数が制御されて調整設定可能であるようになっている。ブルートゥース（Bluetooth）用途（数メートルのオーダにある短い到達範囲を介する無線通信）の場合これは例えば２．４および２．５ＧＨｚの間にある０．１ＧＨｚの帯域幅である。所望の周波数の調整設定は通例、振動容量の制御される変化によって行われる。この振動回路容量は大抵、制御電圧に依存している容量を有している容量ダイオードによって実現される。

制御のために利用されるこの所望の依存性の他に、例えば製造に規定される、部品特性のばらつきによっておよび変動する作動温度によって規定されて生じる不都合な依存性も発生する。この理由から、制御の調整設定領域は温度ドリフトおよび製造許容偏差によって発生する周波数シフトもカバーしなければならない。その際制御の調整設定領域は使用の部品の特性によって、例えば容量ダイオードの有り得る容量変化によっておよび回路特性、殊に可能な制御電圧の最大の領域によって決められる。移動の通信技術において例えば、３Ｖおよび３．６Ｖ間の給電電圧が通例であり、このために可能な容量変化は著しく制限される。

それ自体公知の発振器では全体の振動回路容量は並列に位置する、スイッチング可能な振動回路容量と、アナログの制御電圧Ｖ ｔｕｎｅを介して変化する容量とに分割されている。並列に位置する、スイッチング可能な個別容量は制御されて振動回路に組み入れられるまたは振動回路から外される。この解決法は所要スペースが大きいという欠点を有している。その理由は、スペースはスイッチングすべき容量の数とともに上昇するからである。更にこの公知の回路は温度依存性の問題を解決しないまたは少なくとも不十分にしか解決しない。Ｖ ｔｕｎｅを用いて選択される同調すべき周波数領域が純然たる同調領域が要求する周波数領域より大きいときは常に位相ジッタが拡大される。このことは、すべての容量がＶ ｔｕｎｅによってアナログ制御されるまたはＶ ｔｕｎｅによってドライブ制御された容量が本来の同調領域の他に製造許容偏差に規定されて生じるおよび／または温度ドリフトが原因で生じる周波数離調も受けるような場合である。
"A Fully Integrated SiGe Bipolar 2.4 GHz Bluetooth Voltage Controlled Oscillator", 2000 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium

この背景に鑑みて、本発明の課題は、これらの欠点が低減された発振器および発振器の制御方法を提供することである。

この課題は冒頭に述べた形式の発振器において、少なくとも３段階となっている種々の値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路容量に印加する第１の制御電圧源によって解決される。

相応にこの課題は冒頭に述べた形式の方法において、少なくとも３つの階段形状の種々異なっている値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路容量に印加する第１の制御電圧源によって該第１の振動回路キャパシタンスを調整設定することによって解決される。

この手段によって、スイッチング可能な制御で同一の振動回路容量、例えば１つの容量ダイオードの容量または接続形成された対の容量ダイオードの容量が用意される。この解決法は所要スペースが僅かですむという利点を有している。その理由は、小さな（段階付けられた）値を有する多くの容量は−アイソレーション間隔を維持するという要求によって−１つの大きな容量より多くの場所を必要とするからである。小さな容量の値の合計は常に大きな容量の値と正確に同じでなければならない。何故ならそうしないと、振動回路は誤った周波数において発振するかもしれないからである。それ故に本発明では低減された数の容量ダイオードを有する振動回路制御が可能になり、このことで集積回路の枠内での所要スペースが有利にも小さくなる。更に、階段形状に種々異なっている容量値の数を高めることで、階段形状に変化可能な容量値の数を、第２の制御電圧の重畳的な介入操作に対して結果的にその都度扁平に経過する周波数−制御電圧特性曲線が生じるように高める可能性が生じる。こうすれは位相ジッタが低減されるのである。このことは後で更に詳細に説明される。

