DE10050294B4

DE10050294B4 - PLL-Schaltung

Info

Publication number: DE10050294B4
Application number: DE10050294A
Authority: DE
Inventors: Marco Dipl.-Ing.(FH) Schwarzmüller
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2000-10-10
Filing date: 2000-10-10
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2020-10-11
Also published as: US7120217B2; GB2367961A; GB2367961B; ITMI20011928A1; DE10050294A1; US20020041651A1; ITMI20011928A0; FR2815198B1; FR2815198A1; GB0123995D0

Abstract

PLL-Schaltung bestehend aus
a) einem spannungsgesteuerten Oszillator (1) zur Erzeugung einer Schwingfrequenz (f_VCO),
b) einem Phasendetektor (3) zur Messung der Phasenabweichung, wobei in Abhängigkeit von der Phasenabweichung Synchronisationsimpulse erzeugt werden, die Nutzsignal- und Störsignalkomponenten aufweisen können und
c) einem Stellglied (36) mit einer Ladungspumpe (4), die einen ersten und einen zweiten Ausgang aufweist, und einem Schleifenfilter (5), das zumindest einen Kondensator (9, 10, 29, 30, 31, 32) enthält, der in Abhängigkeit von den Synchronisationsimpulsen eine Spannung erzeugt, die als Stellgröße für den spannungsgesteuerten Oszillator (1) dient,
dadurch gekennzeichnet, daß
d) der spannungsgesteuerte Oszillator (1) mehrere Spannungseingänge (24, 25, 26, 27) aufweist, und
e) das Stellglied (36) mindestens zwei voneinander getrennte Kanäle (37, 38) beinhaltet, wobei ein erster Kanal (37) mit dem ersten Ausgang der Ladungspumpe (4) und einem ersten Spannungseingang des spannungsgesteuerten Oszillators (1) und ein zweiter Kanal (38) mit dem zweiten Ausgang der...

Description

Die Erfindung betrifft eine PLL-Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche PLL-Schaltung ist aus EP 0 642 227 A1 bekannt.

Aus Electronics Letters, Vol. 15, No. 13, S. 391–393 (1979) ist eine PLL-Schaltung bekannt, in der ein spannungsgesteuerter Oszillator mit zwei Eingängen sowie ein ausgangsseitig in einen Proportional- und einen Integralpfad unterteiltes Schleifenfilter vorgesehen ist, das eingangsseitig mit einem Phasenkomparator verbunden ist.

1 zeigt eine herkömmliche Phase Locked Loop (PLL)-Schaltung. Die herkömmliche PLL-Schaltung umfasst einen Phasendetektor (PD) 3, eine Ladungspumpe (CP) 4 ein externen Schleifenfilter (LF) 4, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 1 und einen Frequenzteiler (DIV) 2. Der Phasendetektor 3 detektiert die Phasendifferenz zwischen der Referenzfrequenz f_Ref und der VCO abhängigen Istfrequenz f_ist. Wenn die Phase der Istfrequenz f_ist der Phase der Referenzfrequenz f_Ref voreilt, wird ein fallender Impuls DW, dessen Dauer der Phasendifferenz zwischen der Referenzfrequenz f_Ref und der Istfrequenz f_ist entspricht, erzeugt und zu einem DW-Ausgang 15 des Phasendetektors 3 geleitet. Wenn die Phase der Istfrequenz f_ist der Phase der Referenzfrequenz f_Ref nachläuft wird ein ansteigender Impuls UP, dessen Dauer der Phasendifferenz zwischen der Referenzfrequenz f_Ref und der Istfrequenz f_ist entspricht erzeugt und zu einem UP-Ausgang 14 des Phasendetektors 3 geleitet. Wenn die Istfrequenz f_ist mit der Referenzfrequenz f_Ref synchronisiert ist, wird gleichzeitig sowohl ein UP- als auch ein DW-Impuls an den UP- bzw. DW-Ausgang 14, 15 geleitet.

Bei Empfang des UP-Impulses von dem Phasendetektor 3 lädt die Ladungspumpe 4 das externe Schleifenfilter 5. Bei Empfang des DW-Impulses vom Phasendetektor 3 entlädt die Ladungspumpe 4 das externe Schleifenfilter 5. Wenn die Klemmenspannung V₁ des Schleifenfilters 5 bei Empfang einer hohen Spannung von der Ladungspumpe 4 ansteigt, steigt auch die Frequenz f_VCO im VCO 1 an. Wenn andererseits die Klemmenspannung V₁ im externen Schleifenfilter 5 durch Empfang der niedrigeren Spannung von der Ladungspumpe 4 abfällt, fällt die Schwingungsfrequenz f_VCO des VCO 1 ab. Der Schleifenfilter 5 und die Ladungspumpe 4 bilden Bestandteile des Stellglieds 36 für den VCO 1. Das Stellglied 36 wandelt das Messergebnis vom Phasendetektor in eine Spannung um mit der die Schwingfrequenz des VCO beeinflusst werden kann.

Wenn die, von der Schwingungsfrequenz f_VCO des VCO 1 abhängige, Istfrequenz f_ist niedriger ist als die Referenzfrequenz f_Ref, und die Phase der Istfrequenz der Phase der Referenzfrequenz f_Ref nacheilt, werden UP-Impulse im Phasendetektor 3 erzeugt, wodurch die Ladungspumpe 4 an dem externen Schleifenfilter 5 die Spannung V₁ erhöht. Durch die Erhöhung der Spannung V₁ steigt die Schwingungsfrequenz f_VCO des VCO 1. Die Erhöhung der Schwingungsfrequenz f_VCO bedingt die Erhöhung der Istfrequenz f_ist am Phasendetektor 3 und damit die Annäherung an die Referenzfrequenz f_Ref.

