JP2005278355A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡便な構成で安定した直流出力電圧を得ることができる電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 電圧変換装置１１は、オン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力するモノステーブルマルチバイブレータ３２と、オン信号及びオフ信号にそれぞれ対応して点灯及び消灯する発光素子２９ａと、点灯及び消灯にそれぞれ対応してオン状態及びオフ状態になる受光素子２９ｂとを有するフォトカプラ２９と、受光素子２９ｂのオフ状態において静電エネルギーを蓄えるとともに、受光素子２９ｂのオン状態において静電エネルギーを放出するコンデンサ２７と、コンデンサ２７に接続され、コンデンサ２７の静電エネルギーの放出に伴いオン駆動されて直流入力電圧をスイッチングするＭＯＳＦＥＴ２５とを備えている。電圧変換装置１１は、スイッチングされた直流入力電圧を平滑化して一定レベルの直流出力電圧Ｖｏを得る。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングするとともに、該スイッチングされた直流入力電圧を平滑化して一定レベルの直流出力電圧を得る電圧変換装置に関するものである。

従来、交流電圧源（例えば単相交流１００Ｖ）から直流電圧源（例えば１２Ｖ）を得る用途において、フォワード型コンバータ、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）方式による絶縁式スイッチング電源が一般的である。

しかし、いずれも高周波スイッチング回路と絶縁トランスとを使用することで高精度で安定した直流出力電圧が得られるものの、高価で形状も大きくなっている。従って、高い電圧安定度を必要とせず、低コスト且つ簡便に直流電圧源を必要とする用途には適さない。

また、交流電圧源から簡便に直流電圧源を得る方法として、５０若しくは６０Ｈｚ用のトランスを介して電圧を変換し、整流器及び大型の電解コンデンサを使用することでも直流出力電圧を得ることができるが、上述の方式に比較して更に大型で重量も増加することになるため、やはり上記用途には適さない。

さらに、これらを解決するために特許文献１の従来例（第３図）や実施例（第１図）で示される回路方式も提案されている。
特開平５−１３７３７８号公報（第１図、第３図）

しかし、特許文献１の従来例の回路方式でも、比較的簡便に直流電圧源が得られるものの、交流電圧源と電圧制御回路（７）及びスイッチング素子（８）の駆動用電源とはトランス（３）を用いた絶縁を要することでやはり形状、重量とも大きくなる。特に、この回路方式では、電解コンデンサ（５）も高価で、電圧制御回路を駆動するための外部制御回路も必要になるなど、コストの増大を余儀なくされる。

また、特許文献１の実施例の回路方式では、直流出力電圧に著しいリップルが発生することから電圧安定度が低減されてしまう。
本発明の目的は、簡便な構成で安定した直流出力電圧を得ることができる電圧変換装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流入力電圧をスイッチングするとともに、該スイッチングされた直流入力電圧を平滑化して一定レベルの直流出力電圧を得る電圧変換装置において、オン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力する出力回路と、前記出力回路に接続され前記オン信号及びオフ信号にそれぞれ対応して点灯及び消灯する発光素子と、該発光素子の点灯及び消灯にそれぞれ対応してオン状態及びオフ状態になる受光素子とを有するフォトカプラと、前記受光素子に接続され、該受光素子のオフ状態において静電エネルギーを蓄えるとともに、該受光素子のオン状態において該静電エネルギーを放出するコンデンサと、前記コンデンサに接続され、該コンデンサの静電エネルギーの放出に伴いオン駆動されて前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子とを備えたことを要旨とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電圧変換装置において、前記出力回路は、モノステーブルマルチバイブレータであり、前記出力回路に接続された、第１抵抗及び第１コンデンサを有する第１積分回路と、前記出力回路に接続された、第２抵抗及び第２コンデンサを有する第２積分回路とを備え、前記オン信号及びオフ信号の出力期間は、それぞれ前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの充電に要する期間に基づき設定されたことを要旨とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電圧変換装置において、前記第１コンデンサには、前記直流出力電圧が印加され、前記オン信号の出力期間は、前記直流出力電圧に基づき調整されることを要旨とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置において、交流電圧を直流電圧に変換する整流器を備え、前記直流入力電圧は、前記交流電圧から前記整流器を介して変換された直流電圧であることを要旨とする。