発振器の形態について見れば有利には、第１の制御電圧源はｎ個の電流源を有しており、該電流源は個別にスイッチング可能に負荷抵抗に接続されており、該負荷抵抗を介して第１の制御電圧が降下する。その際抵抗の概念にはオーミック抵抗だけではなく、電流が流れると電圧が降下するそれぞれの部品またはそれぞれの部品回路網も含んでいる。抵抗は殊に少なくとも１つの障壁層部品、例えばダイオードを有していることができる。抵抗部品としてダイオードを使用することで既に適当な温度特性が生じるが、あるいは少なくとも、温度に依存している電流源と接続されて所望の温度特性が得られるようにすることができる。電流源の数ｎはそれぞれ整数の正の数１，２，３…であってよい。ｎ＝１の場合、少なくとも３つの種々の制御電圧値を電流源の電流回路に種々の抵抗を挿入することによって生成することができる。

少なくとも１つの負荷抵抗を有するスイッチング可能な接続により、比較的僅かな数の電流源の種々の組み合わせによって制御電圧の比較的数多くの階段形状の種々の値が生成される。更に、電流源に対して、容量の温度特性を補償することができる温度特性が電流源で安定して得られるようにすることができるという利点を有している。

別の有利な形態は、ｎ個の電流源のいずれも負荷抵抗に接続しない、電流源のまさに１つ、ｎ個の電流源すべての組み合わせまたはｎ個の電流源の部分組み合わせを負荷抵抗に接続する第１の制御部によって特徴付けられている。

この形態は、比較的小さな数の電流源から大きな数の制御電圧を生成するという上で述べた利点を実現するものである。

ｎ個の電流源の少なくとも１つがその温度に依存している電流を送出することも有利である。

この形態は制御可能な容量の温度特性の補償の上で述べた利点を更に継承するものである。電流源の温度特性の選択の際に、発振器の周波数が温度を介して全体として安定状態に留まるように全部の回路構成要素が考慮されることは勿論である。

別の有利な形態はまさにｎ＝２の電流源によって特徴付けられている。

数多くの場合、例えば移動通信技術に使用される場合、この僅かな数の電流源で容量変化に対する申し分ない制御手段が実現される。負荷抵抗に電流源のいずれも接続されないか、１つされるのかまたは２つされるのかに応じて、３つの制御電圧値が生じる。２つの電流源が異なった電流を生成するとき、この数は４に高めることができる。このことは、数値を相応に変化してやればｎ個の電流源に対して同じように当てはまる。

それ故に、ｎ個の電流源のうち少なくとも２つが異なった大きさの電流を送出するようにしても有利である。

択一的に、少なくとも３つの制御電圧値を用意するために抵抗網と接続されて１つだけの電流源が利用されることも好適である。このために電流源および／または抵抗網は有利には、これらが発振器全体の温度特性を補償するように選択される。

別の有利な実施形態は少なくとも１つの第２の振動回路容量および第２の制御部によって特徴付けられており、ここで該第２の制御部はアナログの、連続的に変化可能な制御電圧を送出し、該電圧が第２の振動回路容量の値を決定する。

別のアナログ制御電圧（第２の制御電圧）によって調整設定可能である振動回路では、第１および第２の制御電圧の影響は、第１の制御電圧によって周波数−制御電圧依存性の特性曲線群から成る所定の特性曲線が選択されるように重なっている。これにより、本来の所望の周波数調整設定をアナログの、第２の制御電圧によって行いかつ第１の制御電圧をいわばこの特性曲線をシフトするために使用するという可能性が生じる。

第１および／または第２の振動回路容量がそれぞれ、２つの相対的にスイッチングされる容量ダイオードによって実現されていることも有利である。

アナログ制御電圧が２つのダイオードの間に供給されるというこういった対称的な配置構成によって、制御電圧の、振動回路からの直流電流−減結合が行われ、これにより振動回路−交流電圧とアナログ制御電圧との間の不都合な相互作用が妨げられるまたは少なくとも低減されることになる。