Wenn dagegen die von der Schwingungsfrequenz f_VCO des VCO 1 abhängige Istfrequenz f_ist größer ist als die Referenzfrequenz f_Ref, also wenn die Phase der Istfrequenz f_ist der Phase der Referenzfrequenz f_Ref vorauseilt, wird ein DW-Impuls DW im Phasendetektor 3 erzeugt, wodurch die Ladungspumpe 4 an dem externen Schleifenfilter 5 die Spannung V₁ erniedrigt. Durch die Erniedrigung der Spannung V₁ verkleinert sich auch die Schwingungsfrequenz f_VCO des VCO 1. Die Verkleinerung der Schwingungsfrequenz f_VCO bedingt die Absenkung der Istfrequenz f_ist am Phasendetektor 3 und damit die Annäherung an die Referenzfrequenz f_Ref.

Zur Glättung der Stromimpulse der Ladungspumpe 4, die aufgrund der UP- und DW-Impulse im Phasendetektor 3 initiiert werden, befindet sich ein Glättungskondensator C_G 8 zwischen der Ladungspumpe 4 und dem Schleifenfilter 5.

Aufgrund der Tatsache, dass die Empfindlichkeit und damit die Steilheit K_VCO = f (V₁) des VCO 1 nicht über den gesamten Spannungsbereich konstant ist, sondern z.B., um einen Faktor 4 über den gesamten Spannungsbereich variieren kann, befindet sich ein zusätzlicher Schalter 17 zwischen dem Eingang des VCO 1 und der Ladungspumpe 4, der diesen Effekt zumindest teilweise kompensieren soll.

Das externe Schleifenfilter 5 besteht aus einem ersten Kondensator C_S1 9 mit dem die Spannung V₁ für den VCO 1 erzeugt wird und einer in Reihe geschalteten Anordnung bestehend aus einem Widerstand R_S 28 mit einem parallel angeordneten zweiten Kondensator C_S2 10.

Die Dimensionierung einer solchen PLL-Schaltung für Anwendungen im Telekommunikationsbereich ist so ausgelegt, dass schaltungsbedingte Störungen möglichst gering sind. Zum einen werden die Störungen durch die Ströme I₁ und I₂ verursacht. Dieser Störeinfluss ist aber in Relation zum Nutzsignal V₁ umso geringer, je größer der Strom I aus der Ladungspumpe 4 ist. Dies erfordert wiederum eine Erhöhung der Kapazität des Kondensators C_S1 9 um auf den identischen Spannungswert V₁ zu kommen.

Zum anderen wird eine weitere Störung durch die Modulation der Ausgangsfrequenz mit dem thermischen Rauschen des Widerstands R_S 28 im VCO 1 verursacht. Diese Störung ist umso stärker, je größer der Widerstand R_S 28 ist und je größer die Steilheit K_VCO des VCO's ist. Typische Werte für einen Schleifenfilter 5 im Telekommunikationsbereich sind I = 0,1 mA – 2 mA; C_S1 + C_S2 = 200 pF – 5 nF; R_S = 100 Ω – 2 kΩ.

Nachteilig hierbei ist jedoch, dass das Schleifenfilter 5, aufgrund der großen Kapazitäten, die aufgrund der Verringerung der Störeinflüsse benötigt werden, nicht in die PLL-Schaltung integriert werden kann, da z.B. bei einer typisch verwendeten Kapazität C_S1 von z.B. 1 nF bereits eine Fläche von ca. 1 mm² benötigt wird. Würden im Schleifenfilter 5, die Kapazitäten C_S1 und C_S2 kleiner dimensioniert, so müsste auch der Strom I verkleinert und der Widerstand R_S vergrößert werden. Dadurch entstünden in der PLL-Schaltung zu große Störungen womit die Anforderungen vor allem für den Telekommunikationsbereich nicht erfüllt werden könnten.

Aufgabe der Erfindung ist eine PLL-Schaltung aufzuzeigen in der auch die Funktionen eines Schleifenfilters 5 integriert sind ohne eine Erhöhung der Störeinwirkungen zu verursachen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst. Hierbei werden zwei separate Kanäle zwischen dem Phasendetektor und dem VCO angeordnet, wobei der eine Kanal die Nutzsignalkomponenten und der andere Kanal die Störsignalkomponenten verarbeitet. Diese verschiedenen Signalkomponenten können aufgrund ihrer unterschiedlichen Wirkungsdauer voneinander getrennt und bearbeitet werden.

Die Vorteile der Erfindung bestehen darin, dass durch die Aufteilung in einen separaten Nutzsignalkanal und in einen separaten Störsignalkanal, die bisherigen gegensätzlichen Anforderungen an die Dimensionierung der Bauteile entfällt. Jedes Bauteil des Stellglieds ist nur einem Kanal und damit nur einer Anforderung unterworfen, so dass es optimal für den jeweiligen Zweck dimensioniert werden kann.

Weitere vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung bestehen darin, dass zumindest ein Kanal im Stellglied zumindest zwei Leitungen aufweist mit denen Differenzspannungen und nicht mehr wie bisher üblich Absolutspannungen m Stellglied erzeugt werden. Hierbei ist jede Leitung mit einer Kondensatorplatte verbunden, die von den Stromquellen ge- oder entladen wird, so dass sich zwischen zwei Leitungen einer Zuleitung Differenzspannungen einstellen. Jede Stromquelle ist mit einem Schalter verbunden, mit dem die Stromquelle an die Leitungen angeschlossen oder abgetrennt wird, wobei die Schalter in Abhängigkeit von dem im Phasendetektor erzeugten Synchronisationsimpulsen betätigt werden. Aufgrund der Erzeugung von Differenzspannungen fließen entgegengesetzt wirkende Ströme. Diese Ströme erzeugen wiederum gegensätzliche Störungen, die zwar vom Betrag her identisch sind aber sich gegenseitig kompensieren. Durch diese Störungskompensation kann die Kapazität und damit der Flächenbedarf des Kondensators oder der Kondensatoren soweit verringert werden, dass sie in einen PLL-Schaltkreis integriert werden können. Durch einen solchen Aufbau mit dem anstatt Absolut- Differenzspannungen erzeugt werden, können Versorgungsspannungs- bzw. Versorgungsstromstörungen ausgeglichen werden. Durch die Einspeisung mehrerer Steuerspannungen in den VCO kann auch die Steilheit des VCO in zwei unabhängige Teilbereiche aufgesplittet werden. Der eine Teilbereich verarbeitet das Nutzsignal. Dieser Bereich ist unempfindlich gegen die Störungseinflüsse. Die Steilheit K1_VCO dieses Bereichs hat keinen Einfluss auf die Eigenschaften der Schaltung. Der andere Teilbereich verarbeitet die Störungen. Die Steilheit K_2VCO dieses Bereichs hat einen großen Einfluss auf die Eigenschaften der Schaltung. Aus diesem Grund kann hier ein vorteilhafter K_2VCO-Wert gewählt werden. Dieser K_2VCO-Wert und der Widerstandswert R_S, der das Signal/Rausch-Verhältnis bestimmt, werden durch eine vorteilhafte Skalierung mittels Veränderung des Stromes der Stromquellen, trotz der kleineren Kapazitäten auf den gewünschten Wert eingestellt.

