JP2005165379A - 定電圧電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】シリーズレギュレータ型の定電圧電源回路における電源立ち上げ時のオーバーシュートを防止する。
【解決手段】出力電圧を分圧した帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し、その出力で出力トランジスタを制御して出力電圧を一定値に制御するシリーズレギュレータ型の定電圧電源回路において、基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて誤差増幅器に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流定電圧を出力するシリーズレギュレータ型の定電圧電源回路に関し、特に電源投入直後における出力電圧のオーバーシュートを防止する技術に関する。

従来より車載用の電子制御装置に用いられる定電圧電源回路には、クランキングなどによりバッテリーの電圧が一時的に低下した場合においてもその出力電圧が低下しないように、出力段にＰＮＰトランジスタを採用したシリーズレギュレータ型の定電圧電源回路が多く用いられている。
図１１は、このような定電圧電源回路の従来回路の例である。スイッチＳＷ１がＯＮされるとバッテリーＢ１の電圧Ｖｂが定電圧電源回路１の電源入力端子Ｎi−Ｎg間に印加される。プラス側電源入力端子Ｎiとプラス側出力端子Ｎoとの間にはＰＮＰトランジスタＴｒ１が接続されており、その内部抵抗を変化させることにより出力端子Ｎｏ−Ｎｇ間に現れる出力電圧Ｖoを一定値に制御する方式の回路である。トランジスタＴｒ１の内部抵抗は、そのベース電流を調整することで制御される。出力電圧Ｖoを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した帰還電圧Ｖfと基準電圧生成回路２で生成された基準電圧Ｖrefとが誤差増幅器ＯＰ１に入力され、その差が増幅されて出力に現れる。その出力電圧はＮＰＮトランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ３とからなるエミッタフォロワ回路により電圧−電流変換され、変換された出力電流でトランジスタＴｒ１のベースが駆動される。

帰還電圧Ｖfが増加方向に変化するとトランジスタＴｒ１のベース電流が減少してその内部抵抗が増加し、減少方向に変化すると内部抵抗が増加するように極性が合わされている。このような帰還制御により帰還電圧Ｖfは基準電圧Ｖrefと一致し、出力電圧Ｖoは定常状態においては定常値 Ｖref・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２に等しくなる。
しかしこの回路方式の場合、スイッチＳＷ１をＯＮして電源を立ち上げた以降、出力電圧Ｖoは０Ｖから出発して単調増加して定常値に達するとは限らず、定常値に落ち着く前にオーバーシュートを生ずることが多い。このオーバーシュートの発生の有無、オーバーシュートの程度は、誤差増幅器ＯＰ１の電圧増幅率、抵抗Ｒ１とＲ２による分圧比、トランジスタＴr２と抵抗Ｒ３による電流−電流変換比、トランジスタＴr１と抵抗Ｒ４からなる出力段回路の電流増幅率、トランジスタＴr１のコレクタから見た負荷回路における電流−電圧変換比により影響される。そして、一般にこれらの値が大きな程、またそれらの増幅、変換過程における位相遅れと呼ばれる応答遅れ、時間遅れが大きい程オーバーシュートが生じやすく、生じるオーバーシュートは大きくなる。

このことから、誤差増幅器ＯＰ１の電圧増幅率や出力段回路の電流増幅率を小さくすればオーバーシュートを防止できるが、それらの増幅率を小さくすると定常状態における出力電圧Ｖoとその目標値との偏差（定常偏差）が大きくなってしまう。
特願２００２−２０４３７１号

本発明は、このような問題点を解決するためになされたもので、その課題は、シリーズレギュレータ型の定電圧電源回路における電源立ち上げ時のオーバーシュートを、定常偏差を大きくすることなく防止することにある。