（作用）
請求項１に記載の発明によれば、前記スイッチング素子による前記直流入力電圧のスイッチングは、前記受光素子のオフ状態においてコンデンサに蓄えられた静電エネルギーの放出によって行われる。そして、前記受光素子のオン状態及びオフ状態は、これと光学的に結合され電気的には絶縁された発光素子の点灯及び消灯にそれぞれ対応して設定される。従って、例えば絶縁トランス、電圧変換のためのトランスや大型の電解コンデンサを設ける必要がなく、前記スイッチング素子のオン駆動の電源も前記コンデンサによる静電エネルギーの放出によって実現したことから、簡便な構成で安定した直流出力電圧が得られる。

請求項２に記載の発明によれば、前記出力回路は、汎用性を有して極めて安価に入手し得るモノステーブルマルチバイブレータとされる。
請求項３に記載の発明によれば、前記第１コンデンサには前記直流出力電圧（その分圧成分の場合を含む）が印加される。従って、この印加される直流出力電圧のレベルを第１コンデンサの充電に要する期間を決めるレベル相当に設定しておくことで、該直流出力電圧がレベル低下した場合には、その分、上記充電に要する期間が伸びることになる。つまり、直流出力電圧のレベル低下によって上記充電に要する期間が伸びることで、前記オン信号の出力期間も伸びることになる。これにより、直流入力電圧をスイッチングして得られる直流出力電圧のレベルが増加され、該直流出力電圧は上記レベル低下が補償されて一定レベルに保持される。

請求項４に記載の発明によれば、前記交流電圧が前記整流器を介して直流入力電圧（直流電圧）に変換され、この直流入力電圧が前記スイッチング素子によりスイッチングされることで一定レベルの直流出力電圧が得られる。つまり、交流電圧から直流電圧を得るための電源が簡便に構成される。

以上詳述したように、請求項１乃至４に記載の発明では、簡便な構成で安定した直流出力電圧を得ることができる。

以下、本発明を具体化した電圧変換装置の一実施形態を図１及び図２に従って説明する。なお、図１は本実施形態の電圧変換装置を示す回路図であり、図２はその出力波形等を示すタイムチャートである。

図１に示されるように、電圧変換装置１１は、例えば単相交流１００Ｖの交流電圧源（商用電源）１０に接続されており、交流電圧から一定レベル（例えば１２Ｖ）の直流出力電圧Ｖｏを得るための電源として構成されている。この電圧変換装置１１は、その出力端子１１ａ，１１ｂにおいて負荷としての直流ブラシモータ５０の両端にそれぞれ接続されて、同直流ブラシモータ５０に上記直流出力電圧Ｖｏを負荷印加電圧として供給する。上記電圧変換装置１１は、整流器としてのブリッジ整流器１２と、コンデンサ１３と、電圧変換回路１４と、電圧制御回路１５とを備えている。

上記ブリッジ整流器１２は、４つのダイオードからなる全波整流回路であって、前記交流電圧源１０に接続されている。このブリッジ整流器１２は、交流電圧源１０の交流電圧を全波整流した電圧（脈流）をそのプラス端子１２ａ及びマイナス端子１２ｂから出力する。

上記コンデンサ１３は、その両端子がそれぞれプラス端子１２ａ及びマイナス端子１２ｂに接続されており、ブリッジ整流器１２により整流された電圧をプラス側に嵩上げして直流入力電圧として出力する。なお、図２（ａ）では、交流電圧源１０にブリッジ整流器１２及びコンデンサ１３のみを接続したと仮定してその出力波形（全波整流波形）を示している。

上記電圧変換回路１４はブリッジ整流器１２等に接続されており、上記直流入力電圧をスイッチングする。詳述すると、この電圧変換回路１４は、抵抗２１，２２，２３と、ブリーダ抵抗２４と、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ形電界効果トランジスタ）２５と、ダイオード２６と、コンデンサ２７と、抵抗２８と、フォトカプラ２９とを備えている。

