JP2005277551A - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＴカット水晶振動子の温度特性を、時間や労力のかからない簡便な調整のみで容易に補償すること。
【解決手段】温度変化に対して電位が１次関数的に変化する温度検出信号Ｓ１に基づいて、低温側ソース信号Ｓ７を生成し、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のソースに供給する。反転回路４０により、温度検出信号Ｓ１を、３次関数的な温度特性を有するＡＴカット水晶振動子５１の偏曲点を中心に反転して反転信号Ｓ２を生成し、その反転信号Ｓ２に基づいて高温側ソース信号Ｓ６を生成し、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のソースに供給する。ＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極およびウェル電極に、それぞれ、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２および低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２の各ドレインから出力された補正信号Ｓ９および補正信号Ｓ１０を供給する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、水晶振動子を用いた水晶発振器の温度特性を補償した温度補償型水晶発振器に関する。

水晶振動子を用いた水晶発振器は、周波数安定度は他の発振器に比べてより勝れているが、近年の移動体無線の基準発振器として使用する場合は、水晶振動子の温度特性に起因する発振周波数の変動が問題となる。この問題を解決するために、水晶振動子の温度特性を補償する、いわゆる温度補償型発振器が広く用いられている。水晶振動子の温度補償方式には、直接補償方式と間接補償方式がある。このうち、間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、温度補償範囲の拡大が可能であり、また、近年の集積回路技術の発展に伴い、部品点数の削減と性能の向上が可能であるという利点を有する。

間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、なんらかの回路を用いて温度補償信号を発生し、その信号で可変容量回路などを制御して、ＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うものである。その温度補償信号を発生する回路として、以前はディスクリート部品で構成する抵抗回路網などが採用されていたが、最近では半導体集積回路が使用されることが多くなってきている。

そして、その温度補償信号は電圧信号として発生することがほとんどである。そのため、可変容量回路には、電圧制御型の回路が採用されることが多い。また、携帯電話機に搭載する温度補償型水晶発振器の駆動電圧は、５Ｖから３Ｖに移行し、さらなる低電圧化が要求されている。これに伴って、可変容量回路に印加される信号の電圧幅は次第に狭まってきている。

そこで、間接補償方式の温度補償型水晶発振器において温度補償範囲を拡大するためには、狭い電圧範囲で容量変化率が大きい可変容量回路が必要である。また、温度補償と、外部信号によって発振周波数を制御する外部周波数制御との相互干渉を排除するために、温度補償信号と外部周波数制御信号とを合成し、この合成信号によって可変容量回路を制御するという方式も提案されている。

このような提案も、可変容量回路の容量変化率が大きく、少しの電圧変化によって水晶発振回路の発振周波数を大幅に変化させることができることが前提となっている。このようなことから、間接補償方式の温度補償型水晶発振器においては、可変容量回路がとくに重要な構成要素となっている。可変容量回路は、少なくとも１つの可変容量素子を使用して構成される。本出願人は、先に、可変容量素子としてＭＩＳ（金属−絶縁膜−半導体）型可変容量コンデンサを用いた間接補償方式による温度補償型水晶発振器について出願している（例えば、特許文献１、特許文献２参照。）。

図１０は、特許文献１に開示された温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。図１０に示す温度補償型水晶発振器では、温度センサー１１は、ＡＴカット水晶振動子２１、オシレータ２２、帰還抵抗２３および抵抗素子２４よりなるオシレータ回路の温度を検出して、温度に依存した電圧の信号を出力する。温度に対する温度センサー１１の出力電圧の関係は、１次関数に近似される。以下、１次関数に近似される関係を近似１次関数と呼ぶ。２次関数および３次関数についても同様に、各関数に近似される関係をそれぞれ近似２次関数および近似３次関数と呼ぶ。

温度センサー１１の出力信号は、第１の近似２次関数発生回路１３および第２の近似２次関数発生回路１４に供給される。第１の近似２次関数発生回路１３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタとする）よりなるソース接地アンプで構成されており、そのＰＭＯＳトランジスタのゲート電極に温度センサー１１の出力電圧が印加される。第２の近似２次関数発生回路１４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタとする）よりなるソース接地アンプで構成されており、そのＮＭＯＳトランジスタのゲート電極に温度センサー１１の出力電圧が印加される。

１次関数補正回路１５は、複数のパターンの温度傾斜を有する近似１次関数を発生し、ＡＴカット水晶振動子２１の温度特性に最も近い近似１次関数に基づく信号を選択する。加算回路１７は、第１の近似２次関数発生回路１３、第２の近似２次関数発生回路１４および１次関数補正回路１５のそれぞれで発生した信号を合成して出力する。温度に対する加算回路１７の出力電圧の関係は、第１の近似２次関数発生回路１３で発生した近似２次関数の一部と第２の近似２次関数発生回路１４で発生した近似２次関数の一部とを合成した近似３次関数と、１次関数補正回路１５で発生した近似１次関数とを合成した関数となる。

