JP3901693B2 - 発振回路及び発振回路制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、発振回路及びその制御方法、特に、低電圧で駆動される発振回路及びその制御方法に関する。

高周波の発振回路は、例えば、負性抵抗、インダクタ、可変容量のキャパシタを互いに並列に接続した共振回路を用いて構成する。このような発振回路における発振周波数の制御方法は、例えば非特許文献１の様にキャパシタの容量を電圧で変化させるか、又は負性抵抗の相互コンダクタンスを電流で変化させることによって行う。一般に、可変容量のキャパシタとしては、電界効果トランジスタが使用される。具体的には、電界効果トランジスタのゲート電極を負性抵抗、インダクタに接続し、ソース電極とドレイン電極とを短絡して０〜電源電圧を印加する。このような可変容量によって、発振回路の発振周波数を１０〜２０％変化させる。この周波数範囲に、無線に必要な発振周波数帯域、温度変化による発振周波数のずれ、素子特性ばらつきによる発振周波数のずれ等を全て収める。
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.49, NO.1, JANUARY 2001, pp17-22

上記文献記載では、発振回路を駆動する電源電圧が２Ｖ程度以上の場合に、発振回路の周囲温度が２３０〜４００Ｋの範囲で変化しても、無線に必要な周波数帯域を確保できるが、電源電圧が１Ｖ程度になると、発振周波数の可変幅は約５〜１０％に減少する。発振周波数範囲が狭まると、無線に必要な周波数帯域を特定の温度では確保できても、発振回路に通常要求される温度範囲、例えば２３０〜４００Ｋの全範囲では確保できなくなる。その主な原因は、負性抵抗を構成するトランジスタの相互コンダクタンスが温度上昇とともに減少し、その結果、発振を開始する周波数が低下することによる。即ち、発振回路あるいは電圧制御発振回路は、駆動電圧が低下すると発振周波数帯域が狭まり、温度変動による発振周波数の変動を吸収するだけの周波数余裕がなくなる。さらに、生産上の素子特性ばらつきを考慮すると、電源電圧が１Ｖ程度における狭い発振周波数帯域で素子特性の変動を吸収することは殆ど不可能と考えられる。

本発明に係る発振回路は、負性抵抗と、インダクタと、発振周波数データに基づいた制御電圧によって容量が可変される発振周波数設定用のキャパシタとを有し、かつ発振周波数データに基づく発振周波数の信号を出力する共振回路と、温度に基づいて温度補償データを出力する温度検出器と、共振回路に電気的に接続され、かつ温度補償データに基づいて容量値が変更されることにより発振周波数を調整する温度補償用のキャパシタと、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る発振回路では、発振回路の動作中に温度検出器によって、発振回路の温度に基づく温度補償データを生成し、温度補償用のキャパシタの容量を調整することによって共振回路の容量値を調整し、発振回路の発振周波数範囲を温度補償する。このような構成の発振回路によれば、駆動電圧が低く、発振周波数の可変幅が狭い場合にも、温度が発振周波数に及ぼす影響を補償して、必要な発振周波数帯域を確保することができる。

（１）第１実施形態
〔全体構成〕
図１は、第１実施形態に係る発振回路１００の構成例である。この発振回路１００は、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）等の無線機に搭載される無線集積回路に含まれ、発振回路１００の出力信号の発振周波数によって無線電波の搬送周波数を決定する。

この発振回路１００は、例えば、位相同期ループ(Phase Locked Loop）型の発振回路であり、後述する様に、発振回路１００の温度の変化が発振周波数帯域に及ぼす影響を補償するための温度補償機能を有する。
この発振回路１００は、位相比較器１と、ループフィルタ２と、電圧制御発振器（VCO: voltage-controlled oscillator）３と、分周回路４とからなる位相同期ループと、レジスタ５と、温度補償回路６とを備えている。

位相比較器１は、基準周波数ｆｒｅｆを持つ基準周波数信号と、分周器４の出力である分周信号との位相差を電圧または電流で出力する。ループフィルタ２は、低域通過フィルタ(Low Pass Filter: LPF)であり、位相比較器１の出力をスムージング（平均化）する。ここで、ループフィルタ２の出力電圧はＬＰＦの出力であるので、以下の説明ではループフィルタ２の出力電圧をＬＰＦ電圧と称す。電圧制御発振器３は、ＬＰＦ電圧に応じて、基準周波数ｆｒｅｆの分周比Ｎ倍の周波数（Ｎ＊ｆｒｅｆ）を持つ発振周波数信号ｆｏｕｔを出力する。分周器４は、例えば、プログラマブルカウンタによって構成され、発振周波数信号ｆｏｕｔの周波数を１／Ｎに分周する。レジスタ５は、分周器４に周波数データ（分周比Ｎ）を設定するとともに、発振周波数帯域を調整するために、電圧制御発振器３に温度補償データを出力する。温度補償データは、発振回路１００の温度が発振周波数帯域に及ぼす影響を補償するためのデータである。

レジスタ５（周波数データ設定部）は、無線機の制御回路から取得した周波数データ（分周比Ｎ）を取得、保持するとともに分周器４に設定する。
温度補償回路６は、レジスタ７（温度補償データ設定部）と温度検出器８とを備えている。温度検出器８は、温度に応じた温度補償データをレジスタ７に出力する。レジスタ７は、温度補償データを一旦保持し、保持した温度補償データを電圧制御発振器３に設定する。後述する様に、レジスタ７は、無線機におけるパケットの送信または受信ごとに温度補償データを更新して電圧制御発振器３に設定し、１つのパケットの送信または受信の間、同一の値を保持する。