抵抗２１，２２，２３は、前記プラス端子１２ａ及びマイナス端子１２ｂ間で直列接続されており、これら抵抗２１〜２３は同プラス端子１２ａからマイナス端子１２ｂへと順番に配置されている。ブリーダ抵抗２４は一端がプラス端子１２ａに接続されており、このブリーダ抵抗２４にはＭＯＳＦＥＴ２５が並列接続されている。

すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２５は、ドレインがブリーダ抵抗２４の一端（プラス端子１２ａ）に接続されており、ソースがブリーダ抵抗２４の他端に接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ２５のドレイン及びゲート間は、前記抵抗２１、ダイオード２６及びコンデンサ２７を介して、或いは前記抵抗２１、ダイオード２６及びフォトカプラ２９を介して接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ２５のソース及びゲート間は、抵抗２８を介して接続されている。詳述すると、ダイオード２６のアノードは上記抵抗２１，２２の接続部に接続されており、カソードはコンデンサ２７の一端に接続されている。そして、コンデンサ２７の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに接続されている。また、ダイオード２６のカソードは、フォトカプラ２９（受光素子２９ｂ）を介してＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに接続されている。一方、抵抗２８の一端はＭＯＳＦＥＴ２５のゲート（及びコンデンサ２７の他端）に接続されており、他端はＭＯＳＦＥＴ２５のソースに接続されている。この抵抗２８の他端は、上記抵抗２２，２３の接続部にも併せて接続されている。

上記フォトカプラ２９は、発光ダイオードにより構成される発光素子２９ａと、ＮＰＮトランジスタにより構成される受光素子２９ｂとを有する。そして、受光素子２９ｂのコレクタはダイオード２６のカソードに接続されており、エミッタはＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに接続されている。このフォトカプラ２９は、後述するオン信号及びオフ信号にそれぞれ対応して発光素子２９ａが点灯及び消灯することで、これに対応して受光素子２９ｂをオン状態及びオフ状態にする。

従って、抵抗２１〜２３に電流が流れて分圧されることで生じる抵抗２２の両端の電圧により、受光素子２９ｂのオフ状態では、ダイオード２６、コンデンサ２７及び抵抗２８によって形成される閉回路によってコンデンサ２７に静電エネルギーが蓄えられる。一方、受光素子２９ｂのオン状態では、ダイオード２６、受光素子２９ｂ及び抵抗２８によって形成される閉回路によって抵抗２８に電流が流れ、且つ、コンデンサ２７に蓄えられた静電エネルギーが受光素子２９ｂを介して放出されることで抵抗２８にその放電電流も併せて流れる。この放電電流を含めた電流が抵抗２８を流れることにより、ＭＯＳＦＥＴ２５のソース及びゲート間に電位差が生じ、ＭＯＳＦＥＴ２５はオン駆動される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２５は、ブリッジ整流器１２により整流されたコンデンサ１３を介した電圧（直流入力電圧）をスイッチングする。つまり、コンデンサ２７に蓄えられる静電エネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ２５をスイッチングさせる電源として機能する。図２（ｂ）では、図２（ａ）で示した全波整流波形をＭＯＳＦＥＴ２５でスイッチングしたと仮定してその出力波形（スイッチング波形）を示している。

なお、受光素子２９ｂのオン状態では、コンデンサ２７に蓄えられた静電エネルギーが完全に放出されても、ダイオード２６、受光素子２９ｂ及び抵抗２８によって形成される閉回路によって抵抗２８に電流が流れることになる。本実施形態では、放電電流を伴わない電流が抵抗２８を流れる状態では、このときにＭＯＳＦＥＴ２５のソース及びゲート間に生じる電位差でＭＯＳＦＥＴ２５がオン駆動されることがないように抵抗２２，２８の抵抗値及びコンデンサ２７の容量が設定されている。従って、コンデンサ２７に静電エネルギーを蓄える受光素子２９ｂのオフ状態ではいうまでもなく、受光素子２９ｂのオン状態であってもコンデンサ２７に蓄えられた静電エネルギーが完全に放出された状態ではＭＯＳＦＥＴ２５はオフ駆動される。これは、オン信号若しくはオフ信号の出力異常などで受光素子２９ｂのオン状態が過剰に継続されても、これによってＭＯＳＦＥＴ２５のオン駆動が過剰に継続されることがないようにするためである。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２５がオン駆動される期間は、抵抗２２，２８の抵抗値及びコンデンサ２７の容量によって決定され、所定レベル以上の直流電圧にならないように設定されている。