レギュレータ回路１２は、外部から供給される電源電圧の変動を抑制し、第１の近似２次関数発生回路１３、第２の近似２次関数発生回路１４および１次関数補正回路１５に基準電圧を供給する。一方、周波数調整回路１６は、外部から入力された周波数調整用の電圧に基づいて、温度補償型水晶発振器の発振周波数の調整および標準周波数合わせを行うための直流バイアス信号を発生する。

ＡＴカット水晶振動子２１には、固定コンデンサ２６ａと第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａと第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ｂと固定コンデンサ２６ｂとが直列に接続されてなる直列接続体が、並列に接続されている。第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの接続ノードは、固定コンデンサ２６ｃを介して交流的に接地されている。

前記加算回路１７の出力信号は、バイアス抵抗２８ａ，２８ｂを介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの各ゲート電極に供給される。また、周波数調整回路１６の出力信号は、バイアス抵抗２８ｃを介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの各ウェル電極に供給される。それによって、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの両極に印加される電圧が温度変化に対して近似３次関数的に変化し、ＡＴカット水晶振動子２１の３次関数的な温度特性が打ち消され、温度変化に対して安定した周波数の発振信号が出力用バッファ回路２５を介して出力される。

図１１は、特許文献２に開示された温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。図１１に示す温度補償型水晶発振器では、ＡＴカット水晶振動子２１として、１５〜４５℃付近での周波数に温度による変化がない、いわゆるフラット水晶と呼ばれる水晶振動子を用いている。また、第１の近似２次関数発生回路１３および第２の近似２次関数発生回路１４は、ともにＮＭＯＳトランジスタよりなるソース接地アンプで構成されている。

そして、第１の近似２次関数発生回路１３の出力信号は、第１の加算回路１８において１次関数補正回路１５の出力信号と合成されて、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの各ゲート電極に供給される。一方、第２の近似２次関数発生回路１４の出力信号は、第２の加算回路１９において周波数調整回路１６の出力信号と合成されて、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの各ウェル電極に供給される。

第１の加算回路１８の出力電圧は、１５℃よりも低温側の温度域において温度が下がるにつれて近似２次関数的に下がる。一方、第２の加算回路１９の出力電圧は、４５℃よりも高温側の温度域において温度が上がるにつれて近似２次関数的に下がる。従って、低温域では、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂのゲート電極の電位がウェル電極の電位よりも低くなり、高温域ではその逆になる。つまり、１５℃よりも低温域および４５℃よりも高温域において、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの両極に印加される電圧が温度変化に対して近似３次関数的に変化し、ＡＴカットのフラット水晶振動子２１の温度特性が打ち消される。

ところで、特許文献２には、フラット水晶の温度特性に、全温度範囲にわたって一定の勾配が付加された温度特性を有する一般的なＡＴカット水晶振動子の場合についても記載されている。この場合には、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２７ａ，２７ｂの各ゲート電極に供給される信号、または各ウェル電極に供給される信号に、勾配補正信号を付加すれば、温度補償を実現することができるとしている。

国際公開第０２／１９５１４号パンフレット（第１図） 特開平１１−８８０５２号公報（図３、図１２）

しかしながら、上記特許文献１に開示された温度補償型水晶発振器では、近似２次関数発生回路を構成するＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタの電流−電圧特性が相似形ではないため、ＡＴカット水晶振動子の高温側および低温側のいずれか一方の温度特性に対する補償が不完全になることがある。その場合には、全温度範囲にわたってＡＴカット水晶振動子の温度補償を完全にするための調整に多大な労力と時間を要するという欠点がある。

また、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタが近似２次関数的な温度特性を有する信号を発生する開始点が、不明であるため、それら近似２次関数的な温度特性を有する２つの信号を合成してできる近似３次関数的な信号の偏曲点も不明である。そのため、合成によりできた近似３次関数的な信号の偏曲点を、ＡＴカット水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点に一致させることが困難であり、偏曲点付近の温度域で、ＡＴカット水晶振動子の温度特性に対する補償が不完全になることがある。その場合にも、偏曲点付近の温度域での温度補償を完全にするため、調整に多大な労力と時間を要するという欠点がある。

また、上記特許文献２に開示された温度補償型水晶発振器では、一般的なＡＴカット水晶振動子を用いる場合に、次のような欠点がある。すなわち、発振周波数の温度特性にフラットな領域、すなわち線形な領域がないため、ＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電極とウェル電極との間に、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する電圧を印加する必要がある。そのためには、ＡＴカット水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点において、高温側および低温側の各近似２次関数発生回路が、近似２次関数的な温度特性を有する信号を発生させる必要がある。