更に、第２の制御部が位相調整ループのチャージポンプであれば有利である。

この実施形態は本発明を位相調整ループの構想に統合するので、上に挙げた利点はそこでその作用効果を発揮できる。

方法の実施形態について見る場合、第１の制御電圧を、ｎ個の電流源のいずれも負荷抵抗に接続しない、ｎ個の電流源のまさに１つ、ｎ個の電流源すべての組み合わせまたはｎ個の電流源の部分組み合わせ（ｎ−ｍ）で負荷抵抗に接続することによって生成し、ここで組み合わせはそれぞれ第１の制御部の制御信号によって行われることは有利である。

第２の振動回路容量を第２の制御部によって制御し、ここで該第２の制御部がアナログの、連続的に変化可能な制御電圧を送出し、該電圧が第２の振動回路容量の値を決定することも有利である。

本発明の方法の観点のこの実施形態は相応する装置実施形態に対応している利点を提供する。

別の利点は明細書の説明および添付の各図から分かる。

ここまでに挙げたおよび以下に更に説明するつもりの特徴はその都度示されている組み合わせにおいてのみならず、本発明の枠を逸脱しない限り、別の組み合わせにおいても独立的にも使用可能であることは勿論である。

次に本発明を図示の実施例に付き図面を用いて詳細に説明する。

図１には振動回路１２、減衰防止回路１４および制御部１６を有するそれ自体公知の発振器１０の全体が示されている。振動回路１２はインダクタンス１８，２０および第１の容量２４および２６並びに第２の容量２２から成る並列回路を有している。第１および第２の容量２２，２４，２６のそれぞれは相互接続されている容量ダイオードまたはバラクタダイオード２８，３０；３２，３４および３６，３８の対として構成されている。容量ダイオードのそれぞれの対２８，３０；３２，３４；３６，３８は接続ノード４０，４２，４４を有しており、これらを介して制御部１６は可変の直流電圧を電圧に依存した容量の調整設定のために容量対２８，３０；３２，３４；３６，３８のそれぞれの対に供給する。

制御部１６の第１の部分制御部４８はバイナリー（２値）の電圧値をノード４２，４４に供給し、その結果所属の第１の容量２４，２６はその都度２つの可能な容量値の間をバイナリーに切り換えられる。制御部１６の第２の部分制御部４６はアナログの、連続的に変化する直流電圧をノード４０に供給するので、所属の第２の容量２２の値が連続的に変化する。インダクタンス１８，２０および容量２２，２４，２６を有する振動回路１２は給電電圧接続端子４５と減衰防止回路１４との間にある。減衰防止回路はノード４９，５０を介して振動回路１２に接続されている。ノード４９，５０にて発振器１０の出力信号を取り出すこともできる。

減衰防止回路１４は直流電流源５２と、トランジスタ対５４，５６と、容量対６０，６２と抵抗対６４，６６とから成っている。トランジスタ５４のコレクタ−エミッタ間はノード５０と直流電流源５２との間に存在している。同様に、トランジスタ５６のコレクタ−エミッタ間はノード４９と直流電流源５２との間に存在している。容量６０を介してトランジスタ５６のベースは交流電流的にノード５０に結合される。同様に、容量６２はトランジスタ５４のベースを交流電流的にノード４９に結合する。トランジスタ５４および５６のベースは抵抗６４および６６を介してノード６９に接続されている。このノードはトランジスタ５４および５６の動作点調整設定のために電圧源７１から給電される。

従って減衰防止回路１４はトランジスタ５４，５６の差分対（diefferentielles Paar）のコレクタおよびベースが容量的に交差接続されている交流電流源である。これは振動回路１２にノード４９，５０を介して位相正しくエネルギーを供給しかつこれにより振動回路１２の減衰損を代替えするものである。

点線６８，７０は、容量２４および２６の間に他の（ｎ−２）個の容量を介挿することができて、第１のサブ制御部４８によって切り換えられるｎ個の容量があることを指示している。