Im folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen in Zusammenhang mit den 2a, 2b und 3 dargestellt werden.
Es zeigen:
1: PLL-Schaltung mit externem Schleifenfilter nach dem Stand der Technik
2a: PLL-Schaltung mit vollintegriertem Stellglied.
2b: PLL-Schaltung mit vollintegriertem Stellglied und einem Common Mode Loop.
3: Alternative PLL-Schaltung mit vollintegriertem Stellglied.
2a zeigt eine PLL-Schaltung mit vollintegriertem Stellglied. Der VCO 1 stellt an seinem Ausgang 11 die Schwingungsfrequenz f_VCO der PLL-Schaltung zur Verfügung. Die Schwingungsfrequenz f_VCO wird in einem Frequenzteiler um den Faktor N geteilt. Dadurch entsteht eine Schwingung mit einer Istfrequenz, die im Bereich der Referenzfrequenz f_Ref liegt und deren Phasenunterschied vom Phasendetektor erfasst werden kann. Hierfür wird an einem Eingang 13 des Phasendetektors 3 die konstante Referenzfrequenz f_Ref und am anderen Eingang 12 die VCO abhängige Istfrequenz f_ist eingespeist. Im Phasendetektor 3 werden die Phasenunterschiede der beiden Schwingungen erfasst. Hierbei kann der Phasendetektor 3 auch als Phasenfrequenzdetektor ausgebildet sein, der nicht nur die Phase, sondern auch die Frequenz der beiden Schwingungen f_Ref und f_ist vergleicht. Abhängig von diesem Vergleichsergebnis, wie bereits in 1 beschrieben entstehen an den beiden Ausgängen 14, 15 zwei Ausgangssignale ein UP und/oder ein DW-Impuls. Mit diesen Impulsen wird das Stellglied 36 gesteuert, welches das Messergebnis, das in Form von Pulsen vorliegt, in Spannungen umwandelt mit denen der VCO 1 gesteuert werden kann. Mit jedem dieser UP- and DW-Impulse werden mehrere (in dieser Abbildung jeweils vier) Schalter S_U1, S_U2, S_U3, S_U4 und S_D1, S_D2, S_D3 S_D4 betätigt mit denen die Stromquellen 6, 7, 18, 19, 20, 21, 22 und 23 dazugeschaltet oder abgetrennt werden. Dieser Teil der Anordnung bildet die Ladungspumpe 4 des Stellglieds 36. Im Anwendungsbeispiel sind zwei differentielle Kanäle 37, 38 ausgebildet, wobei jede Leitung 371, 372 des einen Kanals 37 und jede Leitung 381, 382 des anderen Kanals 38 mit jeweils einer Kondensatorplatte verbunden ist, wodurch jeweils eine Differenzspannung zwischen den Leitungen 371 und 372 bzw. 381 und 382 in einem Kanal 37 bzw. 38 aufgebaut wird.
Die Stromquellen 6 und 19 erzeugen bei einem UP-Impuls durch Betätigung der Schalter S_U1 und S_U2 einen Strom I, die Stromquellen 7 und 18 bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D1 und S_D2 den gleichen aber entgegengesetzt durch C_S1 fließenden Strom. Die Stromquellen 20 und 23 erzeugen bei einem UP-Impuls durch Betätigung der Schalter S_U3 und S_U4 einen Strom x·y·I, die Stromquellen 21 und 22. bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D3 und S_D4 den gleichen aber entgegengesetzt durch C_S2 fließenden Strom. Die Stromquellen sind über die Schalter mit Kondensatoren 9, 10 verbunden und zwar derart, dass die Stromquelle 6 über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U1 und die Stromquelle 7 über einen DW-impulsabhängigen Schalter S_D1 die eine Platte des Kondensators C_S1 9 lädt. Die andere Platte des C_S1 ist zum einen über den Schalter S_U2 mit der Stromquelle 19 und zum anderen über den Schalter S_D2 mit der Stromquelle 18 verbunden. Jede Platte des C_S1 9 wird mit einem Eingang 24, 25 des VCO 1 verbunden. Durch diese Anordnung der Stromquellen wird eine Differenzspannung V_3A – V_3B im C_S1 erzeugt und an den VCO weitergeleitet. Die Ströme I₁ und I₃ die zwischen dem C_S1 und den VCO-Eingängen fließen verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass die Differenzspannung V_3A – V_3B des C_S1 störungsfrei in den VCO eingespeist werden kann. Die Platten des zweiten Kondensators C_S2 10 werden gleichfalls mit vier Stromquellen betrieben. Die eine Platte des C_S2 10 ist über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U3 mit der Stromquelle 20 und über den DW-abhängigen Schalter S_D3 mit der Stromquelle 21 verbunden. Die andere Platte des C_S2 wird über den Schalter S_U4 von der Stromquelle 23 und über den Schalter S_D4 von der Stromquelle 22 versorgt. Parallel zum C_S2 10 ist ein Widerstand R_S 28 angeordnet. Die beiden Kondensatoren 9, 10 und der Widerstand 28 bilden das Schleifenfilter 5 des Stellglieds 36. Der R_S 28 bestimmt zusammen mit der Steilheit K_2VCO das Signal/Rausch-Verhältnis der Anordnung. Jede Platte des C_S2 10 wird mit einem weiteren Eingang 26, 27 des VCO 1 verbunden. Durch diese Anordnung der Stromquellen 20, 21, 22, 23 wird eine Differenzspannung V_2A – V_2B im C_S2 erzeugt und an den VCO weitergeleitet. Die Ströme I₂ und I₄ die zwischen dem C_S2 und den VCO-Eingängen fließen, verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass gleichfalls eine weitere Differenzspannung V_2A – V_2B störungsfrei in den VCO 1 eingespeist werden kann. Der VCO 1 wird im Anwendungsbeispiel mit zwei Spannungswerten V_3A – V_3B, V_2A – V_2B gespeist und erzeugt aus der Summe dieser Spannungswerte und der Grundfrequenz (K_1VCO (V_3A – V_3B)) + (K_2VCO (V_2A – V_2B)) + f_VCOo an seinem Ausgang 11 eine Schwingung mit der Frequenz f_VCO. Die beiden Differenzspannungen V_3A – V_3B, V_2A – V_2B tragen in unterschiedlichem Maß zur Einstellung der Schwingungsfrequenz bei. Die im ersten Kanal 37 von C_S1 erzeugte Spannungsdifferenz V_3A – V_3B ist nur abhängig vom Nutzsignal, das sich aus der Phasendifferenz zwischen dem Ist- und dem Referenzfrequenz ergibt. Dynamische Störungen beeinflussen diese Spannungsdifferenz wenig. Die im zweiten Kanal 38 von C_S2 erzeugte Differenzspannung V_2A – V_2B ist nur im Falle einer Störung ungleich Null. Der zweite Kanal 38 bestimmt die dynamischen Eigenschaften der Anordnung. Im Anwendungsbeispiel werden am VCO 1 verschiedene Steilheiten K_1VCO und K_2VCO verwendet. Der vom Nutzsignal abhängigen Differenzspannung V_3A – V_3B wird die Steilheit K_1VCO und der vom Störsignal abhängigen Differenzspannung V_2A – V_2B wird die Steilheit K_2VCO zugeordnet. Die beiden Steilheiten werden in der Regel stark voneinander abweichen K_1VCO » K_2VCO. Sie sind aber gegenüber Änderungen der jeweiligen Differenzspannung empfindlich, so dass gilt K_1VCO = f(V_3A – V_3B) und K_2VCO = f(V_2A – V_2B). Da aber im eingeregelten Zustand V_2A – V_2B ≈ 0 ist, ist K_2VCO = konstant, was wiederum, da die dynamischen Eigenschaften nur von K_2VCO abhängen, konstante dynamische Eigenschaften bewirkt. Der Faktor zwischen K_1VCO und K_2VCO wird durch die Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 des Widerstandes 28 und der Kapazität 10 ausgeglichen. Im Anwendungsbeispiel besteht zwischen den Empfindlichkeiten K_1VCO, K_2VCO, der Dimensionierung vom Widerstand R_S und der Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 folgender Zusammenhang: K_2VCO = K_1VCO/y und R_S/x = konstant. Da das Signal/Rausch Verhältnis proportional zu K_2VCO und √R_S ist, kann durch die Verkleinerung des Steilheitswert K_2VCO ein größerer Widerstandswert R_S kompensiert werden. Betragen die Spannungsdifferenzen (V_3A – V_3B) = (V_2A – V_2B) = 0V so soll am Ausgang des VCO 1 eine Grundschwingung mit einer Frequenz f_VCOo ≠ 0 Hz verfügbar sein.
Diese PLL-Schaltung kann mit kleinen Kapazitäten von C_S1 und C_S2 und einem Widerstand mit einem großen Widerstandswert R_S störungsarm arbeiten. Durch die symmetrische Anordnung der Störeinflüsse, bedingt durch die Erzeugung von Differenzspannungen, heben sich diese Störeinflüsse untereinander auf, durch die günstige Skalierung x·y der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 können das Rauschen trotz des hohen Widerstands durch einen niedrigen K_2VCO unterdrückt werden. Durch die Einspeisung von Differenzspannungen wird diese PLL-Schaltung auch unempfindlich gegen Schwankungen von Versorgungssystemen Durch die kleineren Komponenten insbesondere den Kapazitäten von C_S1 und C_S2 lässt sich eine solche PLL-Schaltung komplett in einen einzigen integrierten Schaltkreis (IC) unterbringen, insbesondere wenn der IC mit einer Bipolar-, CMOS-, BiCMOS oder anderen IC-Technologie hergestellt wird. Gerade im Kommunikationsbereich ist es von Vorteil, wenn ICs unabhängig von Versorgungsspannungsschwankungen oder Versorgungsstromschwankungen arbeiten, klein sind und störungsfrei arbeiten. Es werden keine externen Schleifenfilter mehr benötigt. Die zusätzlichen Stromquellen und Schalter lassen sich auf kleinstem Raum realisieren.
2b zeigt eine PLL-Schaltung mit vollintegriertem Stellglied und einem Common Mode Loop. Der VCO 1 stellt an seinem Ausgang 11 die Schwingungsfrequenz f_VCO mit f_VCO = 960 MHz der PLL-Schaltung zur Verfügung. Die Schwingungsfrequenz f_VCO wird in einem Frequenzteiler um den Faktor N = 64 geteilt. Dadurch entsteht eine Schwingung mit einer Istfrequenz f_ist mit f_ist = 15 MHz, die im Bereich der Referenzfrequenz f_Ref mit f_Ref = 14,2969 MHz liegt und deren Phasenunterschied vom Phasendetektor erfasst werden kann. Hierfür wird an einem Eingang 13 des Phasendetektors 3 die konstante Referenzfrequenz f_Ref mit f_Ref = 14,2969 MHz und am anderen Eingang 12 die VCO abhängige Istfrequenz f_ist mit f_ist = 15 MHz eingespeist. Im Phasendetektor 3 werden die Phasenunterschiede der beiden Schwingungen erfasst. Hierbei kann der Phasendetektor 3 auch als Phasenfrequenzdetektor ausgebildet sein, der nicht nur die Phase, sondern auch die Frequenz der beiden Schwingungen f_Ref und f_ist vergleicht. Abhängig von diesem Vergleichsergebnis, wie bereits in 1 beschrieben, entstehen an den beiden Ausgängen 14, 15 zwei Ausgangssignale ein UP und/oder ein DW-Impuls, deren Impulsdauer abhängt von der Größe der Phasendifferenz. Mit diesen Impulsen wird das Stellglied 36 gesteuert, welches das Messergebnis, das in Form von Pulsen vorliegt, in Spannungen umwandelt mit denen der VCO 1 gesteuert werden kann. Mit jedem dieser UP- and DW-Impulse werden mehrere (in dieser Abbildung jeweils vier) Schalter S_U1, S_U2, S_U3, S_U4 und S_D1, S_D2, S_D3 S_D4 betätigt mit denen die Stromquellen 6, 7, 18, 19, 20, 21, 22 und 23 dazugeschaltet oder abgetrennt werden. Dieser Teil der Anordnung bildet die Ladungspumpe 4 des Stellglieds 36. Im Anwendungsbeispiel werden zwei differentielle Kanäle 37, 38 ausgebildet, wobei jede Leitung 371, 372 des einen Kanals 37 und jede Leitung 381, 382 des anderen Kanals 38 mit jeweils einer Kondensatorplatte verbunden ist, wodurch jeweils eine Differenzspannung zwischen den Leitungen 371 und 372 bzw. 381 und 382 eines Kanals 37 bzw. 38 aufgebaut wird.