この発振回路１００では、電圧制御発振器３の出力を分周器４で１／Ｎに分周した分周信号を位相比較器１にフィードバックし、基準周波数信号及び分周信号の位相が一致する様にフィードバック制御することにより、基準周波数ｆｒｅｆのＮ倍の発振周波数ｆｏｕｔを出力する。発振周波数の設定は、レジスタ５により分周器４に分周比Ｎを設定することによって行われ、分周比Ｎの値を変更すれば発振周波数が変更される。また、温度補償回路６によって温度が発振周波数に及ぼす影響を補償する。

〔電圧制御発振器の構成〕
図２は、電圧制御発振器３の構成例である。電圧制御発振器３は、負性抵抗３１と、インダクタ３２と、発振周波数設定用のキャパシタ３３と、緩衝回路３６とを備えている。負性抵抗３１、インダクタ３２及びキャパシタ３３が共振回路を構成する。負性抵抗３１は、例えば、正帰還ループを構成する複数のトランジスタによって構成される。ここで、キャパシタ３３は、可変容量のキャパシタであり、容量値を可変するための電圧制御端子を備えている。キャパシタ３３の電圧制御端子には、ループフィルタ２の出力であるＬＰＦ電圧が入力され、ＬＰＦ電圧に応じてキャパシタ３３の容量が可変される。緩衝回路３６は、共振回路と出力側の回路との間の緩衝を防止するためのバッファ回路であり、共振回路によって発振される信号を取り出し、発振周波数信号を出力する。

本実施形態では、インダクタ３２のインダクタンスは例えば２．０ｎＨ、キャパシタ３３の容量値は典型値で２．１ｐＦ、発振周波数帯域は２．４〜２．５ＧＨｚとする。
電圧制御発振器３は、温度補償用のキャパシタ３４及び３５をさらに備えている。温度補償用キャパシタ３４及び３５は、温度の変化が発振周波数帯域に及ぼす影響を補償するための可変容量のキャパシタである。各キャパシタ３４及び３５は、各々、容量値を可変するための電圧制御端子を備えており、各電圧制御端子には温度補償回路６（図１参照）から温度補償データａ及びｂが各々入力される。キャパシタ３４及び３５は、各々、温度補償データａ及びｂによって容量値が可変される。温度補償用のキャパシタ３４，３５の容量値は、例えば、発振周波数設定用のキャパシタ３３の容量値の１６分の１とする。

ここでは、温度補償用のキャパシタを２つ（温度補償データが入力される電圧制御端子を２つ）としたが、温度補償用のキャパシタの数（温度補償データが入力される電圧制御端子の数）は３つ以上であっても良い。但し、温度補償用のキャパシタの数には上限があり、温度補償用のキャパシタの数は上限値未満の範囲で選択される。これは、共振回路に並列に接続する温度補償用のキャパシタが増加するに従い、温度補償用のキャパシタの配線等に存在する浮遊容量の値が、発振周波数設定用のキャパシタ３３の容量値に対して無視し得なくなるためである。従って、温度補償用のキャパシタの数は、上記浮遊容量により発振回路１００の発振周波数が制限されるときに上限値に到達する。

〔温度検出器の構成〕
図３（ａ）は、温度検出器８の構成例である。温度検出器８は、電流源８０１〜８０３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、電圧比較器８０４及び８０５とを備えている。
電流源８０１は、温度に無依存の電流源、即ち温度に依存せずに所定の電流を出力する電流源である。抵抗Ｒ１は、必要に応じて抵抗を介して電流源８０１に直列に接続されている。抵抗Ｒ１にかかる電圧は、電圧比較器８０４及び８０５に出力される。抵抗Ｒ１にかかる電圧は、抵抗Ｒ１の抵抗値と電流源８０１の出力電流との積で算出され、出力電流が温度に依存しないため抵抗Ｒ１にかかる電圧も温度に依存しない。抵抗Ｒ１にかかる電圧は、例えば抵抗Ｒ１の抵抗値を５０ｋΩ、電流源８０１の出力電流を２０μＡとすると、５０ｋΩ＊２０μＡ＝１Ｖである。

電流源８０２及び８０３は、絶対温度に比例する電流を出力する電流源である。抵抗Ｒ２及びＲ３は、各々、電流源８０２及び８０３に直列に接続されている。
抵抗Ｒ２にかかる電圧は、電圧比較器８０４に入力される。抵抗Ｒ２の電圧は、抵抗Ｒ２の抵抗値と電流源８０２の出力電流の積であり、出力電流が絶対温度に比例するため、抵抗Ｒ２の電圧も絶対温度に比例する。抵抗Ｒ２の電圧は、温度３５０Ｋにおいて、抵抗Ｒ１の電圧（本実施形態では、１Ｖ）と等しくなるように抵抗Ｒ２が選択される。抵抗Ｒ２にかかる電圧は、例えば抵抗Ｒ２の抵抗値を４２８５７Ω、電流源８０２の出力電流を２０μＡ＊（絶対温度／３００Ｋ）とすると、４２８５７Ω＊２０μＡ＊（絶対温度／３００Ｋ）で算出される。

抵抗Ｒ３にかかる電圧は、電圧比較器８０５に入力される。抵抗Ｒ３の電圧は、抵抗Ｒ３の抵抗値と電流源８０３の出力電流の積であり、出力電流が絶対温度に比例するため、抵抗Ｒ３の電圧も絶対温度に比例する。抵抗Ｒ３の電圧は、温度２６０Ｋにおいて、抵抗Ｒ１の電圧（本実施形態では、１Ｖ）と等しくなるように抵抗Ｒ３が選択される。抵抗Ｒ３にかかる電圧は、例えば抵抗Ｒ３の抵抗値を５７７００Ω、電流源８０３の出力電流を２０μＡ＊（絶対温度／３００Ｋ）とすると、５７７００Ω＊２０μＡ＊（絶対温度／３００Ｋ）で算出される。