しかし、近似２次関数発生回路を構成するＮＭＯＳトランジスタが近似２次関数的な温度特性を有する信号を発生する開始点は、不明であるため、その開始点が３次関数の偏曲点に一致しているか否かは不明である。従って、ＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電極とウェル電極との間に、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する電圧を印加することができず、一般的なＡＴカット水晶振動子の温度特性に対する補償が不完全な温度域ができることがある。そのような場合には、調整に多大な労力と時間がかかってしまう。

また、ＭＩＳ型可変容量コンデンサにおいて低温側の近似２次関数と高温側の近似２次関数とを合成してできる近似３次関数の偏曲点では、低温側の近似２次関数と高温側の近似２次関数との差から、１次の係数が生成される。しかし、上述したように、低温側と高温側の両方について近似２次関数的な信号の発生開始点が不明であるため、この１次の係数も不明である。上記特許文献２には、このような不明の１次係数およびその補正方法については、記載されていない。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消し、ＡＴカット水晶振動子の温度特性を、時間や労力のかからない簡便な調整のみで容易に補償することができる温度補償型水晶発振器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子と、温度変化に対して電位が１次関数的に変化する第１の入力信号を、前記水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心に反転して、温度変化に対して電位が１次関数的に変化する第２の入力信号を生成する反転回路と、前記第１の入力信号に基づいて、温度変化に対して電位が２次関数的に変化する第１の補正信号を発生する第１のＭＯＳトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジスタと構成が同じで、前記第２の入力信号に基づいて、温度変化に対して電位が２次関数的に変化する第２の補正信号を発生する第２のＭＯＳトランジスタと、前記第１の補正信号と前記第２の補正信号との電位差に基づいて容量が変化する発振周波数調整用の可変容量素子と、を備え、前記第１の補正信号と前記第２の補正信号との電位差は、前記第１の補正信号の補正量と前記第２の補正信号の補正量とには影響されず、前記偏曲点において一定であることを特徴とする。

また、請求項２の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項１に記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタおよび前記第２のＭＯＳトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。

また、請求項３の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項２に記載の発明において、記第１のＭＯＳトランジスタのソースに前記第１の入力信号が入力され、前記第２のＭＯＳトランジスタのソースに前記第２の入力信号が入力されることを特徴とする。

また、請求項４の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項２または３に記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに、前記水晶振動子の１次の温度特性に一致する同一のバイアス電位が印加されることを特徴とする。

また、請求項５の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項２に記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートに前記第１の入力信号が入力され、前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに前記第２の入力信号が入力されることを特徴とする。

また、請求項６の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項２または５に記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタのソースおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのソースに、前記水晶振動子の１次の温度特性に一致する同一のバイアス電位が印加されることを特徴とする。

また、請求項７の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項２〜６のいずれか一つに記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに、外部から入力された周波数調整用信号に基づく電位が印加されることを特徴とする。

また、請求項８の発明にかかる温度補償型水晶発振器は、請求項１〜７のいずれか一つに記載の発明において、前記可変容量素子は、前記第１の補正信号および前記第２の補正信号のいずれか一方の信号に基づいてゲート電極電位が印加され、かつ他方の信号に基づいてウェル電極電位が印加されるＭＩＳ型可変容量コンデンサであることを特徴とする。

本発明にかかる温度補償型水晶発振器によれば、２つのＭＯＳトランジスタの構成が同じであり、また、それら２つのＭＯＳトランジスタへの入力信号が、水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心にして対称であるので、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する水晶振動子の高温側および低温側の両方の温度特性を完全に補償することができる。また、２つのＭＯＳトランジスタから出力された２つの補正信号を合成してできる近似３次関数的な信号の偏曲点が、水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点に一致するとともに、それら２つの補正信号を合成するだけで水晶振動子の温度特性の１次成分を補正することができるので、煩雑な調整を行わなくても、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する水晶振動子の温度特性を補償することができる。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる温度補償型水晶発振器の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、温度補償型水晶発振器は、ＡＴカット水晶振動子５１に、例えばＣＭＯＳインバータ回路よりなるオシレータ５２と帰還抵抗５３とが並列に接続され、かつオシレータ５２の出力端子とＡＴカット水晶振動子５１との間に抵抗素子５４が接続されたオシレータ回路を有する。このオシレータ回路は、出力用バッファ回路５５を介して出力端子５０に接続されている。

そして、固定コンデンサ５６ａと可変容量素子である例えば第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａと固定コンデンサ５６ｃとを直列に接続してなる直列接続体が、オシレータ５２の入力側と接地点との間に接続されている。第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａは、固定コンデンサ５６ａによりオシレータ回路の直流成分から切り離されているとともに、固定コンデンサ５６ｃにより接地点の直流成分から切り離されている。