Es erzeugen die Stromquellen 6 und 19 bei einem UP-Impuls durch Betätigung der Schalter S_U1 und S_U2 einen Strom I mit I = 2,5 μA; die Stromquellen 7 und 18 bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D1 und S_D2 den gleichen aber entgegengesetzt durch C_S1 fließenden Strom. Die Stromquellen 20 und 23 erzeugen bei einem UP- Impuls durch Betätigung der Schalter S_U3 und S_U4 einen Strom mit x·y·I = 12,5 μA die Stromquellen 21 und 22 bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D3 und S_D4 den gleichen aber entgegengesetzt durch C_S2 fließenden Strom. Die Stromquellen sind über die Schalter mit Kondensatoren 9, 10, 29, 30, 31, 32 verbunden und zwar derart, dass die Stromquelle 6 über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U1 und die Stromquelle 7 über einen DW-impulsabhängigen Schalter S_D1 die eine Platte der Kondensatoren 9 und 31 laden. Die Kapazität von C_S1 beträgt im Anwendungsbeispiel C_S1 = 44 pF die Kapazität des anderen Kondensators 31 beträgt dagegen nur 10 pF. Die andere Platte des Kondensators 31 ist auf Masse gelegt. Die andere Platte des C_S1 ist zusammen mit der einen Platte eines vierten Kondensators 32 zum einen über den Schalter S_U2 mit der Stromquelle 19 und zum anderen über den Schalter S_D2 mit der Stromquelle 18 verbunden. Die andere Platte des vierten Kondensators 32 liegt auf Masse. Die eine Platte des C_S1 9 wird zusammen mit der einen Platte des Kondensators 31 mit dem Eingang 24 des VCO 1 verbunden. Die andere Platte des C_S1 9 wird zusammen mit der einen Platte des Kondensators 32 mit dem Eingang 25 des VCO 1 verbunden. Die Kapazität des Kondensators 32 beträgt 10 pF. Parallel zum C_S1 ist ein Common Mode Loop (CML) 33 angeordnet. Dieser hat die Aufgabe den Arbeitspunkt des ersten Kanals 37 mit (V3A + V3B)/2 einzustellen. Ferner ist ein zweiter Common Mode Loop (CML) 33 im zweiten Kanal 38 parallel zu den Kondensatoren 29, 30 bzw. zum Widerstand R_S angeordnet. Dieser CML hat die Aufgabe den Arbeitspunkt (V2A + V2B)/2 des zweiten Kanals 38 einzustellen.
Durch die Anordnung der Stromquellen wird eine Differenzspannung V_3A – V_3B an den VCO weitergeleitet. Die Ströme I₁ und I₃ die an den VCO-Eingängen fließen verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass die Differenzspannung V3A – V3B störungsfrei in den VCO eingespeist wird. Die eine Platte eines zweiten Kondensators 30 ist über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U3 mit der Stromquelle 20 und über den DW-abhängigen Schalter S_D3 mit der Stromquelle 21 verbunden. Die Kapazität des Kondensators 30 beträgt 10 pF. Die andere Platte des zweiten Kondensators liegt auf Masse. Bei einem fünften Kondensator 29 wird die eine Platte über den Schalter S_U4 von der Stromquelle 23 und über den Schalter S_D4 von der Stromquelle 22 versorgt. Die Kapazität des Kondensators 29 beträgt 10 pF. Die andere Platte des Kondensators 29 ist an Masse gelegt. Zwischen der einen Platte des zweiten Kondensators 30 und der einen Platte des Kondensators 29 befindet sich eine Verbindung mit einem Widerstand R_S 28. Die Kondensatoren 9, 29, 30, 31 32 und der Widerstand 28 bilden das Schleifenfilter 5 des Stellglieds 36. Der Wert des Widerstands 28 beträgt in diesem Anwendungsbeispiel R_S = 60 kΩ. Der R_S-Wert bestimmt das Signal/Rausch-Verhältnis der Anordnung. Die eine Platte des zweiten Kondensators 30 wird mit dem dritten Eingang 26 des VCO 1 verbunden. Die eine Platte des fünften Kondensators 29 wird mit dem vierten Eingang 27 des VCO 1 verbunden. Durch die Anordnung der Stromquellen 20, 21, 22, 23 wird eine Differenzspannung V_2A – V_2B von den Kondensatoren 30 und 29 im VCO 1 erzeugt. Die Ströme I₂ und I₄ die zwischen den einen Platten der Kondensatoren 30 und 29 und den VCO-Eingängen fließen, verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass gleichfalls die Differenzspannung V_2A – V_2B störungsfrei in den VCO 1 eingespeist werden kann. Der VCO 1 wird im Anwendungsbeispiel mit zwei Differenzspannungswerten V_3A – V_3B, V_2A – V_2B gespeist und erzeugt aus der Summe dieser Spannungswerte und der Grundfrequenz (K_1VCO (V_3A – V_3B)) + (K_2VCO (V_2A – V_2B)) + f_VCOo an seinem Ausgang 11 eine Schwingung mit der Frequenz f_VCO. Die beiden Differenzspannungen V_3A – V_3B, V_2A – V_2B tragen in unterschiedlichem Maß zur Einstellung der Schwingungsfrequenz bei.