図２には、図１の発振器１０によって用意されるような種々様々な周波数領域が示されている。その際平均周波数領域７２は所望の周波数スペクトル、もしくは２．４および２．５ＧＨｚの間のＢｌｕｅｔｏｏｔｈ用途の場合の０．１ＧＨｚの帯域幅に相応する。発振器１０の温度に依存して、この所望の帯域幅７２は温度ドリフト現象によって拡大される。このことは図２では両側に拡がっている領域７４，７６によって示される。付加的な拡大は発振器１０の使用部品の電気的な特性の変動によって発生する。この種の変動は製造プロセスが原因で生じるものである。図２において、の領域７８，８０によりこの種の素子に規定されて生じる拡大が示されている。

それ自体公知の、図１の発振器１０は、第１の制御部４８がデジタルに、第１の容量２４，２６のいずれもドライブ制御しないか、第１の容量２４，２６のいずれかをドライブ制御するかまたは２つの第１の容量２４，２６をドライブ制御するように作動される。このことは、容量２４，２６間に別の（ｎ−２）個の容量が存在している場合にも相応に当てはまる。第１の制御部４８によって規定される、第１の容量２４，２６のスイッチング状態に依存して、図３に図示のオーバラップしている周波数領域８２，８４および８６の１つが生じる。その際第１の容量２４，２６および第１の制御部４８によって出力される、ノード４２，４４に対する制御電圧は、お互いにオーバラップしている、図３の周波数領域８２，８４および８６が図２の全部の周波数領域７８，７４，７２，７６，８０をカバーしているように選定されている。これにより第１の制御部４８は確実に、カバーすべき全部のスペクトル７８，７４，７２，７６，８０の１つの部分領域８２，８４，８６を選択する。

それから前以て選択された領域８２，８４，８６の１つ内で、第２の制御部４６がアナログの、連続的に変化する直流電圧信号を第２の容量２２のノード４０に送出することによって、その都度所望の周波数を正確に調整設定するという課題を引き受ける。

冒頭に説明したように、図１に図示されているような発振器１０は、周波数スペクトル７８，７４，７２，７６，８０を部分領域８２，８４，８６によってカバーするために、比較的多くのスペースを要求する第１の容量２４，２６が必要であるという欠点を有している。僅かな数の第１の容量２４，２６に制限する場合、その結果として比較的広い領域８２，８４，８６が生じ、この場合には合計で大きくなる同調領域に基づいて同調急峻度は一層大きくなり、ひいては不都合なことに位相ジッタも大きくなる。このことは後で図６との関連において一層詳細に説明する。

図４には、上述した欠点を回避する本発明の発振器１００の実施例が示されている。図４の発振器は図１のそれ自体公知の発振器１０とは、図１の振動回路１２に代わる変化された振動回路１０２並びに図１の制御部１６に代わる変化された制御部１０６によって相違している。変化していない構成要素は図１および図４とも同じ参照符号で示されておりかつそれ故に図４との関連においてもう一度繰り返さない。変化した振動回路１０２は、図１のｎ個の容量２４ないし２６が対毎に相対的にスイッチングされる容量ダイオード１１０，１１２から成る唯一の容量１０８によって置換されたことによって特徴付けられている。この容量の値は、変化した制御部１０６によってノード１１４に印加される階段形状にリスイッチング可能である直流電圧によって変化される。

ノード１１４に対して階段形状に変化可能である直流電圧を生成するために、制御部１０６はｎ個の直流電流源（ｎ＝１，２，３，…）を有しており、そのうち２つの直流電流源１１６，１１８が全部でｎ個の直流電流源の代表として図４に図示されている。個々の制御可能なスイッチ１２０，１２２を介してｎ個の直流電流源１１６，１１８が負荷抵抗１２４に接続されるようにすることができ、その結果スイッチ１２０および／または１２２が閉成されている場合、給電電圧接続端子４５とアース電位１２６との間にある、電流源１１６および／または１１８と負荷抵抗１２４とから成る直列回路が生じる。それ故にスイッチ１２０，１２２のスイッチング状態に応じて、制御可能な容量１０８のノード１１４に接続されているノード１２８に、階段形状に変化する直流電圧が生じることになる。複数の電流源１１６，１１８の、負荷抵抗１２４に対するスイッチングに対して択一的に、制御電圧の変化を、唯一の電流源、もしくは電流源１１６を抵抗網１２４にスイッチングすることによって実現することもでき、その場合には抵抗網１２４がスイッチ１２０，１２２の制御によって変化される。トポロジー的には、一方の電流源を例えば個別抵抗１２４の場所に配置するようにしてもよく、その場合には電流源１１６，１１８の場所に抵抗が配置される。この種の装置の抵抗の１つが通電するようにスイッチングされるのか、１つも通電しないようにスイッチングされるのかまたは両方が通電するようにスイッチングされるのかに応じて、この種の形態でもノード１１４に３つの制御電圧値が生じる。