また、固定コンデンサ５６ｂと可変容量素子である例えば第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ｂと固定コンデンサ５６ｄとを直列に接続してなる直列接続体が、オシレータ５２の出力側と接地点との間に接続されている。第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ｂは、固定コンデンサ５６ｂによりオシレータ回路の直流成分から切り離されているとともに、固定コンデンサ５６ｄにより接地点の直流成分から切り離されている。

第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａおよび第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ｂの各容量は、後述するように、それぞれのゲート電極に印加する電位Ｖｇとウェル電極に印加する電位Ｖｗとの電位差（Ｖｇ−Ｖｗ）に依存する。本実施の形態では、第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａのゲート電極は、バイアス抵抗５８ａを介して、高温側補正関数発生回路３３に接続されている。第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａのウェル電極は、バイアス抵抗５８ｃを介して、低温側補正関数発生回路３４に接続されている。

同様に、第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ｂのゲート電極およびウェル電極は、それぞれバイアス抵抗５８ｂおよびバイアス抵抗５８ｄを介して、高温側補正関数発生回路３３および低温側補正関数発生回路３４に接続されている。高温側補正関数発生回路３３を制御する信号と、低温側補正関数発生回路３４を制御する信号は、対称な関係を有するアナログ電位である。これについては、後述する。

また、温度補償型水晶発振器は、温度センサー３１、周波数調整回路３６、１次関数補正回路３５、第１のレギュレータ回路３２、第２のレギュレータ回路４２、反転回路４０、第１のインピーダンス変換回路３８、第２のインピーダンス変換回路３９、前記高温側補正関数発生回路３３および前記低温側補正関数発生回路３４を備えている。

温度センサー３１は、ＡＴカット水晶振動子５１、オシレータ５２、帰還抵抗５３および抵抗素子５４よりなるオシレータ回路の温度を検出し、その検出した温度に依存する電圧の信号（以下、温度検出信号Ｓ１とする）を発生する。温度センサー３１は、例えば複数の異種抵抗素子が直列に接続された構成となっており、抵抗分割により温度検出信号Ｓ１を発生する。温度に対する温度センサー３１の出力電圧の関係は、近似１次関数で表される。温度検出信号Ｓ１は、反転回路４０、第２のレギュレータ回路４２および第２のインピーダンス変換回路３９に供給される。

反転回路４０は、温度検出信号Ｓ１を、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性の偏曲点を中心にして反転し、その偏曲点を中心として温度検出信号Ｓ１と対称な信号（以下、反転信号Ｓ２とする）を発生する。反転回路４０は、例えば反転増幅器により構成される。反転信号Ｓ２は、第１のレギュレータ回路３２および第１のインピーダンス変換回路３８に供給される。

周波数調整回路３６は、外部から入力された周波数調整用の電圧に基づいて、温度補償型水晶発振器の発振周波数の調整および標準周波数合わせを行うための直流バイアス信号（以下、周波数調整信号Ｓ３とする）を発生する。周波数調整信号Ｓ３は、第１のインピーダンス変換回路３８および第２のインピーダンス変換回路３９に供給される。周波数調整回路３６としては、従来と同様の構成のものを用いることができる。

第１のインピーダンス変換回路３８は、反転信号Ｓ２と周波数調整信号Ｓ３を合成する。第１のインピーダンス変換回路３８で合成された信号（以下、低温側ドレイン信号Ｓ４とする）は、低温側補正関数発生回路３４に供給される。第２のインピーダンス変換回路３９は、温度検出信号Ｓ１と周波数調整信号Ｓ３を合成する。第２のインピーダンス変換回路３９で合成された信号（以下、高温側ドレイン信号Ｓ５とする）は、高温側補正関数発生回路３３に供給される。第１のインピーダンス変換回路３８および第２のインピーダンス変換回路３９としては、一般的に知られているインピーダンス変換回路を用いることができる。

第１のレギュレータ回路３２は、反転信号Ｓ２に基づいて、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性を補正するための電源となる制御信号（以下、高温側ソース信号Ｓ６とする）を発生する。高温側ソース信号Ｓ６の電位は、温度変化に対して正の係数を有する。すなわち、温度が高くなるのに伴って、高温側ソース信号Ｓ６の電位は高くなる。高温側ソース信号Ｓ６は、高温側補正関数発生回路３３に供給される。第１のレギュレータ回路３２としては、一般的な電圧発生回路を用いることができる。

第２のレギュレータ回路４２は、温度検出信号Ｓ１に基づいて、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性を補正するための電源となる制御信号（以下、低温側ソース信号Ｓ７とする）を発生する。低温側ソース信号Ｓ７の電位は、温度変化に対して負の係数を有し、従って、温度が低くなるのに伴って高くなる。そして、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性の偏曲点となる温度（以下、偏曲点温度とする）では、低温側ソース信号Ｓ７の電位は、高温側ソース信号Ｓ６の電位に等しい。低温側ソース信号Ｓ７は、低温側補正関数発生回路３４に供給される。第２のレギュレータ回路４２としては、一般的な電圧発生回路を用いることができる。