電圧比較器８０４は、温度が高くなった場合にキャパシタ３５の容量値を減少させて発振周波数帯域を上昇させるための温度補償データｂを出力する。ここでは、温度が３５０Ｋ（閾値）を超えて上昇した場合に、電圧比較器８０４の出力は、図３（ｂ）に示すように、ｌｏｗ：０Ｖからｈｉｇｈ：電源電圧に反転し、キャパシタ３５の容量値を、ｌｏｗの場合の容量値よりも０．０７ｐＦ減少させる。電圧比較器８０４は、温度が低下して３５０Ｋを下回る場合には、３５０Ｋよりも低い温度で温度補償データｂがｈｉｇｈからｌｏｗに反転するように入力に対して履歴（ヒステリシス）を持つ。

電圧比較器８０５は、温度が高くなった場合にキャパシタ３４の容量値を増加させて発振周波数帯域を低下させるための温度補償データａを出力する。ここでは、温度が２６０Ｋ（閾値）を下回って低下した場合に、電圧比較器８０５の出力は、図３（ｂ）に示すように、ｈｉｇｈ：電源電圧からｌｏｗ：０Ｖに反転し、キャパシタ３４の容量値を、ｈｉｇｈの場合の容量値よりも０．０１ｐＦ増加させる。電圧比較器８０５は、温度が上昇して２６０Ｋを上回る場合には、２６０Ｋよりも高い温度で温度補償データａがｌｏｗからｈｉｇｈに反転するように入力に対して履歴（ヒステリシス）を持つ。

ここで、温度補償用のキャパシタ３４，３５に与える信号は、０Ｖ又は電源電圧の何れかの電圧の安定したデジタル信号であることが望ましい。これは、キャパシタ３４，３５の電源制御端子が０Ｖ及び電源電圧の各電圧付近では、キャパシタ３４，３５の電圧依存性が殆ど無視できるのに対し、電源制御端子の電圧がそれらの中間の値では、キャパシタ３４，３５の電圧依存性が有限の値を持つからである。

なお、図３（ａ）では、絶対温度に比例する電流を出力する電流源、これに直列接続される抵抗及び電圧比較器の組は２組であるが、前述した様に電圧制御発振器３の温度補償用のキャパシタの数の上限値の範囲内で増設可能である。例えば、３００Ｋよりも高温側では、３２０Ｋ、３５０Ｋでｌｏｗからｈｉｇｈに反転する温度補償データを出力するとともに、３００Ｋよりも低温側では、２９０Ｋ、２６０Ｋでｈｉｇｈからｌｏｗに反転する温度補償データを出力するように、４つの温度補償データを出力する温度検出器８を構成すれば、温度補償データが２つの場合よりも精度の高い温度補償を実現することができる。

また、温度に無依存の電流源８０１は、温度に無依存の基準電圧を発生するためのものであり、温度無依存の電圧源に置き換えても良い。
〔発振周波数の温度依存性〕
図４（ａ）は、温度補償しない場合の発振周波数とＬＰＦ電圧との関係を各温度（−４０℃、２７℃、１００℃）で測定した結果である。図４（ｂ）は、図４（ａ）においてＬＰＦ電圧＝０．７Ｖでのの発振周波数と温度との関係を図示したものである。

図４（ｂ）を参照すると、３００Ｋ（２７℃）の発振周波数が２４７８ＭＨｚであるのに対して、３７３Ｋ（１００℃）で２４３０ＭＨｚ、２３３Ｋ（−４０℃）で２４８９ＭＨｚである。温度上昇による発振周波数低下の主な原因は、負性抵抗３１を構成するトランジスタのキャリア移動度が低下してトランジスタの相互コンダクタンスが低下し、その結果、負性抵抗３１の負性抵抗値が減少することによる。加えて、インダクタ３２とキャパシタ３３の直列抵抗値が温度上昇とともに増加することも、発振周波数の低下に寄与する。これらの２つの原因により、負性抵抗値（負性抵抗３１）が直列抵抗値（インダクタ３２及びキャパシタ３３）を上回る周波数が低下し、発振周波数が低下する。

本実施形態では、温度変化によって変動する発振周波数を温度補償回路６及び温度補償用のキャパシタ３４，３５によって設計値（２４７８ＭＨｚ（３００Ｋ））付近に維持するように制御する。具体的には、上述した様に、温度が上昇して３５０Ｋを超えると、電圧比較器８０４の出力がｌｏｗからｈｉｇｈに反転し、温度補償データｂ：ｈｉｇｈがキャパシタ３５に供給され、キャパシタ３５の容量値が低下し、発振周波数帯が上昇する。この結果、３７３Ｋでの発振周波数は、２４３０ＭＨｚから２４７８ＭＨｚに補償される。

一方、温度が低下して２６０Ｋを下回ると、電圧比較器８０５の出力がｈｉｇｈからｌｏｗに反転し、温度補償データａ：ｌｏｗがキャパシタ３４に供給され、キャパシタ３４の容量値が上昇し、発振周波数帯が低下する。この結果、２３０Ｋでの発振周波数は、２４８９ＭＨｚから２４７８ＭＨｚに補償される。これらの温度補償データａ及びｂによるキャパシタ３４，３５の容量値の変化によって、図４（ｂ）に示す発振周波数の温度依存を抑制する。

この結果、温度が３００Ｋより高くなる場合及び低くなる場合の両方において、発振周波数を３００Ｋでの発振周波数帯付近に制御することが可能になる。
〔パケット送受信処理〕
図５は、本実施形態に係るパケット送受信処理のタイムチャートを模式的に図示したものである。同図は、１パケットの送信又は受信ごとに実行される処理のタイムチャートである。