Die im ersten Kanal 37 von C_S1 erzeugte Spannungsdifferenz V_3A – V_3B Ist nur abhängig vom Nutzsignal, das sich aus der Phasendifferenz zwischen dem Ist- und dem Referenzfrequenz ergibt. Dynamische Störungen beeinflussen diese Spannungsdifferenz nicht. Die im zweiten Kanal 38 von C_S2 erzeugte Differenzspannung V_2A – V_2B ist nur im Falle einer Störung ungleich Null. Der zweite Kanal 38 bestimmt die dynamischen Eigenschaften der Anordnung. Im Anwendungsbeispiel werden am VCO 1 verschiedene Steilheiten K_1VCO und K_2VCO verwendet. Der vom Nutzsignal abhängigen Differenzspannung V_3A – V_3B wird die Steilheit K_1VCO = 1000 ^MHz/v und der vom Störsignal abhängigen Differenzspannung V_2A – V_2B wird die Steilheit K_2VCO = 100 ^MHz/v zugeordnet. Die beiden Steilheiten werden in der Regel stark voneinander abweichen K_1VCO » K_2VCO. Der Faktor zwischen K_1VCO und K_2VCO wird durch die Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 des Widerstandes 28 und der Kapazität 10 ausgeglichen. Im Anwendungsbeispiel besteht zwischen den Empfindlichkeiten K_1VCO, K_2VCO, der Dimensionierung vom Widerstand R_S und der Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 folgender Zusammenhang: K_2VCO = K_1VCO/y wobei im Anwendungsbeispiel y = 10 ist und R_S/x = konstant, wobei im Anwendungsbeispiel x = 0,5 ist. Da das Signal/Rausch Verhältnis proportional zu K_2VCO und √R_S ist, kann durch die Verkleinerung des Steilheitswert K_2VCO ein größerer Widerstandswert R_S kompensiert werden. Beträgt die Summe der Spannungsdifferenzen (V_3A – V_3B) = (V_2A – V_2B) = 0V, so soll am Ausgang des VCO 1 eine Grundschwingung mit einer Frequenz f_VCOo = 915 MHz verfügbar sein. Diese Schaltung kann mit kleinen Kapazitäten der Kondensatoren 9, 29, 30, 31, 32 und einem Widerstand mit einem großen Widerstandswert R_S störungsarm arbeiten.
Durch die symmetrische Anordnung der Störeinflüsse, bedingt durch die Erzeugung von Spannungsdifferenzen, heben sich diese Störeinflüsse untereinander auf. Durch die günstige Skalierung x·y der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 kann das Rauschen aufgrund des kleinen Steilheitswertes K_2VCO trotz des hohen Widerstands unterdrückt werden. Durch die Einspeisung von Differenzspannungen wird diese PLL-Schaltung auch unempfindlich gegen Schwankungen von Versorgungssystemen. Durch die kleineren Komponenten insbesondere der Kapazitäten lässt sich eine solche PLL-Schaltung komplett in einen einzigen integrierten Schaltkreis (IC) unterbringen, insbesondere wenn der IC mit einer Bipolar-, CMOS-, BiCMOS- oder andere IC-Technologie hergestellt wird. Gerade im Kommunikationsbereich ist es von Vorteil wenn ICs unabhängig von Versorgungsspannungsschwankungen oder Versorgungsstromschwankungen arbeiten, klein sind und störungsfrei arbeiten. Es werden keine externen Schleifenfilter mehr benötigt. Die zusätzlichen Stromquellen und Schalter lassen sich auf kleinstem Raum realisieren.
3 zeigt eine alternative PLL-Schaltung mit Operationsverstärkern und den integrierten Funktionen des Schleifenfilters. Der VCO 1 stellt an seinem Ausgang 11 die Schwingungsfrequenz f_VCO der PLL-Schaltung zur Verfügung. Die Schwingungsfrequenz f_VCO wird in einem Frequenzteiler um den Faktor N geteilt. Dadurch entsteht eine Schwingung mit einer Istfrequenz, die im Bereich der Referenzfrequenz f_Ref liegt und deren Phasenunterschied vom Phasendetektor erfasst werden kann. Hierfür wird an einem Eingang 13 des Phasendetektors 3 die konstante Referenzfrequenz f_Ref und am anderen Eingang 12 die VCO abhängige Istfrequenz f_ist eingespeist. Im Phasendetektor 3 werden die Phasenunterschiede der beiden Schwingungen erfasst. Hierbei kann der Phasendetektor 3 auch als Phasenfrequenzdetektor ausgebildet sein, der nicht nur die Phase, sondern auch die Frequenz der beiden Schwingungen f_Ref und f_ist vergleicht. Abhängig von diesem Vergleichsergebnis, wie bereits in 1 beschrieben entstehen an den beiden Ausgängen 14, 15 zwei Ausgangssignale ein UP und/oder ein DW-Impuls. Mit diesen Impulsen wird das Stellglied 36 gesteuert, welches das Messergebnis, das in Form von Pulsen vorliegt, in Spannungen umwandelt mit denen der VCO 1 gesteuert werden kann. Mit jedem dieser UP- and DW-Impulse werden mehrere (in dieser Abbildung jeweils vier) Schalter S_U1, S_U2, S_U3, S_U4 und S_D1, S_D2, S_D3 S_D4 betätigt mit denen die Stromquellen 6, 7, 18, 19, 20, 21, 22 und 23 dazugeschaltet oder abgetrennt werden. Dieser Teil der Anordnung bildet die Ladungspumpe 4 des Stellglieds 36. Im Anwendungsbeispiel werden zwei differentielle Kanäle 37, 38 ausgebildet, wobei jede Leitung 371, 372 des einen Kanals 37 und jede Leitung 381, 382 des anderen Kanals 38 mit jeweils einer Kondensatorplatte verbunden ist, wodurch jeweils eine Differenzspannung zwischen den Leitungen 371 und 372 bzw. 381 und 382 eines Kanals 37 bzw. 38 aufgebaut wird.
Es erzeugen die Stromquellen 6 und 19 bei einem UP-Impuls durch Betätigung der Schalter S_U1 und S_U2 einen Strom I, die Stromquellen 7 und 18 bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D1 und S_D2 den gleichen aber entgegengesetzt wirkenden Strom. Die Stromquellen 20 und 23 erzeugen bei einem UP-Impuls durch Betätigung der Schalter S_U3 und S_U4 einen Strom x·y·I, die Stromquellen 21 und 22 bei einem DW-Impuls durch Betätigung der Schalter S_D3 und S_D4 den gleichen aber entgegengesetzt wirkenden Strom. Die Stromquellen sind über die Schalter mit Kondensatoren 9, 10 verbunden und zwar derart, dass die Stromquelle 6 über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U1 und die Stromquelle 7 über einen DW-impulsabhängigen Schalter S_D1 die eine Platte des Kondensators C_S1 9 lädt. Die andere Platte des C_S1 ist zum einen über den Schalter S_U2 mit der Stromquelle 19 und zum anderen über den Schalter S_D2 mit der