ＭＯＳＦＥＴ２５のソースには、リアクトル３０の一端が接続されている。そして、このリアクトル３０の他端は、前記出力端子１１ａに接続されている。また、リアクトル３０の他端は平滑用の電解コンデンサ３１の一端に接続されており、この電解コンデンサ３１の他端は前記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されている。従って、ＭＯＳＦＥＴ２５のオン駆動によってスイッチングされた直流入力電圧は、リアクトル３０を通じ、電解コンデンサ３１でリップルが吸収されて、一定レベルの直流出力電圧Ｖｏとして前記出力端子１１ａ，１１ｂに接続された直流ブラシモータ５０に出力される。

上記電圧制御回路１５は、前記発光素子２９ａを点灯若しくは消灯させるためのオン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力する。詳述すると、この電圧制御回路１５は、汎用のモノステーブルマルチバイブレータ３２と、第１積分回路を構成する第１抵抗３３及び第１コンデンサ３４と、第２積分回路を構成する第２抵抗３５及び第２コンデンサ３６とを備えている。そして、この電圧制御回路１５は、抵抗３７と、ダイオード３８と、ツェナーダイオード３９と、コンデンサ４０と、積分回路を構成する抵抗４１及びコンデンサ４２とによって構成される駆動用電源に接続されている。また、この電圧制御回路１５は、抵抗４３，４４と、ツェナーダイオード４５とによって構成される負荷印加電圧監視部にも接続されている。

すなわち、上記抵抗３７の一端はリアクトル３０の他端に接続されており、抵抗３７の他端はダイオード３８のアノードに接続されている。また、ダイオード３８のカソードはツェナーダイオード３９のカソード及びコンデンサ４０の一端にそれぞれ接続されており、ツェナーダイオード３９のアノード及びコンデンサ４０の他端は前記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されている。さらに、ツェナーダイオード３９のカソード及びコンデンサ４０の一端は、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して上記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されている。従って、ブリッジ整流器１２等を介した前記直流入力電圧は、ブリーダ抵抗２４を通じて抵抗３７、ダイオード３８及びコンデンサ４０に印加される。このとき、コンデンサ４０の両端に生じる電圧が電圧制御回路１５の電源として供給される。なお、コンデンサ４０の両端に生じる電圧は、これに並列接続されたツェナーダイオード３９によりその上限値（例えば５Ｖ）が制限されている。また、コンデンサ４０の一端は、前記フォトカプラ２９の発光素子２９ａのアノードに接続されており、アノードはＨ（ハイ）レベルに設定されている。従って、発光素子２９ａは、カソードがＬ（ロー）レベルに設定されたときに点灯し、Ｈレベルに設定されたときに消灯する。

上記モノステーブルマルチバイブレータ３２の各種端子は、以下の態様で接続されている。なお、Ｌ能動を表すバーを便宜的に「／」で示すものとする。モノステーブルマルチバイブレータ３２の１Ｂ，１ＣＬＲ，２ＣＬＲの各端子は、コンデンサ４０の一端に接続されて、Ｈレベルに設定されている。また、２／Ａ端子は、前記抵抗４１及びコンデンサ４２の接続部に接続されている。この２／Ａ端子もＨレベルに設定されるものの、コンデンサ４２の充電に要する時間分だけ上記各端子に遅れてＨレベルに設定される。これは、上記モノステーブルマルチバイブレータ３２の起動時にこれに対する電源供給を完了させてから、２／Ａ端子をＨレベルに設定する（切り替える）ためである。また、２Ｑ端子は１／Ａ端子に接続されており、１／Ｑ端子は２Ｂ端子に接続されている。