一般に、短距離無線ＬＡＮの無線方式は、パケットの送受信を時間軸で交代している。無線集積回路は、送受信交代のはじめに、無線機の制御回路から次の発振周波数の設定データ（分周比Ｎ）を取得し、設定データを無線集積回路の発振部（ここでは、図１の発振回路１００）に送る。
具体的には、送受信交代のはじめには、図５に示すように、無線集積回路が発振周波数データ（分周比Ｎ）を受けてレジスタ５に読み込んで保持するとともに、同じ時間帯に、温度検出器８を起動（ＯＮ）し、温度検出器８から温度補償データａ及びｂをレジスタ７に読み込んで保持し、その後、温度検出器８を停止する（同図（ａ）、（ｂ））。その後、発振周波数データ（分周比Ｎ）を分周器４に書き込むとともに、温度補償データａ及びｂを電圧制御発振器３のキャパシタ３４，３５に設定する。これらの設定終了後、発振回路１００の位相同期ループを動作させて発振周波数が安定するまで周波数の引き込みを行う（同図（ａ）、（ｃ））。発振周波数が安定すれば、パケットの送信又は受信を開始する（同図（ａ）、（ｃ））。

図６は、本実施形態に係るパケット送受信処理のフローチャートである。
無線集積回路を起動（ステップＳ１０）した後、無線機の制御回路からレジスタ５に発振周波数データ（分周比Ｎ）を読み込み、保持する（ステップＳ１１）とともに、温度検出器８を起動（ＯＮ）し（ステップＳ１２）、レジスタ７に温度補償データａ及びｂを読み込み、保持し（ステップＳ１３）、その後、温度検出器８をＯＦＦ（停止）する。

次に、発振周波数データを分周器４に書き込むとともに、温度補償データａ及びｂを電圧制御発振器３のキャパシタ３４，３５に設定する（ステップＳ１５）。これらの設定終了後、発振回路１００の位相同期ループを動作させて発振周波数が安定するまで周波数の引き込みを行う（ステップＳ１６）。発振周波数が安定すれば、パケットの送信又は受信を実行し（ステップＳ１７）、１パケットの送信又は受信の終了後、ステップＳ１１及びＳ１２に戻り、ステップＳ１１及びＳ１２〜Ｓ１７を繰り返す。

この様に、１パケットの送信又は受信の間、温度補償用のキャパシタ３４，３５の容量値は一定に保持される。これにより、パケットの送信又は受信の途中で、仮に、温度が温度検出器８の電圧比較器８０４及び８０５の閾値を跨いで移動したとしても、発振回路の発振周波数は一定に保持される。
本実施形態では、温度検出器８の消費電流は電流源の数に依存する。温度検出器８において、絶対温度に比例する電流源を４つ設けた場合には、絶対温度に比例する電流源４つと温度無依存の電流源１つとを併せて、温度検出器８の電流源の合計は５つである。この場合、温度補償回路６の動作時において、消費電力は５＊２０μＡ＝１００μＡであるが、温度補償回路６は、図５（ｂ）に示すように、温度データａ及びｂがレジスタ７に保持された後に次のパケットの先頭まで、停止するので、送受信中の時間も含めて平均すれば、消費電力は１０μＡ未満であり、温度補償機能による消費電力の増大は少ない。

本実施形態では、温度データａ及びｂを温度補償用のキャパシタ３４，３５に与えたが、温度補償データを負性抵抗３１に与え、例えば、負性抵抗３１のトランジスタに流す直流電流を変化させて相互コンダクタンスを変化させることによって、発振周波数に温度補償をかけることも可能である。トランジスタに流す直流電流を増やすことは無線集積回路の低消費電力化の観点では不利であるので、上述したように温度補償用キャパシタ３４，３５の容量を変化させる方法が有利ではあるが、負性抵抗３１の相互コンダクタンスを変化さて発振周波数に温度補償をかける場合には、温度補償用のキャパシタ３４，３５を省略することができる。負性抵抗３１の相互コンダクタンスを変化させるための回路構成例を図７に示す。図７に示すように、温度補償データに基づく切換信号をＴｒ３に供給し、負性抵抗３１に供給する電流ＩをＩ２のみ、又はＩ１＋Ｉ２に切り換えて相互コンダクタンスを変化させることができる。

〔作用効果〕
本実施形態によれば、発振回路１００の発振周波数の温度依存性を補償しているので、発振周波数帯域に温度変化分の余裕を確保する負担が低減される。すなわち、発振周波数帯域を狭く、つまり発振回路１００の周波数感度を小さく設計することが可能である。その結果、ループフィルタ２の出力に依存する雑音に対して、発振周波数の変動が小さくなり、発振スペクトルが狭くなる。

また、本実施形態によれば、パケットの送受信ごとに温度検出器８の温度データａ及びｂをレジスタ７に保持し、温度補償用キャパシタ３４，３５に与えているので、発振回路１００を長時間連続して使用し、たとえ環境温度が仕様いっぱい（例えば２３０〜４００Ｋ）に変化しても、発振回路１００の発振周波数帯域を殆ど常に設計値の発振周波数帯域に維持することが可能である。

さらに、本実施形態によれば、温度検出器８の温度データａ及びｂをデジタル信号で温度補償用キャパシタ３４，３５に与え、温度補償用キャパシタ３４，３５は、０Ｖ又は電源電圧の何れかの電圧、即ち、容量値−入力電圧特性の最も小さい電圧を受けるので、温度検出器８の出力の電気的雑音に対する耐性に優れる。
また、本実施形態によれば、無線機の制御回路から送受信の周波数データを受け取る間に無線集積回路が温度データａ及びｂを取得するので、温度データａ及びｂの取得が周波数の引き込み時間に影響を与えることが殆ど無い。

（２）第２実施形態
図８は、第２実施形態に係る発振回路１００の構成例であり、図９は、第２実施形態に係る電圧制御発振器３の構成例である。
本実施形態に係る発振回路１００は、図８に示す様に、第１実施形態に係る発振回路において素子特性補償回路９をさらに備えている。また、本実施形態に係る電圧制御発振器３は、図９に示す様に、第１実施形態に係る電圧制御発振器において、素子特性補償用キャパシタ３８〜４１と、モニタ回路３７とをさらに備えている。