Stromquelle 18 verbunden. Jede Platte des C_S1 9 wird mit einem Eingang eines ersten Operationsverstärkers OP1 34 verbunden. Im OP1 wird die Differenzspannung V_3A – V_3B ermittelt und das Ergebnis V₃ an einen ersten Eingang des VCOs geleitet. des VCO 1 verbunden. Die Ströme die zwischen dem C_S1 und OP1 fließen verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass die Differenzspannung V_3A – V_3B des C_S1 störungsfrei in den OP1 eingespeist werden kann. Die Platten des zweiten Kondensators C_S2 10 werden gleichfalls mit vier Stromquellen betrieben. Die eine Platte des C_S2 10 ist über den UP-impulsabhängigen Schalter S_U3 mit der Stromquelle 20 und über den DW-abhängigen Schalter S_D3 mit der Stromquelle 21 verbunden. Die andere Platte des C_S2 wird über den Schalter S_U4 von der Stromquelle 23 und über den Schalter S_D4 von der Stromquelle 22 versorgt. Parallel zum C_S2 10 ist ein Widerstand R_S 28 angeordnet. Die beiden Kondensatoren 9, 10 und der Widerstand 28 bilden das Schleifenfilter 5 des Stellglieds 36. Der R_S 28 und die Steilheil K_2VCO am VCO bestimmt das Signal/Rausch-Verhältnis der Anordnung. Jede Platte des C_S2 10 wird mit einem Eingang eines zweiten Operationsverstärkers OP2 35 verbunden. Durch diese Anordnung der Stromquellen 20, 21, 22, 23 wird eine Differenzspannung V_2A – V_2B im OP2 angelegt und das Ergebnis vom Ausgang des OP2 an den VCO weitergeleitet. Die Ströme, die zwischen dem C_S2 und den OP2-Eingängen fließen, verursachen zwar immer noch Störungen, die vom Betrag her gleich groß sind und sich durch ihre symmetrische Anordnung zueinander aufheben, so dass gleichfalls das Ergebnis V₂ störungsfrei in den VCO 1 eingespeist werden kann. Der VCO 1 wird im Anwendungsbeispiel mit zwei Spannungswerten V₃, V₂ gespeist und erzeugt aus der Summe dieser Spannungswerte an seinem Ausgang 11 eine Schwingung mit der Frequenz f_VCO. Die beiden eingespeisten Spannungen V₃, V₂ tragen in unterschiedlichem Maß zur Einstellung der Schwingungsfrequenz bei. Die im ersten Kanal 37 von C_S1 erzeugte Spannungsdifferenz V_3A – V_3B Ist nur abhängig vom Nutzsignal, das sich aus der Phasendifferenz zwischen der Ist- und der Referenzfrequenz ergibt. Dynamische Störungen beeinflussen diese Spannungsdifferenz nicht. Die im zweiten Kanal 38 von C_S2 erzeugte Differenzspannung V_2A – V_2B ist nur im Falle einer Störung ungleich Null. Der zweite Kanal 38 bestimmt die dynamischen Eigenschaften der Anordnung. Im Anwendungsbeispiel werden am VCO 1 verschiedene Steilheiten K_1VCO und K_2VCO verwendet. Der vom Nutzsignal abhängigen Differenzspannung V_3A – V_3B wird die Steilheit K_1VCO und der vom Störsignal abhängigen Differenzspannung V_2A – V_2B wird die Steilheit K_2VCO zugeordnet. Die beiden Steilheiten werden in der Regel stark voneinander abweichen K_1VCO » K_2VCO. Sie sind aber gegenüber Änderungen der jeweiligen Differenzspannung empfindlich, so dass gilt K_1VCO = f(V_3A – V_3B) und K_2VCO = f(V_2A – V_2B). Da aber im eingeregelten Zustand V_2A – V_2B ≈ 0 ist, ist K_2VCO = konstant, was wiederum, da die dynamischen Eigenschaften nur von K_2VCO abhängen, die konstante dynamische Eigenschaften bewirkt. Der Faktor zwischen K_1VCO und K_2VCO wird durch die Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 des Widerstandes 28 und der Kapazität 10 ausgeglichen. Im Anwendungsbeispiel besteht zwischen den Empfindlichkeiten K_1VCO, K_2VCO, der Dimensionierung vom Widerstand R_S und der Dimensionierung der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 folgender Zusammenhang: K_2VCO = K_1VCO/y und R_S/x = konstant. Da das Signal/Rausch Verhältnis proportional zu K_2VCO und √R_S ist, kann durch die Verkleinerung des Steilheitswerts K_2VCO ein größerer Widerstandswert R_S kompensiert werden. Beträgt die Summe der Spannungsdifferenzen (V_3A – V_3B) = (V_2A – V_2B) = 0V so soll am Ausgang des VCO 1 eine Grundschwingung mit einer Frequenz f_VCOo ≠ 0 Hz verfügbar sein. Diese PLL-Schaltung kann mit kleinen Kapazitäten von C_S1 und C_S2 und einem Widerstand mit einem großen Widerstandswert R_S störungsarm arbeiten. Durch die symmetrische Anordnung der Störeinflüsse, bedingt durch die Erzeugung von Differenzspannungen, heben sich diese Störeinflüsse untereinander auf, durch die günstige Skalierung x·y der Stromquellen 20, 21, 22 und 23 können das Rauschen trotz des hohen Widerstands durch einen niedrigen K_2VCO unterdrückt werden. Durch die Einspeisung von Differenzspannungen wird diese PLL-Schaltung auch unempfindlich gegen Schwankungen von Versorgungssystemen. Durch die kleineren Komponenten insbesondere den Kapazitäten von _CS1 und C_S2 lässt sich eine solche PLL-Schaltung komplett in einen einzigen integrierten Schaltkreis (IC) unterbringen, insbesondere wenn der IC mit einer Bipolar- oder BiCMOS-Technologie hergestellt wird. Gerade im Kommunikationsbereich ist es von Vorteil, wenn ICs unabhängig von Versorgungsspannungsschwankungen oder Versorgungsstromschwankungen arbeiten, klein sind und störungsfrei arbeiten. Es werden keine externen Schleifenfilter mehr benötigt. Die zusätzlichen Stromquellen, Operationsverstärker und Schalter lassen sich auf kleinstem Raum realisieren.