さらに、ツェナーダイオード３９のカソード及びコンデンサ４０の一端は、第１抵抗３３及び第１コンデンサ３４を介して上記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されており、モノステーブルマルチバイブレータ３２の１ＲＥＸＴ／ＣＥＸＴ端子はこれら第１抵抗３３及び第１コンデンサ３４の接続部に接続されている。そして、１ＣＥＸＴ端子は、上記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されている。さらにまた、ツェナーダイオード３９のカソード及びコンデンサ４０の一端は、第２抵抗３５及び第２コンデンサ３６を介して上記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されており、２ＲＥＸＴ／ＣＥＸＴ端子はこれら第２抵抗３５及び第２コンデンサ３６に接続されている。そして、２ＣＥＸＴ端子は、上記出力端子１１ｂ及びマイナス端子１２ｂに接続されている。

以上において、モノステーブルマルチバイブレータ３２の２／Ｑ端子は、発光素子２９ａのカソードに接続されている。従って、モノステーブルマルチバイブレータ３２は、基本的に第１抵抗３３及び第１コンデンサ３４に基づき出力期間が決定されるＬレベルの信号（オン信号）と、第２抵抗３５及び第２コンデンサ３６に基づき出力期間が決定されるＨレベルの信号（オフ信号）とを発光素子２９ａのカソードに対して選択的に繰り返し出力する。これらオン信号及びオフ信号にそれぞれ対応して、フォトカプラ２９を介してＭＯＳＦＥＴ２５により前記直流入力電圧がスイッチングされ、このスイッチングされた直流入力電圧が平滑化されることで出力端子１１ａ，１１ｂ間に一定レベルの直流出力電圧Ｖｏが得られることは既述のとおりである。図２（ｃ）ではモノステーブルマルチバイブレータ３２の２／Ｑ端子から発光素子２９ａのカソードに出力されるオン・オフ信号を示し、図２（ｄ）ではそのときの直流出力電圧Ｖｏを負荷印加電圧として示している。図２（ｃ）におけるオン・オフ信号は、便宜的にその周期を拡大するため低周波数で図示しているが、実際には高い周波数（例えば１０ｋＨｚ）を有している。

ここで、前記抵抗４３，４４は出力端子１１ａ，１１ｂ間に直列接続されており、直流ブラシモータ５０へと出力された直流出力電圧Ｖｏ（負荷印加電圧）がこれら抵抗４３，４４により分圧されている。そして、前記モノステーブルマルチバイブレータ３２の１ＲＥＸＴ／ＣＥＸＴ端子は抵抗４３，４４の接続部に接続されて、抵抗４４の両端に生じる直流出力電圧Ｖｏの分圧成分が第１コンデンサ３４に印加されている。抵抗４３，４４の抵抗値は、直流出力電圧Ｖｏが１２Ｖのときに抵抗４４の両端が前記コンデンサ４０の両端に生じる電圧の上限値（例えば５Ｖ）になるように設定されている。すなわち、抵抗４４の両端に生じる直流出力電圧Ｖｏの分圧成分のレベルは、第１コンデンサ３４の充電に要する期間を決めるレベル相当に設定されている。従って、抵抗４４の両端に生じる直流出力電圧Ｖｏの分圧成分のレベルが低下すると、これに対応して第１コンデンサ３４の充電に要する期間が自動的に伸びることになる。つまり、上記分圧成分のレベル低下によって上記充電に要する期間が伸びることで、モノステーブルマルチバイブレータ３２によるオン信号の出力期間も伸びることになる。これにより、直流入力電圧をスイッチングして得られる直流出力電圧Ｖｏのレベルが増加され、この直流出力電圧Ｖｏは上記レベル低下が補償されて一定レベルに保持される。