前記課題を達成するための請求項１に記載の発明は、出力電圧を分圧した帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し、その出力で出力トランジスタを制御して該出力電圧を一定値に制御するシリーズレギュレータ型の定電圧電源回路であって、前記基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて前記誤差増幅器に供給するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような定電圧電源回路によれば、帰還電圧と基準電圧との差が小さい状態のまま出力電圧が定常値近くまで上昇するため、基準電圧が最終値に到達した後の出力電圧にオーバーシュートが生じにくくなる効果を奏する。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間に定電流源とコンデンサとを定電流源をプラス側電源入力端子側にして直列に接続し、誤差増幅器としてコンデンサの充電電圧と基準電圧の何れか低い方の電圧と帰還電圧との差を増幅する３入力誤差増幅器を用い、コンデンサは電源入力端子間の電圧が所定値以下の場合には両端が短絡、所定値以上の場合には開放されるように構成したことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような定電圧電源回路によれば、電源投入後の暫くの間は緩い一定勾配で上昇するコンデンサの充電電圧が基準電圧として扱われ、その後は基準電圧生成回路から出力された本来の基準電圧が基準電圧として扱われる。このため出力電圧は緩やかに上昇することとなるためオーバーシュートの発生が防止される。

また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の定電圧電源回路において、定電流源を抵抗に置き換えたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成によっても、コンデンサは抵抗を通った電流により緩やかに上昇するため、請求項２の発明の場合と殆ど同様の動作をして出力電圧のオーバーシュートが防止される。

また、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間に抵抗とコンデンサとを抵抗をプラス側電源入力端子側にして直列に接続し、誤差増幅器としてコンデンサの充電電圧と基準電圧の何れか低い方の電圧と帰還電圧との差を増幅する３入力誤差増幅器を用いたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成によっても電源をＯＦＦしてから次にＯＮするまでの時間が長ければ、その間にコンデンサは放電しているため、請求項３に記載の発明と同様な動作をして出力電圧のオーバーシュートが防止される。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、基準電圧を抵抗とコンデンサとからなるローパスフィルタを通した上で誤差増幅器に入力するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成によれば、ステップ状に立ち上がった基準電圧はローパスフィルタを通ることで立ち上がりの緩い電圧となって誤差増幅器に入力されるため、出力電圧は緩やかに上昇してオーバーシュートの発生が防止される。

また、請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、帰還電圧は出力電圧を出力端子間に直列に接続した２個の抵抗で分圧して生成されるように構成し、２個の抵抗のうちプラス側出力端子に接続された抵抗に並列にコンデンサを接続したことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成によれば、電源投入後の暫くの間は並列接続したコンデンサに充電電流が流れるため電圧帰還比率が高まる。従って、出力電圧は逆にコンデンサが取り付けてない場合より低下するため出力電圧は緩やかに上昇してオーバーシュートの発生が防止される。

また、請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間にマイナス側電源入力端子を基準にプラス側電源入力端子に加えられる電圧よりも低い定電圧を供給する補助定電圧電源回路を追加して設け、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記誤差増幅器と、前記基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて前記誤差増幅器に供給するための回路の電源を、該補助定電圧電源回路の出力端子とマイナス側電源入力端子間から供給するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路である。

このような構成によれば、基準電圧生成回路、誤差増幅器、基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて前記誤差増幅器に供給するための回路は、補助定電圧電源回路で生成された定電圧で駆動されるため、定電圧電源回路の電源入力端子間に供給される電圧が変動したとしても安定した動作をすることができる。

「背景技術」の中で説明したようにオーバーシュートは、誤差増幅器ＯＰ１の電圧増幅率や出力段回路の電流増幅率が大きい程、また位相遅れが大きい程大きく現れる。電圧増幅率、電流増幅率を下げることは定常偏差を大きくするため好ましくない。位相遅れに対して対策を講じることは効果があるがここでは取り上げない。
ここで、前記電圧増幅率、電流増幅率が大きい場合にオーバーシュートが生ずる理由を図８の従来回路の場合について考えると、出力電圧Ｖoを分圧した帰還電圧Ｖfを基準電圧Ｖrefに一致させようとする帰還制御作用が強すぎること、及びその帰還制御作用に位相遅れ（時間遅れ）があることが主因である。しかし、この他に基準電圧Ｖrefの立ち上がりが速いために基準電圧Ｖrefと帰還電圧Ｖfとの間に大きな偏差が生じすぎることも原因となっている。