素子特性補償用キャパシタ３８〜４１は、素子特性のばらつきによる発振周波数帯域のずれを調整するための可変容量である。
モニタ回路３７は、ＬＰＦ電圧を監視するための回路であり、所定の温度（ここでは、３００Ｋ）において周波数データ（分周比Ｎ）によって設定される発振周波数を出力するために必要なＬＰＦ電圧の設計値である基準電圧と実際のＬＰＦ電圧とを比較し、その結果をモニタ出力として出力する。

素子特性補償回路９は、モニタ出力に基づいて、素子特性補償用キャパシタ３８〜４１に与える素子特性補償データ列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を制御し、各キャパシタ３８〜４１の容量値を調整し、素子特性のばらつきが発振周波数に及ぼす影響を補償する回路である。
モニタ回路３７のモニタ出力は、デジタル信号であり、本実施形態では、ＬＰＦ電圧が基準電圧以下の場合に“０”（ｌｏｗ：０Ｖ）を出力し、ＬＰＦ電圧が基準電圧よりも高い場合に“１”（ｈｉｇｈ：電源電圧）を出力する。モニタ回路３７のモニタ出力は入力に対して履歴（ヒステリシス）を有し、ＬＰＦ電圧が増加してモニタ出力が反転するＬＰＦ電圧と、ＬＰＦ電圧が減少してモニタ出力が反転するＬＰＦ電圧とに差がある。

素子特性補償用キャパシタ３８〜４１の各容量値は、２のべき乗に比例する値である。本実施形態では、素子特性補償用キャパシタ３８〜４１の各容量値は、それぞれ、０．０３ｐＦ、０．０６ｐＦ、０．１２ｐＦ、０．２４ｐＦである。素子特性補償用キャパシタ３８〜４１のそれぞれは、素子特性補償回路９からデジタル信号である素子特性補償信号列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の各データを夫々受け取る。素子特性補償用キャパシタ３８〜４１の容量値−入力電圧特性は、０Ｖと電源電圧とにおいて容量値の電圧依存性が殆どゼロになるキャパシタを選ぶ。

発振回路１００の発振周波数は、素子特性補償用キャパシタ３８〜４１の合成容量値が一定値Ｃ１（例えば０．０３ｐＦ）小さくなる毎に１５〜１８ＭＨｚ上がる。シミュレーションによる発振周波数の変化は図１０に示す通りである。同図において、素子特性補償用キャパシタ３８〜４１の合成容量値はＣ１の倍数で表示しており、発振周波数は各合成容量値での発振回路１００の発振周波数である。また、発振周波数移動量は、合成容量値が８＊Ｃ１の場合の発振周波数２４８０ＭＨｚを基準値とした周波数の変化分である。

〔素子特性補償処理の容量値決定のアルゴリズム〕
図１１は、素子特性補償処理のアルゴリズムを説明するための図であり、素子特性補償データ列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の算出例である。
同図において、試行値（第１回：初期値）〜試行値（第４回）は、素子特性補償データ列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）に仮設定するデータの値を示している。応答は、モニタ出力の値を示す。ここでは、“１”はｈｉｇｈ：電源電圧を示し、“０”はｌｏｗ：０Ｖを示している。最終値は、合計４回の試行の結果得られる素子特性補償データ列（ａ，ｂ、ｃ、ｄ）の最終的な確定値である。合成容量値は、Ｃ１の何倍かで表現している。また、応答（モニタ出力）が０の場合には発振周波数帯域が設定値よりも高すぎて、基準電圧よりも低いＬＰＦ電圧で設定周波数データに対応する発振周波数に到達する場合であり、応答（モニタ出力）が１の場合には発振周波数帯域が設定値よりも低すぎて、基準電圧よりも高いＬＰＦ電圧が必要であることを示す。本実施形態では、後述するように、無線集積回路の起動時に１度だけ素子特性補償データ列の算出を実行する。

図１１最上段の合成容量値１＊Ｃ１の場合を例に挙げて説明する。
まず、素子特性補償データ列の初期値を（１０００）とし、第４位のビットのデータを１に仮設定する（初期値：第１回の試行値）。この値で周波数の引き込みを実行すると、モニタ出力が０である。これは、発振回路１００の発振周波数帯域が設計値よりも高くなりすぎた場合であり、第４位のビットに対応するキャパシタ４１の容量値を増加させ、発振周波数を低周波側に移動させる必要があるので、第４位のビットのデータ（素子特性補償データｄ）をモニタ出力０に設定し、次の第３位のビットを１に仮設定する（第２回の試行値）。一方、モニタ出力が１の場合には、発振回路１００の発振周波数帯域が設計値よりも低くなりすぎているので、第４位のビットのデータをモニタ出力１を設定し、第４位のビットに対応するキャパシタ４１の容量値を減少させ、発振周波数を高周波側に移動させる。

即ち、試行中の第ｎ位のビットには、モニタ出力の値（１又は０）をそのまま確定値として設定し、次に試行するビットには１を仮設定する。
第２回の試行値での応答は０となり、前記同様に、第３位のビットを０に確定し、第２位のビットを１に仮設定する（第３回の試行値）。
第３回の試行値での応答は０となり、前記同様に、第２位のビットを０に確定し、第１位のビットを１に仮設定する（第４回の試行値）。

第４回の試行値での応答は０となり、前記同様に、第１のビットを０に確定し、素子特性補償データ列の最終値を（００００）として確定する。素子特性補償データ列（００００）に対応する合成容量値は１＊Ｃ１である。
即ち、第１回〜第４回の応答が上記のように０，０，０，０と変化する場合には、素子特性補償データ列の最終値は（００００）であり、キャパシタ３８〜４１の合成容量値は１＊Ｃ１になる。他の応答（モニタ出力）の組み合わせについても同様に、上位ビットから下位ビットに向かって仮設定、周波数引き込み及びモニタ出力の値に確定することを繰り返し、素子特性補償データ列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を確定することができる。