１次関数補正回路３５は、ＡＴカット水晶振動子５１の１次の温度特性に一致するようなバイアス電位を有する信号（以下、ゲート信号Ｓ８とする）を発生する。ゲート信号Ｓ８は、高温側補正関数発生回路３３および低温側補正関数発生回路３４に供給される。１次関数補正回路３５は、例えば複数の異種抵抗素子が直列に接続された構成となっており、抵抗分割によりゲート信号Ｓ８を発生する。

高温側補正関数発生回路３３は、抵抗素子３３１、ＰＭＯＳトランジスタ（以下、高温側ＰＭＯＳトランジスタとする）３３２および定電流源３３３を備えている。抵抗素子３３１は、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のソース電極と第１のレギュレータ回路３２との間に接続されている。定電流源３３３は、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のドレイン電極と第２のインピーダンス変換回路３９との間に接続されている。定電流源３３３は、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２で制御される電流を電圧に変換するものであり、例えば抵抗素子で構成されていてもよい。高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のゲート電極は、１次関数補正回路３５に接続されている。

従って、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のソース電位およびバルク電位は、高温側ソース信号Ｓ６により制御される。また、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のドレイン電位は、高温側ドレイン信号Ｓ５により制御される。高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のゲート電位は、ゲート信号Ｓ８により、ＡＴカット水晶振動子５１の１次の温度特性に一致するようなバイアス電位に調整される。高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のドレイン電位は、周波数の補正信号Ｓ９として、バイアス抵抗５８ａ，５８ｂを介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極に印加される。

また、低温側補正関数発生回路３４は、抵抗素子３４１、ＰＭＯＳトランジスタ（以下、低温側ＰＭＯＳトランジスタとする）３４２および定電流源３４３を備えており、高温側補正関数発生回路３３と同じ構成となっている。抵抗素子３４１は、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のソース電極と第２のレギュレータ回路４２との間に接続されている。定電流源３４３は、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のドレイン電極と第１のインピーダンス変換回路３８との間に接続されている。定電流源３４３は、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２で制御される電流を電圧に変換する。定電流源３４３は、例えば抵抗素子で構成されていてもよい。低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のゲート電極は、１次関数補正回路３５に接続されている。

従って、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のソース電位およびバルク電位は、低温側ソース信号Ｓ７により制御される。また、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のドレイン電位は、低温側ドレイン信号Ｓ４により制御される。低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のゲート電位は、ゲート信号Ｓ８により、ＡＴカット水晶振動子５１の１次の温度特性に一致するようなバイアス電位に調整される。低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のドレイン電位は、周波数の補正信号Ｓ１０として、バイアス抵抗５８ｃ，５８ｄを介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのウェル電極に印加される。

ここで、抵抗素子３３１，３４１の両端に発生する電圧は、高温側および低温側の各ＰＭＯＳトランジスタ３３２，３４２のそれぞれのゲート電極とソース電極との間の電圧、すなわちゲート電圧に対して逆の極性で印加される。従って、抵抗素子３３１，３４１は、それぞれ高温側および低温側の各ＰＭＯＳトランジスタ３３２，３４２のドレイン電流を減少させる作用を有する。この作用は、高温側および低温側の各ＰＭＯＳトランジスタ３３２，３４２のドレイン電流（ソース電流も同じ）が増えるほど顕著になるので、高温側および低温側の各ＰＭＯＳトランジスタ３３２，３４２のドレイン電流に対して一種の負帰還的作用を及ぼし、温度に対する高温側および低温側の各ＰＭＯＳトランジスタ３３２，３４２のドレイン電流の直線性を改善するだけでなく、その製造ばらつきの影響も抑制する効果がある。

図２は、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの一例の概略を示す断面図である。図２に示すＭＩＳ型可変容量コンデンサは、ＭＯＳ（金属−酸化物−半導体）型可変容量コンデンサ６０であり、Ｐ型半導体基板６１の表面層にＮ型ウェル領域６２を形成し、そのウェル領域６２の表面上にゲート酸化膜６３を介してゲート電極６４を形成した構成となっている。ウェル領域６２の電位は、ウェル領域６２に設けられた高不純物濃度のＮ型ソース・ドレイン領域６５より与えられる。図２において、符号６６は、素子分離用のＬＯＣＯＳ酸化膜である。

ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０において、ゲート電極６４の電位が正側に変異していく過程で、ウェル領域６２は蓄積状態から空乏状態となり、やがて表面反転層が形成された状態となる。蓄積状態から表面反転層が形成されるまでの間、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０の容量が変化する。その際、ゲート電極６４の電位が高周波で制御されると、発生−再結合プロセスでは、小数キャリアが表面反転層に十分に供給されないため、一定の極小値に保たれ、図３に示すようなＣ−Ｖカーブ６７を示す。実施の形態では、このＣ−Ｖカーブ６７において、容量Ｃが変化する領域を利用する。なお、図３において、縦軸は、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０の容量Ｃであり、横軸は、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０のゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗとの差である、いわゆるゲート電圧である。

次に、実施の形態１にかかる温度補償型発振器の作用とともに、ＡＴカット水晶振動子の温度補償方法について説明する。低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のソース、ドレインおよびゲートには、温度検出信号Ｓ１に基づいて生成された低温側ソース信号Ｓ７、反転信号Ｓ２と周波数調整信号Ｓ３とを合成した低温側ドレイン信号Ｓ４、およびゲート信号Ｓ８がそれぞれ供給される。それによって、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のドレイン電位は、温度に対して近似２次関数的に変化する。つまり、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのウェル電極電位Ｖｗと温度との関係は、近似２次関数で表される。

一方、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のソース、ドレインおよびゲートには、反転信号Ｓ２に基づいて生成された高温側ソース信号Ｓ６、温度検出信号Ｓ１と周波数調整信号Ｓ３とを合成した高温側ドレイン信号Ｓ５、およびゲート信号Ｓ８がそれぞれ供給される。従って、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のドレイン電位は、温度に対して近似２次関数的に変化する。つまり、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇと温度との関係も、近似２次関数で表される。

そして、上述したように、反転信号Ｓ２は、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性の偏曲点を中心にして、温度検出信号Ｓ１を反転した信号であるから、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗは、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性の偏曲点を中心にして反転した関係となる。従って、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量を決めるゲート電圧、すなわちゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗとの電位差（Ｖｇ−Ｖｗ）は、図４〜図６に示すように、温度に対して近似３次関数で表されることになる。

図４には、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次成分の係数、すなわち温度勾配が正である場合のゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）の温度特性を示す曲線７１が示されている。図５には、温度勾配がゼロである場合のゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）の温度特性を示す曲線７２が示されている。図６には、温度勾配が負である場合のゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）の温度特性を示す曲線７３が示されている。

図４〜図６のいずれにおいても、ゲート電極電位Ｖｇは、係数が負である固定勾配７５を有する。一方、ウェル電極電位Ｖｗは、係数が正である固定勾配７４を有する。係数が負である固定勾配７５は、高温側ドレイン信号Ｓ５により生じる。係数が正である固定勾配７４は、係数が負である固定勾配７５を、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数で表される温度特性の偏曲点を中心にして反転したものであり、低温側ドレイン信号Ｓ４により生じる。

そして、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線７７とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線７６は、偏曲点温度で交差する。これは、上述したように、偏曲点温度において、低温側ソース信号Ｓ７の電位と高温側ソース信号Ｓ６の電位が等しいからである。これによって、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）が大きくても小さくても、偏曲点温度での第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量値は変動しない。

第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量は、図２に示すＣ−Ｖカーブ６７の容量Ｃが変化する領域において、印加されるゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）が高くなるのに伴って増大する。従って、温度勾配が正またはゼロである場合には、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量は、高温になると大きくなり、低温になると小さくなる。温度勾配が負である場合には、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量は、高温になると一旦小さくなってから大きくなり、低温になると一旦大きくなってから小さくなる。

図１に示す構成において、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量が大きくなると、ＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を下げるような作用が生じる。逆に、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量が小さくなると、ＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を上げるような作用が生じる。従って、温度勾配が正またはゼロである場合には、温度の上昇に対してＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を下げるような作用が生じ、温度の下降に対してＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を上げるような作用が生じる。

温度勾配が負である場合には、温度の上昇に対してＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を一旦上げた後に下げるような作用が生じ、温度の下降に対してＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数を一旦下げた後に上げるような作用が生じる。これらの作用は、ＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数の３次関数的な温度特性を打ち消すものである。従って、本実施の形態によって、ＡＴカット水晶振動子５１の発振周波数の３次関数的な温度特性を打ち消すことができる。

次に、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次成分を補正する方法の原理について説明する。図７に、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗとの関係を示す。図７の各図において、縦軸および横軸は、それぞれ電位および温度である。

また、符号８１および符号８２は、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇおよびウェル電極電位Ｖｗをそれぞれ示す曲線であり、符号８３および符号８４を付した各矢印は、それぞれゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１およびウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２の非線形スプラインの開始点を示している。符号８５は、ウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２の極性を反転した電位、すなわち−Ｖｗを示す曲線である。符号８６は、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次補正分（温度勾配）を示す直線である。