電源投入直後には出力電圧Ｖoはゼロであり帰還電圧Ｖfもゼロである。ここで基準電圧Ｖrefがステップ状に立ち上がると図２の（１）に示すように基準電圧Ｖrefと帰還電圧Ｖfとの間には大きな偏差が生ずる。偏差が大きいと偏差を小さくする方向に強い帰還制御作用が働く。このため出力電圧Ｖoは急勾配で上昇して定常値に接近するが、帰還制御作用に位相遅れ（時間遅れ）が存在するために帰還電圧Ｖfが基準電圧Ｖrefに到達した時点でもなお帰還電圧Ｖfを上昇させようとする帰還制御作用が残ることになる。このためにオーバーシュートが生ずる。

これを防ぐには帰還電圧Ｖfが基準電圧Ｖrefの最終値に近づいた時間帯における帰還電圧Ｖfと基準電圧Ｖrefとの偏差を小さくしてやればよい。そうすれば位相遅れが原因でオーバーシ ュートをさせようとする帰還制御作用が弱まる。そのためには図２の（２）に示すように、基準電圧Ｖrefを電源投入直後から緩やかな勾配で立ち上がる波形、即ち、ランプ入力で誤差増幅器ＯＰ１に供給してやればよい。帰還電圧Ｖfは帰還制御作用によりランプ入力に追随し、小さな偏差を維持したまま同じ勾配で緩やかに上昇する。

基準電圧Ｖrefはやがて最終値に到達して上昇が止まる。この到達時点における基準電圧Ｖrefと帰還電圧Ｖfとの偏差は小さな値となっている。その後も帰還電圧Ｖfは上昇を継続して偏差がゼロになる。この場合、基準電圧Ｖrefが最終値に到達した時点における偏差が小さかったために、位相遅れが原因でオーバーシュートを生じさせようする帰還制御作用は弱まり、帰還電圧Ｖfはオーバーシュートをしなくなるい。例えオーバーシュートをしても僅かで納まる。この結果、出力電圧Ｖoも同じくオーバーシューせず、例えオーバーシュートしても僅かのオーバーシュートしかしないことになる。
以下、このような考えに基づいてオーバーシュートを防ぐ定電圧電源回路を実施例に分けて説明する。

（第１の実施形態）
図１に、第１の実施形態の定電圧電源回路１を示す。なお、本実施形態の出力電圧Ｖoを一定に制御する帰還制御に関係する回路部分は「背景技術」で説明した図１１の回路と同じであるので同一または相当部分には同じ符号が付してある。

電源であるバッテリーＢ１の電圧Ｖｂは、スイッチＳＷ１がＯＮされると定電圧電源回路１の電源入力端子Ｎi−Ｎg間に供給される。マイナス側電源入力端子Ｎgは接地ＧＮＤに接続されている。出力電圧Ｖoはプラス側出力端子Ｎoと、マイナス側電源入力端子Ｎgと共通のマイナス側出力端子Ｎg（以下、接地側端子Ｎgともいう。）から取り出される。

プラス側電源入力端子Ｎiとプラス側出力端子Ｎoの間には、エミッタをプラス側電源入力端子Ｎi側にして出力トランジスタであるＰＮＰトランジスタＴｒ１が接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタ−ベース間には抵抗Ｒ４が接続されている。この抵抗Ｒ４は、トランジスタＴｒ１のベース電流を減らす方向のバイアス電流供給源となる。さらに、トランジスタＴｒ１の電流増幅率ｈfeのバラツキの影響を緩和し、帰還制御の安定性向上に寄与する。但し、トランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ４からなる出力回路の電流増幅率を低下させるために、後述の３入力誤差増幅器ＯＰ３の増幅率に配慮が必要になる。この抵抗Ｒ４は必須という訳ではないので、以後の説明では抵抗Ｒ４の値は非常に大きいと仮定して説明する。