図２（ｅ）では図２（ｃ）におけるオン・オフ信号を、図２（ｆ）では図２（ｄ）における負荷印加電圧（直流出力電圧Ｖｏ）をそれぞれ時間的に拡大して示している。そして、図２（ｇ）では、このときに対応する負荷電流（直流ブラシモータ５０を流れる電流）を示している。同図に示されるように、負荷印加電圧は、ＭＯＳＦＥＴ２５をオン駆動するオン信号への切り替わりと同時にその出力期間Ｔ１で増加し、オフ信号の出力期間Ｔ２で減少する。この際、オフ信号の出力期間Ｔ２は一定であるのに対し、オン信号の出力期間Ｔ１は負荷電流の増加に伴い伸びる。一方、負荷電流が減少すると、オン信号の出力期間Ｔ１は本来の出力期間へと復帰して短くなる。これにより、負荷印加電圧は、一定レベルの設定電圧に安定して保持される。そして、直流ブラシモータ５０の負荷電流が変動しても、上記直流出力電圧Ｖｏが一定レベルに保持されることで同直流ブラシモータ５０の回転速度も一定に保持される。

なお、前記ツェナーダイオード４５はアノードが出力端子１１ｂに接続される態様で抵抗４４に並列接続されており、モノステーブルマルチバイブレータ３２の保護のために抵抗４４の両端に生じる電圧の上限値（例えば５Ｖ）が制限されている。

以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られるようになる。
（１）本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ２５による前記直流入力電圧のスイッチングは、受光素子２９ｂのオフ状態においてコンデンサ２７に蓄えられた静電エネルギーの放出によって行われる。そして、受光素子２９ｂのオン状態及びオフ状態は、これと光学的に結合され電気的には絶縁された発光素子２９ａの点灯及び消灯にそれぞれ対応して設定される。従って、例えば絶縁トランス、電圧変換のためのトランスや大型の電解コンデンサを設ける必要がなく、ＭＯＳＦＥＴ２５のオン駆動の電源もコンデンサ２７による静電エネルギーの放出によって実現したことから、簡便な構成で安定した直流出力電圧Ｖｏを得ることができる。

（２）本実施形態では、オン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力する出力回路は、汎用性を有して極めて安価に入手し得るモノステーブルマルチバイブレータ３２とされる。そして、オン信号、オフ信号の基本的な出力期間Ｔ１，Ｔ２も、それぞれ１ＲＥＸＴ／ＣＥＸＴ端子に接続する第１抵抗３３及び第１コンデンサ３４、２ＲＥＸＴ／ＣＥＸＴ端子に接続する第２抵抗３５及び第２コンデンサ３６の各値（抵抗値及び容量）の選択によって容易に変更することができる。つまり、こうした出力期間Ｔ１，Ｔ２の変更・設定により、所要のレベル（一定レベル）を有する直流出力電圧Ｖｏを容易に得ることができる。

（３）本実施形態では、第１コンデンサ３４には抵抗４４による直流出力電圧Ｖｏ（負荷印加電圧）の分圧成分が印加される。この直流出力電圧Ｖｏの分圧成分のレベルを第１コンデンサ３４の充電に要する期間を決めるレベル相当に設定したことで、直流出力電圧Ｖｏがレベル低下した場合には、その分、上記充電に要する期間が伸びることになる。つまり、直流出力電圧Ｖｏのレベル低下によって上記充電に要する期間が伸びることで、オン信号の出力期間Ｔ１も伸びることになる。これにより、直流入力電圧をスイッチングして得られる直流出力電圧Ｖｏのレベルは増加され、直流出力電圧Ｖｏを上記レベル低下を補償して一定レベルに保持することができる。そして、直流ブラシモータ５０の負荷電流が変動しても、上記直流出力電圧Ｖｏが一定レベルに保持されることで同直流ブラシモータ５０の回転速度を一定に保持することができる。

（４）本実施形態では、交流電圧がブリッジ整流器１２を介して直流入力電圧（直流電圧）に変換され、この直流入力電圧がＭＯＳＦＥＴ２５によりスイッチングされることで一定レベルの直流出力電圧Ｖｏが得られる。つまり、交流電圧から直流電圧を得るための電源を簡便に構成することができる。