スイッチ１２０，１２２は第１のサブ制御部１３０によって操作される。図１の発振器とは異なって、図４の振動回路１０２の容量は容量２４，２６の２値的なオンスイッチングまたはオフスイッチングによってではなくて、唯一の容量１０８に対する制御電圧の変化によって変化される。制御電圧の変化は図４の対象では直流電流源１１６，１１８からの電流のオンスイッチングまたはオフスイッチングによって行われ、この場合には図１の容量２４，２６より著しく僅かなスペースしか必要としない。

それ故に直流電流源１１６，１１８はスイッチ１２０，１２２および場合によっては負荷抵抗１２４および第１の制御部１３０と一緒に第１の制御電圧源（１１６，１１８，１２０，１２２）の実施例を表している。これは少なくとも３つの階段形状で異なっている値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路容量（１０８）に印加する第１の制御電圧源。

直流電流源１１６，１１８はそれぞれ同じ電流強度または異なった電流強度を送出することができる。更にこれらは有利には、これらの温度特性が容量１０８の温度特性を補償するように実現される。電流源の温度特性の選択の際に、発振器の周波数が温度に関して安定状態に留まるように全部の回路構成要素が考慮される。

図１のｎ個の容量２４，２６を、図４のｎ個の電流源１１６，１１８と接続されている唯一の容量１０８に置換することによって所要スペースが比較的僅かであるという利点の他に、容量を決定する直流電圧の変化を著しく細かい段階で行うことができるという利点を有してる。このことは図５において全体の周波数領域７８，７４，７２，７６，８０により８つの部分周波数領域１３２，１３４，１３６，１３８，１４０，１４２，１４４および１４６によって図示されており、そのうちそれぞれは図４のｎ個のスイッチ１２０，１２２のスイッチング状態を表している。それ故に領域１３２，…，１４６のそれぞれ個々は図３の領域８２，８４，８６のそれぞれより著しく狭くすることができる。領域の幅は回路技術的な要求から直接的に決まってくるものである。全体の領域を７８＋７４＋７２＋７６＋８０に選択することで十分であるが、この大きな領域によって同調峻度、ひいては位相ジッタは大きい。製造に規定されて生じるばらつきを考慮するのであれば、領域７４＋７２＋７６を捕捉するので十分である（８２から８４，…のステップ幅の＋／−約１／２）。温度補償が行われた同調領域が領域７２だけを有している（１３２から１３４，…のステップ幅の＋／−約１／２）ようにすれば、位相ジッタは極めて僅かということになる。

８つの部分領域は、３つの電流源の電流が等しくないとき、例えば３つの電流源および３つのスイッチによって実現される。この場合１が閉じられたスイッチを表しかつ０が開放されたスイッチを表すとき、次の８つの可能なスイッチング状態が生じ、これらにより８つ異なった和電流が、ひいては８つの異なった電圧がノード１１４，１２８において生じることになる。第１の制御部１３０は、このようなスイッチング状態を確定する相応のデータ語を送出する。次の表はこの場合に対する可能なスイッチング状態を示している。