出力電圧Ｖoを出力端子Ｎo−Ｎg間に直列接続した抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧した電圧は、帰還電圧Ｖfとして３入力誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子−ＩＮに入力される。
３入力誤差増幅器ＯＰ３は、第１の非反転入力端子＋ＩＮ１と第２の非反転入力端子＋ＩＮ２の２つの非反転入力端子と、一つの反転入力端子−ＩＮとを有する誤差増幅器である。第１の非反転入力端子＋ＩＮ１に入力された電圧と、第２の非反転入力端子＋ＩＮ２に入力された電圧とのうちの何れか低い方の電圧値をＶｐとすると、電圧Ｖｐが有効な非反転入力電圧として扱われる。即ち、３入力誤差増幅器ＯＰ３の出力には、有効な非反転入力電圧Ｖｐから反転入力端子−ＩＮに入力された帰還電圧Ｖfを差し引いた誤差電圧ΔＶに電圧増幅率を掛けた値の電圧が出力される。３入力誤差増幅器ＯＰ３の具体例については後述する。

３入力誤差増幅器ＯＰ３の出力は、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。トランジスタＴｒ２のエミッタと接地側端子Ｎg間には抵抗Ｒ３が接続されている。トランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ３はエミッタフォロワ回路を構成しており、トランジスタＴｒ２のコレクタには３入力誤差増幅器ＯＰ３の出力電圧からトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ間電圧を引いた値を抵抗Ｒ３で割った電流が流れる。この電流値は、３入力誤差増幅器ＯＰ３に入力される電圧の誤差電圧ΔＶにほぼ比例している。トランジスタＴｒ２のコレクタは、トランジスタＴｒ１のベースに接続されている。従って、トランジスタＴｒ１のベースには誤差電圧ΔＶにほぼ比例した電流が流れ、それにトランジスタＴｒ１の電流増幅率ｈfeを掛けた電流がトランジスタＴｒ１のコレクタからプラス側出力端子Ｎoに向けて供給される。

第１の非反転入力端子＋ＩＮ１には、基準電圧生成回路２で生成された基準電圧Ｖrefが入力される。基準電圧生成回路２は、例えばバンドギャップ基準電圧生成回路で構成される。その電源は電源入力端子Ｎi−Ｎg間から供給される。
第２の非反転入力端子＋ＩＮ２と接地側端子Ｎgとの間にはコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２は、カレントミラー回路で構成された定電流源３から出力される定電流により充電を受ける。定電流源３は、ＰＮＰトランジスタＴｒ３とＴｒ４と抵抗Ｒ７とで構成される。両トランジスタのエミッタは共にプラス側電源入力端子Ｎiに接続され、ベースは共通に接続された上でトランジスタＴｒ３のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ７は、トランジスタＴｒ３のコレクタと接地側端子Ｎgとの間に接続されている。

トランジスタＴｒ３のコレクタ電流は、バッテリーＢ１の電圧Ｖｂを抵抗Ｒ７の抵抗値で割った値にほぼ等しい。トランジスタＴｒ４のコレクタからは、カレントミラー作用によりトランジスタＴｒ３のコレクタ電流と等しい定電流が流出してコンデンサＣ２を充電する。但し、トランジスタＴｒ４のエミッタがプラス側電源入力端子Ｎiに接続されているため、コンデンサＣ２の充電電圧ＶｃがバッテリーＢ１の電圧Ｖｂに近づくと定電流源３は定電流源としての機能を失いコンデンサＣ２の充電は停止する。

コンデンサＣ２の両端には、エミッタを接地側端子Ｎg側にしてＮＰＮトランジスタＴｒ５が接続されている。トランジスタＴｒ５のベースは、コンパレータＣＯ１の出力に接続されている。コンパレータＣＯ１の非反転入力端子には基準電圧Ｖrefが入力され、反転入力端子には、電源入力端子Ｎi−Ｎg間の電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧した電圧Ｖbbが入力されている。従って、電圧Ｖbbの値が基準電圧Ｖrefより低い時は、コンデンサＣ２はトランジスタＴｒ５によって両端が短絡され、電圧Ｖbbの値が基準電圧Ｖrefより高い時のみトランジスタＴｒ５がＯＦＦして定電流源３の出力電流による充電を受ける。