図７（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次成分の係数、すなわち温度勾配がそれぞれ正の場合、ゼロの場合および負の場合である。また、図７（ａ）、（ｂ）および（ｃ）において、左側の各図は、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２を、判別しやすいように、別々の温度−電位軸に表したものである。そして、右側の各図は、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１とウェル電極電位Ｖｗの反転電位−Ｖｗを示す曲線８５を同一の温度−電位軸に表したものである。

図７（ａ）に示すように、温度勾配が正である場合には、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線の非線形スプラインの開始点８３とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線の非線形スプラインの開始点８４とが近づく向き（矢印８７で示す）に、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２を温度軸方向に対称に移動させたスプラインが生成されるようにする。逆に、図７（ｃ）に示すように、温度勾配が負である場合には、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２を、それらの非線形スプラインの開始点８３，８４が遠ざかる向き（矢印８８で示す）に対称に移動させたスプラインが生成されるようにする。図７（ｂ）に示すように、温度勾配がゼロである場合には、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線８２は移動させなくてよい。

そして、偏曲点温度においてゲート電極電位Ｖｇを示す曲線８１およびウェル電極電位Ｖｗの反転電位−Ｖｗを示す曲線８５に接する接線が、ＡＴカット水晶振動子の温度特性の１次補正分を示す直線８６となる。このように、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇおよびウェル電極電位Ｖｗの非線形スプラインの開始点８３，８４と、３次関数の偏曲点との相対関係により、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次成分を補正することができる。

次に、ＡＴカット水晶振動子５１の標準周波数を調整する方法の原理について説明する。図８に、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗとの関係を示す。図７と同様に、図８の各図において、縦軸および横軸は、それぞれ電位および温度である。また、符号９１および符号９２は、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇおよびウェル電極電位Ｖｗをそれぞれ示す曲線である。符号９３は、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）を示す曲線である。

周波数調整等により第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂの容量値を変える場合には、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線９１とウェル電極電位Ｖｗを示す曲線９２を電位軸方向に移動させたスプラインが生成されるようにする。例えば、図８（ｂ）に示すように、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線９１を、矢印９５で示すように低電位側に移動させたスプラインと、ウェル電極電位Ｖｗを示す曲線９２を、矢印９６で示すように高電位側に移動させたスプラインを生成させる。この場合には、ゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）を示す曲線９３は、図８（ａ）に示す曲線９３よりも低電位側へ移動する。従って、Ｖｇ−Ｖｗ＝０となる基準線９４から見て、容量値が全体的に低くなる。

一方、例えば、図８（ｃ）に示すように、ゲート電極電位Ｖｇを示す曲線９１を、矢印９７で示すように高電位側に移動させたスプラインと、ウェル電極電位Ｖｗを示す曲線９２を、矢印９８で示すように低電位側に移動させたスプラインを生成させる。この場合には、ゲート電圧（Ｖｇ−Ｖｗ）を示す曲線９３は、図８（ａ）に示す曲線９３よりも高電位側へ移動する。つまり、Ｖｇ−Ｖｗ＝０となる基準線９４から見て、容量値が全体的に高くなる。このようにして、ＡＴカット水晶振動子５１の標準周波数を調整することができる。

実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２にかかる温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。図９に示すように、実施の形態２は、実施の形態１において、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のゲート電位を、温度センサー３１から出力される温度検出信号Ｓ１により制御することと、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のゲート電位を、反転回路４０から出力される反転信号Ｓ２により制御することと、低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２および高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２の各ソース電位および各バルク電位を、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の３次関数を補正するための補正量を調整するレギュレータ回路３２の出力信号（ソース信号Ｓ６）により制御するようにしたものである。

図４〜図６に示す係数が正である固定勾配７４は、温度センサー３１から低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２のゲート電極に入力する温度検出信号Ｓ１により生じる。係数が負である固定勾配７５は、反転回路４０から高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２のゲート電極に入力する反転信号Ｓ２により生じる。実施の形態２では、実施の形態１で設けられていた１次関数補正回路３５は、設けられていない。その他の構成および作用等は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。

以上説明したように、実施の形態にかかる温度補償型水晶発振器によれば、高温側補正関数発生回路３３と低温側補正関数発生回路３４が同じ回路構成であり、また、高温側補正関数発生回路３３への入力信号と低温側補正関数発生回路３４への入力信号が偏曲点温度を中心にして対称であるので、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有するＡＴカット水晶振動子５１の高温側および低温側の両方の温度特性を完全に補償することができる。また、高温側補正関数発生回路３３と低温側補正関数発生回路３４の構成が同じであることによって、高温側補正関数発生回路３３および低温側補正関数発生回路３４の温度補正を同様に行うことができる。

さらに、高温側補正関数発生回路３３および低温側補正関数発生回路３４で発生した２つの信号を合成してできる近似３次関数的な信号の偏曲点が、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性の偏曲点に一致する。また、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇからウェル電極電位Ｖｗを減ずるだけでＡＴカット水晶振動子５１の温度特性の１次成分を補正することができる。従って、煩雑な調整を行わなくても、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有するＡＴカット水晶振動子５１の温度特性を補償することができる。