このアルゴリズムによれば、ｎビットの素子特性補償データ列をｎ回の試行によって算出することができ、素子特性補償用のキャパシタの合成容量を２のｎ乗個の階調で表現できる。即ち、少ない試行回数ｎで多くの階調数（２のｎ乗）を表現することができる。本実施形態では、４ビットの素子特性補償データ列を４回の試行回数で決定でき、素子特性補償データ列２の４乗（１６）階調で表現できる。

〔パケット送受信処理のフローチャート〕
図１２は、第２実施形態に係るパケット送受信処理のフローチャートである。このフローチャートでは、第１実施形態に係るフローチャートにおいて、ステップＳ２１及びＳ２２が追加されている。
ステップＳ２１では、無線集積回路の起動時、即ち１回目のパケットの送受信か否かを判別し、起動時であれば、ステップＳ２２において、後述する素子特性補償データの算出処理を実行してから、パケットの送信又は受信（ステップＳ１７）を実行する。起動時でない場合、即ち２回目以降のパケットの送受信では、第１実施形態と同様に、ステップＳ１６の後に、ステップＳ１７でパケットの送信又は受信を実行する。

図１３は、ステップＳ２２の素子特性補償データの算出設定処理のフローチャートである。
まず、モニタ回路３７の負相入力端子に、発振回路１００がステップＳ１５で設定された発振周波数で発振するために必要な設計上の電圧を基準電圧として与えるとともに、素子特性補償データ（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を（０００１）に初期化する（ステップＳ２２１）。即ち、キャパシタ３８〜４１の各電圧制御端子に加える電圧を初期設定する。次に、試行対象のビットの位を表すカウンタ値を最上位ビットの「４」に初期設定する（ステップＳ２２２）。

ステップＳ２２３では、試行対象の第ｎ位のビットに仮データとして１を設定する（第ｎ位のデータの仮設定）。但し、第１回目の試行時（初期値での試行時）には、ステップＳ２２１において試行対象の第４位のビットに既に１が設定されているので、設定する必要がない。
ステップＳ２２４では、発振回路１００の位相同期ループを動作させて周波数の引き込みを行い、発振周波数が安定するまで待つ。本実施形態では、待ち時間は５００μｓｅｃとする。

ステップＳ２２５では、周波数引き込み終了後のモニタ出力の値（１又は０）を試行対象の第ｎ位のビットに設定し、第ｎ位のビットの値を確定する。
上述したように、モニタ出力は１の場合には、発振周波数が設計値よりも低ぎる場合であるので、素子特性補償用キャパシタの容量値を減少させて発振周波数を高周波側に移動させる必要があり、第ｎ位のビットに１を設定する。一方、モニタ出力は０の場合には、発振周波数が設計値よりも高すぎる場合であるので、素子特性補償用キャパシタの容量値を増加させて発振周波数を低周波側に移動させる必要があり、第ｎ位のビットに０を設定する。

ステップＳ２２６では、ｎ＝１か否かを判定、即ち、確定されたビットが最下位ビットであるか否かを判定する。ｎ＝１でなければステップＳ２２７に移行してｎから１を減算し、試行するビットの位を１つ下げ（例えば第４位から第３位に下げる）、ステップＳ２２３〜Ｓ２２５の処理を繰り返す。
ステップＳ２２６においてｎ＝１になると、素子特性補償データ列（ａ，ｂ、ｃ、ｄ）の全ビットが確定するので、素子特性補償データ列（ａ，ｂ、ｃ、ｄ）を固定し（ステップＳ２２８）、図１２のステップＳ１７に移行する。

〔作用効果〕
本実施形態によれば、温度変化の影響の補償に加え、さらに素子特性ばらつきによる影響を補償するので、素子特性のばらつきによる無線集積回路個体間での発振周波数のばらつきも補償することができ、発振周波数帯域をさらに精度良く設計値に維持することができる。

また、本実施形態では、無線集積回路の起動時において素子特性補償データ列を決定して固定した後に、さらにパケットの送信又は受信毎に温度補償データを更新するので、無線集積回路起動後に温度が変化しても、素子特性補償データは更新することなく温度補償データの更新によって、発振周波数を設計値近傍に維持することができる。
さらに、本実施形態では、素子特性補償に必要な合成容量値の階調数が２のｎ乗必要であっても、ｎビットの素子特性補償データ列（ｎ個の素子特性補償用のキャパシタ）を用意し、素子特性補償データ列の値をｎ回の試行回数で確定することができる。従って、２のｎ乗の階調数を決定するためには試行回数はｎ回で良く、素子特性補償データ列の確定に要する時間の増大を抑制して、階調数を増加させることができる。

第１実施形態に係る発振回路の構成例。 第１実施形態に係る電圧制御発振器の構成例。 温度検出器の構成例（ａ）と、温度検出器の出力例（ｂ）。 温度補償しない場合の発振周波数とＬＰＦ電圧との関係を各温度で測定した結果（ａ）と、（ａ）においてＬＰＦ電圧＝０．７Ｖの場合の発振周波数と温度との関係（ｂ）。 第１実施形態に係るパケット送受信処理のタイムチャート。 第１実施形態に係るパケット送受信処理のフローチャート。 負性抵抗の相互コンダクタンスを変化させるための回路構成例。 第２実施形態に係る発振回路の構成例。 第２実施形態に係る電圧制御発振器の構成例。 素子特性補償用キャパシタの合成容量値を変化させて発振周波数を算出したシミュレーション結果。 素子特性補償データの算出例。 第２実施形態に係るパケット送受信処理のフローチャート。 素子特性補償データ列の算出処理のフローチャート。