（５）本実施形態では、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ２５を採用したことで、高速のスイッチング動作に対応することができる。これにより、容量の小さな小型の平滑用コンデンサ（電解コンデンサ３１）でもよくなり、全体として小型・軽量化を図ることができる。

（６）本実施形態では、商用電源である交流電圧源１０から安価に直流電源を得ることができる。
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。

・直流入力電圧として交流電圧を全波整流等した直流電圧を採用したが、例えばバッテリ等から得られる直流電圧であってもよい。要は、電圧変換装置は、交流電圧源１０の交流電圧或いはバッテリ等から得られる直流電圧よりも低電圧の直流出力電圧Ｖｏを得るものであればよい。

・出力回路としてマイクロコンピュータを採用してもよい。要は、オン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力できるのであればよい。この場合、マイクロコンピュータにより負荷印加電圧（直流出力電圧Ｖｏ）を監視させて、当該直流出力電圧Ｖｏのレベルに応じてオン信号若しくはオフ信号の出力期間を調整させることが好ましい。

・本発明は、直流ブラシモータ５０の駆動用電源のみならず、計測器等、高精度な電源を必要としない適宜の電子回路用電源として適用可能である。
・本発明は、ミシン、電動シャッター等、２０Ｗ程度未満のモータ応用製品、電子機器に利用可能である。

次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について、それらの効果とともに以下に追記する。
（イ）請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧変換装置において、
前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ形電界効果トランジスタ）であることを特徴とする電圧変換装置。この技術的思想によれば、高速のスイッチング動作に対応することができる。

本発明の一実施形態を示す回路図。 （ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、同実施形態の動作を示すタイムチャート。

符号の説明

１１…電圧変換装置、１２…整流器としてのブリッジ整流器、２５…スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ、２７…コンデンサ、２９…フォトカプラ、２９ａ…発光素子、２９ｂ…受光素子、３０…リアクトル、３１…電解コンデンサ、３２…出力回路としてのモノステーブルマルチバイブレータ、３３…第１積分回路を構成する第１抵抗、３４…第１積分回路を構成する第１コンデンサ、３５…第２積分回路を構成する第２抵抗、３６…第２積分回路を構成する第２コンデンサ。

Claims (4)

1. 直流入力電圧をスイッチングするとともに、該スイッチングされた直流入力電圧を平滑化して一定レベルの直流出力電圧を得る電圧変換装置において、
   オン信号及びオフ信号を選択的に繰り返し出力する出力回路と、
   前記出力回路に接続され前記オン信号及びオフ信号にそれぞれ対応して点灯及び消灯する発光素子と、該発光素子の点灯及び消灯にそれぞれ対応してオン状態及びオフ状態になる受光素子とを有するフォトカプラと、
   前記受光素子に接続され、該受光素子のオフ状態において静電エネルギーを蓄えるとともに、該受光素子のオン状態において該静電エネルギーを放出するコンデンサと、
   前記コンデンサに接続され、該コンデンサの静電エネルギーの放出に伴いオン駆動されて前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子とを備えたことを特徴とする電圧変換装置。
2. 請求項１に記載の電圧変換装置において、
   前記出力回路は、モノステーブルマルチバイブレータであり、
   前記出力回路に接続された、第１抵抗及び第１コンデンサを有する第１積分回路と、
   前記出力回路に接続された、第２抵抗及び第２コンデンサを有する第２積分回路とを備え、
   前記オン信号及びオフ信号の出力期間は、それぞれ前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの充電に要する期間に基づき設定されたことを特徴とする電圧変換装置。
3. 請求項２に記載の電圧変換装置において、
   前記第１コンデンサには、前記直流出力電圧が印加され、
   前記オン信号の出力期間は、前記直流出力電圧に基づき調整されることを特徴とする電圧変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置において、
   交流電圧を直流電圧に変換する整流器を備え、
   前記直流入力電圧は、前記交流電圧から前記整流器を介して変換された直流電圧であることを特徴とする電圧変換装置。

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