電流源１１６，１１８および抵抗１２４が配置されている場合、極性反転も可能であるのは勿論である。すなわちその場合には抵抗１２４をノード４５に接続しかつ電流源１１６，１１８をアース１２６に接続することができる。周波数領域１３２，…，１４６の帯域幅を縮小する効果により、第２の制御部４６の、振動回路１０２のノード４０へのアナログ制御介入操作に対する特性曲線がより扁平に経過するという有利な結果が生じることになる。結果的にこれにより、図６から明らかであるように、位相雑因が低減される。図６の横軸には、第２の制御部４６から振動回路１２，１０２のノード４０に印加される制御電圧Ｕ ＤＣ ４０が取られている。図６の縦軸には図２および図５からの周波数領域７８，７４，７２，７６，８０が示されている。

特性曲線１５２は図１の振動回路１２に属しかつ図３の周波数領域８２，８４，８６の１つ内の制御電圧Ｕ ＤＣ ４０の変化ΔＵ ＤＣ ４０の際の振動回路１２の周波数変化の大きさを記述している。これに対して特性曲線１５４は周波数ｆの変化と周波数領域１３２，…，１４６の１つ内の図４の発振器１００の場合の制御電圧Ｕ ＤＣ ４０の変化ΔＵ ＤＣ ４０との間の依存関係を表している。

周波数領域１３２，…，１４６は周波数領域８２，８４，８６より狭いので、図４の発振器１００の特性曲線１５４は図１の発振器１０の相応の特性曲線１５２より扁平に経過する。それ故に制御電圧Ｕ ＤＣ ４０のそれぞれ同じ変動幅ΔＵ ＤＣ ４０はより扁平な特性曲線１５４において結果的により小さな周波数変化１５６を生じることになり、一方より急峻な特性曲線１５２の場合には制御電圧Ｕ ＤＣ ４０の同じ変動幅ΔＵ ＤＣ ４０は周波数変動１５８が一段と大きくなるということになる。周波数変化１５６，１５８は位相ジッタに対する尺度を表しているので、図６は、図４の対象が図１のそれ自体公知の対象の場合に比べて有利にもより小さな位相ジッタを招来することを示している。

冒頭に述べた、それ自体公知の回路の回路略図 図１の回路の所望の周波数の領域および温度および周波数の影響によるこの領域の不都合な拡大を示す線図 図１の回路において接続される容量の数を変えることにより生じる種々の周波数領域を示す線図 本発明の発振器の実施例の回路略図 図４の本発明の発振器においては図３の場合の周波数領域に比べてより狭い形状において周波数領域がどのように生じるかを示す線図 不所望の位相ジッタを低減することになる、より大きな数において階段形状に変化可能である容量値から生じかつ第２の制御電圧の操作介入に対する特性曲線をより扁平に経過させる本発明の作用効果を定性的に示す線図

符号の説明

１０ 発振器、 １２ 振動回路、 １４ 減衰防止回路、 １６ 制御部、 １８，２０ インダクタンス、 ２２，２４，２６ 容量、 ２８，３０；３２，３４，３６，３８ バラクタダイオード。 ４０，４２，４４ 接続ノード、 ４５ 給電電圧接続端子、 ４６，４８ サブ制御部、 ４９，５０ ノード、発振器の出力側、 ５２ 直流電流源、 ５４，５６ トランジスタ、 ７１ 電圧源、 ７２ 周波数領域、 １００ 発振器、 １０２ 振動回路、 １０８ 容量、 １１０，１１２ 容量ダイオード、 １１４，１２８ ノード、 １１６，１１８ 電流源、 １２０，１２２ スイッチ、 １２４ 負荷抵抗、 １２６ アース電位、 １３０ 第１制御部、 １５２，１５４ 特性曲線、 １５６，１５８ 周波数変化

Claims (15)