符号の説明

１ 位相比較器
２ ループフィルタ
３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４ 分周器
５ レジスタ（周波数データ用）
６ 温度補償回路
７ レジスタ（温度補償データ用）
８ 温度検出器
８０１ 電流源（温度無依存）
８０２，８０３ 電流源（絶対温度比例）
９ 素子特性補償回路
３１ 負性抵抗
３２ インダクタ
３３ キャパシタ（発振周波数設定用）
３４，３５ キャパシタ（温度補償用）
３６ 緩衝回路
３７ モニタ回路
３９〜４１ キャパシタ（素子特性補償用）

Claims (10)

1. パケットを送受信する無線機に搭載され、基準周波数信号の入力を受け付けて前記基準周波数の所定数倍の周波数の発振周波数信号を出力する発振回路であって、
   前記基準周波数信号と分周信号とが入力され、両信号の位相差を信号として出力する位相比較器と、
   前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、
   前記ループフィルタから出力される信号に基づいて、前記基準周波数の所定数倍の発振周波数信号を出力する電圧制御発振器であって、負性抵抗と、前記負性抵抗に並列に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続され前記ループフィルタからの出力が入力される第１の可変容量キャパシタと、前記第１の可変容量キャパシタに並列に接続された第２の可変容量キャパシタとを有する前記電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器から出力される発振周波数信号が入力され、前記発振周波数信号の周波数を前記所定数の逆数で分周して、前記位相比較器に出力する分周器と、
   温度に基づいて温度補償データを出力する温度検出器と、
   前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記温度検出器から前記温度補償データを取得及び更新する第１レジスタと、を備え、
   前記第１及び第２の可変容量キャパシタは、それぞれ、容量を変更するための電圧が入力される第１及び第２の電圧制御端子を有しており、
   前記第１の電圧制御端子に前記ループフィルタからの出力が入力され、
   前記第１レジスタにより前記第２の電圧制御端子に前記温度補償データが設定され、前記温度補償データによって前記第２の可変容量キャパシタの容量が変更されることにより、前記発振周波数信号の周波数が調整されることを特徴とする発振回路。
2. 前記第２の可変容量キャパシタに並列に接続された第３の可変容量キャパシタであって、容量を変更するための電圧が入力される第３の電圧制御端子を有する前記第３の可変容量キャパシタをさらに備え、
   前記第２の電圧制御端子には第１の閾値で反転する温度補償データが入力され、前記第３の電圧制御端子には、第２の閾値で反転する温度補償データが入力されることを特徴とする、請求項１に記載の発振回路。
3. 前記温度検出器は、
   温度に関わらず一定の電流を出力する第１の電流源と、
   前記第１の電流源に直列に接続され、前記第１の電流源の電流に比例する第１の電圧を出力する第１の抵抗と、
   絶対温度に比例する電流を出力する第２及び第３の電流源と、
   前記第２及び第３の電流源にそれぞれ直列に接続され、各電流源の電流にそれぞれ比例する第２及び第３の電圧を出力する第２及び第３の抵抗と、
   前記第２の電圧を前記第１の電圧と比較して前記第１の閾値で反転する温度補償データを出力する第１の電圧比較回路と、
   前記第３の電圧を前記第１の電圧と比較して前記第２の閾値で反転する温度補償データを出力する第２の電圧比較回路と、を備えることを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
4. 前記発振回路は、前記無線機の制御回路に接続されており、
   前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記無線機の制御回路から前記所定数のデータを取得し、当該所定数のデータを前記分周器に設定する第２レジスタをさらに備え、
   前記第１レジスタは、前記第２レジスタによる前記所定数のデータの取得と並行して、前記温度検出器から前記温度補償データを取得することを特徴とする、請求項１に記載の発振回路。
5. 無線機に搭載され、基準周波数信号の入力を受け付けて前記基準周波数の所定数倍の周波数の発振周波数信号を出力する発振回路であって、
   前記基準周波数信号と分周信号とが入力され、両信号の位相差を信号として出力する位相比較器と、
   前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、
   前記ループフィルタから出力される信号に基づいて、前記基準周波数の所定数倍の発振周波数信号を出力する電圧制御発振器であって、負性抵抗と、前記負性抵抗に並列に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続され前記ループフィルタからの出力が入力される第１の可変容量キャパシタと、前記第１の可変容量キャパシタに並列に接続された第２の可変容量キャパシタと、前記第２の可変容量キャパシタに並列に接続され、かつ前記発振回路の素子特性のばらつきを補償するための素子特性補償データに応じて容量が可変される複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタと、所定の温度において前記第１の可変容量キャパシタに供給するべき制御電圧である基準電圧と実際の制御電圧とを比較し、その比較結果を出力するモニタ回路とを有する前記電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器から出力される発振周波数信号が入力され、前記発振周波数信号の周波数を前記所定数の逆数で分周して、前記位相比較器に出力する分周器と、
   前記素子特性用の可変容量キャパシタに素子特性補償データを設定する素子特性補償回路であって、前記素子特性補償データを仮設定し、当該仮設定された素子特性補償データでの周波数引き込み後の前記モニタ回路の出力に応じて前記素子特性補償データを確定する前記素子特性補償回路と、
   温度に基づいて温度補償データを出力する温度検出器と、
   前記無線機の起動時および前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記温度検出器から前記温度補償データを取得及び更新する第１レジスタとを備え、
   前記第１及び第２の可変容量キャパシタ、前記複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタは、それぞれ、容量を変更するための電圧が入力される第１及び第２、第３の電圧制御端子を有しており、
   前記第１の電圧制御端子に前記ループフィルタの出力が入力され、
   前記第１レジスタにより前記第２の電圧制御端子に前記温度補償データが設定され、前記温度補償データによって前記第２の可変容量キャパシタの容量が変更されることにより、前記発振周波数信号の周波数が調整され、
   前記無線機の起動時において、当該起動時の温度での温度補償データにより前記第２の可変容量キャパシタの容量が調整された後に、前記素子特性補償回路が、前記モニタ回路による比較結果に基づいて、素子特性補償用の可変容量キャパシタの第３の電圧制御端子に入力される電圧を調整することを特徴とする発振回路。