Claims

PLL-Schaltung bestehend aus a) einem spannungsgesteuerten Oszillator (1) zur Erzeugung einer Schwingfrequenz (f_VCO), b) einem Phasendetektor (3) zur Messung der Phasenabweichung, wobei in Abhängigkeit von der Phasenabweichung Synchronisationsimpulse erzeugt werden, die Nutzsignal- und Störsignalkomponenten aufweisen können und c) einem Stellglied (36) mit einer Ladungspumpe (4), die einen ersten und einen zweiten Ausgang aufweist, und einem Schleifenfilter (5), das zumindest einen Kondensator (9, 10, 29, 30, 31, 32) enthält, der in Abhängigkeit von den Synchronisationsimpulsen eine Spannung erzeugt, die als Stellgröße für den spannungsgesteuerten Oszillator (1) dient, dadurch gekennzeichnet, daß d) der spannungsgesteuerte Oszillator (1) mehrere Spannungseingänge (24, 25, 26, 27) aufweist, und e) das Stellglied (36) mindestens zwei voneinander getrennte Kanäle (37, 38) beinhaltet, wobei ein erster Kanal (37) mit dem ersten Ausgang der Ladungspumpe (4) und einem ersten Spannungseingang des spannungsgesteuerten Oszillators (1) und ein zweiter Kanal (38) mit dem zweiten Ausgang der Ladungspumpe (4) und einem zweiten Spannungseingang des spannungsgesteuerten Oszillators (1) verbunden ist.
PLL-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Kanal (37, 38) im Stellglied (36) als differentieller Kanal (37, 38) ausgeführt ist, indem der differentielle Kanal (37, 38) zumindest zwei Leitungen (371, 372, 381, 382) zur Erzeugung einer Differenzspannung aufweist, wobei jede Leitung mit einer Kondensatorplatte verbunden ist.
PLL-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Leitung (371, 372, 381, 382) eines Kanals (37, 38) mit zwei in entgegengesetzter Richtung wirkenden Stromquellen (6, 7; 18, 19; 20, 21; 22, 23) verbunden ist.
PLL-Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß unterschiedliche Stromquellen (6, 7; 18, 19; 20, 21; 22, 23) bezüglich der Größe des Stroms (I, x·y·I verwendet werden.
PLL-Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellen (6, 7; 18, 19; 20, 21; 22, 23) mit Schaltern (S_D1, S_D2, S_D3, S_D4, S_U1, S_U2, S_U3, S_U4) verbunden sind, mit denen die Stromquelle (6, 7; 18, 19; 20, 21; 22, 23) an eine Leitung (371, 372, 381, 382) angeschlossen oder abgetrennt wird, wobei die Schalter (S_D1, S_D2, S_D3, S_D4, S_U1, S_U2, S_U3, S_U4) vom Phasendetektor (3) gesteuert werden.
PLL-Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsgesteuerte Oszillator (1) unterschiedliche Steilheiten (K_1VCO, K_2VCO) an seinen Spannungseingängen (24, 25, 26, 27) aufweist.
PLL-Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Stellglied (36) Operationsverstärker (34, 35) angeordnet sind, die mit dem Oszillator (1) in Verbindung stehen.
Integrierter Schaltkreis mit einer PLL-Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierte Schaltkreis monolithisch ausgeführt ist.