1. 少なくとも１つの振動回路インダクタンス（１８，２０）と第１の振動回路容量（１０８）とから成っている振動回路（１０２）を備えている発振器（１００）であって、
   第１の振動回路容量（１０８）の値が第１の制御電圧によって種々異なっている段間で切換制御可能であるという形式のものにおいて、
   少なくとも３つの階段形状の種々異なっている値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路キャパシタンス（１０８）に印加する第１の制御電圧源（１１６，１１８，１２０，１２２）を備えて成る
   ことを特徴とする発振器（１００）。
2. 第１の制御電圧源（１１６，１１８，１２０，１２２）はｎ個の電流源（１１６，１１８）を有しており、該電流源は個別にスイッチング可能に負荷抵抗（１２４）に接続されており、該負荷抵抗を介して第１の制御電圧が降下する
   請求項１記載の発振器（１００）。
3. 負荷抵抗（１２４）として障壁層部品が使用されている
   請求項２記載の発振器（１００）。
4. ｎ個の電流源（１１６，１１８）のいずれも負荷抵抗（１２４）に接続しない、電流源（１１６，１１８）のまさに１つ、ｎ個の電流源（１１６，１１８）すべての組み合わせまたはｎ個の電流源（１１６，１１８）の部分組み合わせを負荷抵抗（１２４）に接続する第１の制御部（１３０）を備えて成る
   請求項２または３記載の発振器（１００）。
5. ｎ個の電流源（１１６，１１８）の少なくとも１つはその温度に依存している電流を送出する
   請求項２から４までのいずれか１項記載の発振器（１００）。
6. まさにｎ＝２の電流源（１１６，１１８）である
   請求項２から５までのいずれか１項記載の発振器（１００）。
7. ｎ個の電流源（１１６，１１８）の少なくとも２つは異なっている強度の電流を送出する
   請求項２から６までのいずれか１項記載の発振器（１００）。
8. 少なくとも３つの制御電圧値を用意するために抵抗（網１２４）と接続されて１つだけの電流源（１１６）が利用される
   請求項２または３記載の発振器（１００）。
9. 電流源（１１６）および／または抵抗網（１２４）は発振器全体（１００）の温度特性を補償する
   請求項８記載の発振器（１００）。
10. 少なくとも１つの第２の振動回路容量（２２）および第２の制御部（４６）を備え、ここで該第２の制御部（４６）はアナログの、連続的に変化可能な制御電圧（Ｕ ＤＣ ４０）を送出し、該電圧が第２の振動回路容量（２２）の値を決定する
    請求項１から９までのいずれか１項記載の発振器（１００）。
11. 第１および／または第２の振動回路容量（１０８；２２）はそれぞれ、２つの相対的にスイッチングされる容量ダイオード（１１０，１１２；２８，３０）によって実現されている
    請求項１から１０までのいずれか１項記載の発振器（１００）。
12. 第２の制御部（４６）は位相調整ループのチャージポンプを有している
    請求項１０記載の発振器（１００）。
13. 少なくとも１つの振動回路インダクタンス（１８，２０）と第１の振動回路容量（１０８）とから成っている振動回路（１０２）を備えている発振器（１００）の周波数を調整設定するための方法であって、
    第１の振動回路容量（１０８）の値が第１の制御電圧によって種々異なっている段間で切換制御可能であるという形式の方法において、
    第１の振動回路容量（１０８）を第１の制御電圧源（１１６，１１８，１２０，１２２）によって調整設定し、該第１の制御電圧源が少なくとも３つの階段形状の種々異なっている値を有する第１の制御電圧を第１の振動回路キャパシタンス（１０８）に印加する
    ことを特徴とする発振器の周波数の調整設定方法。
14. 第１の制御電圧を、ｎ個の電流源（１１６，１１８）のいずれも負荷抵抗（１２４）に接続しない、ｎ個の電流源（１１６，１１８）のまさに１つ、ｎ個の電流源（１１６，１１８）すべての組み合わせまたはｎ個の電流源（１１６，１１８）の部分組み合わせを負荷抵抗（１２４）に接続することによって生成し、ここで該接続は第１の制御部（１３０）によってその都度行われる
    請求項１０記載の方法。
15. 第２の振動回路容量（２２）を第２の制御部（４６）によって制御し、ここで該第２の制御部（４６）はアナログの、連続的に変化可能な制御電圧（Ｕ ＤＣ ４０）を送出し、該電圧が第２の振動回路容量（２２）の値を決定する
    請求項１０または１１記載の方法。

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