6. 前記素子特性補償回路は、前記素子特性補償データの仮設定、周波数の引き込み及び前記仮設定された素子特性補償データの確定を、前記素子特性補償用の可変容量キャパシタごとにその数だけ繰り返すことにより、前記複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタの各素子特性補償データを確定することを特徴とする、請求項５に記載の発振回路。
7. パケットを送受信する無線機に搭載され、基準周波数信号の入力を受け付けて前記基準周波数の所定数倍の周波数の発振周波数信号を出力する発振回路であって、前記基準周波数信号と分周信号とが入力され、両信号の位相差を信号として出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、前記ループフィルタから出力される信号に基づいて、前記基準周波数の所定数倍の発振周波数信号を出力する電圧制御発振器であって、負性抵抗と、前記負性抵抗に並列に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続され前記ループフィルタからの出力が入力される第１の可変容量キャパシタと、前記第１の可変容量キャパシタに並列に接続された第２の可変容量キャパシタとを有する前記電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数信号が入力され、前記発振周波数信号の周波数を前記所定数の逆数で分周して、前記位相比較器に出力する分周器と、温度に基づいて温度補償データを出力する温度検出器と、前記温度検出器と接続された第１レジスタと、を備え、前記第１及び第２の可変容量キャパシタは、それぞれ、容量を変更するための電圧が入力される第１及び第２の電圧制御端子を有し、前記第１の電圧制御端子に前記ループフィルタからの出力が入力される発振回路を制御する方法であって、
   前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記第１レジスタが、前記温度検出器から前記温度補償データを取得及び更新するステップと、
   前記第１レジスタが前記第２の電圧制御端子に前記温度補償データを設定し、前記温度補償データによって前記第２の可変容量キャパシタの容量を変更することにより、前記発振周波数信号の周波数を調整するステップと、を含む発振回路制御方法。
8. 前記発振回路は、前記第２の可変容量キャパシタに並列に接続された第３の可変容量キャパシタであって、容量を変更するための電圧が入力される第３の電圧制御端子を有する前記第３の可変容量キャパシタをさらに備え、
   前記第２の電圧制御端子には第１の閾値で反転する温度補償データを入力し、前記第３の電圧制御端子には第２の閾値で反転する温度補償データを入力することを特徴とする、請求項７に記載の発振回路制御方法。
9. 前記発振回路は、前記無線機の制御回路に接続された第２のレジスタをさらに備え、
   前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記第２のレジスタが、前記無線機の制御回路から前記所定数のデータを取得するステップと、
   前記第２のレジスタが、前記所定数のデータを前記分周器に設定するステップと、
   をさらに含み、
   前記第１のレジスタは、前記第２のレジスタによる前記所定数のデータの取得と並行して、前記温度検出器から前記温度補償データを取得することを特徴とする、請求項７に記載の発振回路制御方法。
10. 無線機に搭載され、基準周波数信号の入力を受け付けて前記基準周波数の所定数倍の周波数の発振周波数信号を出力する発振回路であって、前記基準周波数信号と分周信号とが入力され、両信号の位相差を信号として出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、前記ループフィルタから出力される信号に基づいて、前記基準周波数の所定数倍の発振周波数信号を出力する電圧制御発振器であって、負性抵抗と、前記負性抵抗に並列に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続され前記ループフィルタからの出力が入力される第１の可変容量キャパシタと、前記第１の可変容量キャパシタに並列に接続された第２の可変容量キャパシタと、前記第２の可変容量キャパシタに並列に接続され、かつ前記発振回路の素子特性のばらつきを補償するための素子特性補償データに応じて容量が可変される複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタと、所定の温度において前記第１の可変容量キャパシタに供給するべき制御電圧である基準電圧と実際の制御電圧とを比較し、その比較結果を出力するモニタ回路とを有する前記電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数信号が入力され、前記発振周波数信号の周波数を前記所定数の逆数で分周して、前記位相比較器に出力する分周器と、温度に基づいて温度補償データを出力する温度検出器と、前記無線機の起動時および前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記温度検出器から前記温度補償データを取得及び更新する第１レジスタとを備え、前記第１及び第２の可変容量キャパシタ、前記複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタは、それぞれ、容量を変更するための電圧が入力される第１及び第２、第３の電圧制御端子を有し、前記第１の電圧制御端子に前記ループフィルタからの出力が入力される発振回路を制御する方法であって、
    前記無線機の起動時および前記無線機が１パケットを受信または送信するごとに、前記第１レジスタから前記第２の電圧制御端子に前記温度補償データを入力し、前記温度補償データによって前記第２の可変容量キャパシタの容量を変更することにより、前記発振周波数信号の周波数を調整するステップと、
    前記無線機の起動時において、当該起動時の温度で前記第２の可変容量キャパシタの容量を調整した後に、前記複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタの各容量値を決定する複数の素子特性補償データの１つを仮に設定するステップと、
    前記仮設定された素子特性補償データで前記発振回路の周波数引き込みを実行し、前記モニタ回路が、所定の温度において前記第１の可変容量キャパシタに供給するべき制御電圧である基準電圧と実際の制御電圧とを比較し、その比較結果を出力するステップと、
    前記素子特性補償回路が前記比較結果に基づいて前記仮設定した素子特性補償用データを確定するステップと、
    複数の素子特性補償用の可変容量キャパシタの各素子特性補償データごとに、前記素子特性補償データを仮設定するステップ、周波数の引き込みを実行して前記基準電圧と現実の制御電圧とを比較するステップ、及び前記素子特性補償データを確定するステップを繰り返して、前記複数の素子特性補償データを決定することを特徴とする発振回路制御方法。

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