また、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極電位Ｖｇおよびウェル電極電位Ｖｗのスプライン形状や補正量を変えても、偏曲点温度におけるゲート電極電位Ｖｇとウェル電極電位Ｖｗとの電位差は変化しない。従って、煩雑な調整を行わなくても、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性を補償することができる。また、３次関数を補正するＤＣバイアスの電位幅を減らすことができる。また、従来必要であった、複数パターンの温度傾斜を有する近似１次関数を発生する回路が不要となり、回路構成が簡略化される。

以上において、本発明は、上述した各実施の形態に限らず、種々変更可能である。例えば、可変容量素子として、半導体基板にｎウェルを形成し、さらにそのｎウェルの中にｐウェルを形成することによって、バルク側の電位を任意に設定することができるようにしたバリキャップダイオードを用いることもできる。また、高温側ＰＭＯＳトランジスタ３３２および低温側ＰＭＯＳトランジスタ３４２に代えて、ＮＭＯＳトランジスタを用いて高温側補正関数発生回路３３および低温側補正関数発生回路３４を構成することもできる。その場合には、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのゲート電極に、低温側補正関数発生回路３４のＮＭＯＳトランジスタのドレイン電位を印加し、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ５７ａ，５７ｂのウェル電極に、高温側補正関数発生回路３３のＮＭＯＳトランジスタのドレイン電位を印加するようにすればよい。

以上のように、本発明にかかる温度補償型水晶発振器は、通信機器に搭載する発振器に有用であり、特に、携帯電話機に搭載する発振器に適している。

本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器に用いられるＭＩＳ型可変容量コンデンサの一例の概略を示す断面図である。 図２に示すＭＩＳ型可変容量コンデンサのＣ−Ｖカーブを示す特性図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器に用いられるＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電圧の温度特性を示す特性図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器に用いられるＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電圧の温度特性を示す特性図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器に用いられるＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電圧の温度特性を示す特性図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器における１次成分の補正方法の原理を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態１にかかる温度補償型水晶発振器における標準周波数の調整方法の原理を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態２にかかる温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。 従来の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。 従来の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

４０ 反転回路
５１ 水晶振動子
５７ａ，５７ｂ 可変容量素子
３３２ 第２のＭＯＳトランジスタ（高温側ＰＭＯＳトランジスタ）
３４２ 第１のＭＯＳトランジスタ（低温側ＰＭＯＳトランジスタ）

Claims (8)

1. 温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子と、
   温度変化に対して電位が１次関数的に変化する第１の入力信号を、前記水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心に反転して、温度変化に対して電位が１次関数的に変化する第２の入力信号を生成する反転回路と、
   前記第１の入力信号に基づいて、温度変化に対して電位が２次関数的に変化する第１の補正信号を発生する第１のＭＯＳトランジスタと、
   前記第１のＭＯＳトランジスタと構成が同じで、前記第２の入力信号に基づいて、温度変化に対して電位が２次関数的に変化する第２の補正信号を発生する第２のＭＯＳトランジスタと、
   前記第１の補正信号と前記第２の補正信号との電位差に基づいて容量が変化する発振周波数調整用の可変容量素子と、
   を備え、
   前記第１の補正信号と前記第２の補正信号との電位差は、前記第１の補正信号の補正量と前記第２の補正信号の補正量とには影響されず、前記偏曲点において一定であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。
2. 前記第１のＭＯＳトランジスタおよび前記第２のＭＯＳトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の温度補償型水晶発振器。
3. 前記第１のＭＯＳトランジスタのソースに前記第１の入力信号が入力され、前記第２のＭＯＳトランジスタのソースに前記第２の入力信号が入力されることを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
4. 前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに、前記水晶振動子の１次の温度特性に一致する同一のバイアス電位が印加されることを特徴とする請求項２または３に記載の温度補償型水晶発振器。
5. 前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートに前記第１の入力信号が入力され、前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに前記第２の入力信号が入力されることを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
6. 前記第１のＭＯＳトランジスタのソースおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのソースに、前記水晶振動子の１次の温度特性に一致する同一のバイアス電位が印加されることを特徴とする請求項２または５に記載の温度補償型水晶発振器。
7. 前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに、外部から入力された周波数調整用信号に基づく電位が印加されることを特徴とする請求項２〜６のいずれか一つに記載の温度補償型水晶発振器。
8. 前記可変容量素子は、前記第１の補正信号および前記第２の補正信号のいずれか一方の信号に基づいてゲート電極電位が印加され、かつ他方の信号に基づいてウェル電極電位が印加されるＭＩＳ型可変容量コンデンサであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の温度補償型水晶発振器。
   
   
   

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