次に、このような回路構成の下でスイッチＳＷ１をＯＮして電源を投入した後の動作を、図３に示す波形図を参照しながら説明する。スイッチＳＷ１がＯＮされると電源入力端子Ｎi−Ｎg間の入力電圧Ｖinは、図３の（１）に示すようにバッテリーＢ１の電圧Ｖｂ（１２Ｖとする。）まで急激に上昇する。基準電圧生成回路２は、入力電圧Ｖinを受けて基準電圧Ｖref（１Ｖとする。）を出力する。この基準電圧Ｖrefも短時間で立ち上がる。

分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６による分圧比Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）が例えば１／１１であったとすと、入力電圧Ｖinが１１Ｖに上昇するまでの間は、分圧された電圧Ｖｂbは基準電圧Ｖref（１Ｖ）より低いためコンパレータＣＯ１の出力は“ High"レベルとなる。これによりトランジスタＴｒ５がＯＮしてコンデンサＣ２は両端が短絡されゼロＶに放電する。
入力電圧Ｖinが１１Ｖを超えるとトランジスタＴｒ５がＯＦＦして、コンデンサＣ２はトランジスタＴｒ４のコレクタ電流による充電を受けられる状態となり、図３の（２）に示すように一定電流による充電を受けて両端の電圧Ｖｃはランプ状に上昇を開始する。上昇勾配は、定電流源３の出力電流の値とコンデンサＣ２の容量で決まる。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖin近く（約１２Ｖ）まで上昇して飽和する。

前述したように３入力誤差増幅器ＯＰ３においては、第１の非反転入力端子＋ＩＮ１に入力された基準電圧Ｖrefと、第２の非反転入力端子＋ＩＮ２に入力されたコンデンサＣ２の電圧Ｖｃのうちの低い方の電圧が有効な非反転入力電圧Ｖｐとして扱われる。従って、図３の（４）に示すように、有効な非反転入力電圧Ｖｐは、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref（１Ｖ）に達するまでは電圧Ｖｃに等しく、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref（１Ｖ）を超えた以降は基準電圧Ｖref（１Ｖ）に等しくなる。

帰還電圧Ｖfが帰還制御により有効な非反転入力電圧Ｖｐに追随して上昇するため、出力電圧Ｖoは図３の（５）に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref（１Ｖ）に達するまでは緩やかな勾配で上昇する。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref（１Ｖ）に達した時間ｔ１においては、帰還電圧Ｖfと有効な非反転入力電圧Ｖｐとの偏差電圧は小さく、出力電圧Ｖoは目標出力電圧（定常時出力電圧）（５Ｖとする。）より僅かに低い電圧となっている。

時間ｔ１以降においては、有効な非反転入力電圧Ｖｐは基準電圧Ｖref（１Ｖ）のままであるので、出力電圧Ｖoはその目標出力電圧（５Ｖ）より僅かに低い電圧から出発して目標出力電圧（５Ｖ）に収束する。時間ｔ１において出力電圧Ｖoと目標出力電圧（５Ｖ）との偏差電圧が僅かであったために、出力電圧Ｖoが目標出力電圧（５Ｖ）に到達した時点ではオーバーシュートは生じないか、例え生じても僅かしか生じないことになる。

次に、前述した３入力誤差増幅器ＯＰ３の回路例を図４により説明する。ＰＮＰトランジスタＴｒ７〜１２は定電流供給用のトランジスタであり、各トランジスタのベースに共通に接続された入力端子ＣＩに加えられる電圧により決まる定電流を各トランジスタのコレクタから負荷側に供給する。
ＰＮＰトランジスタＴｒ１３、Ｔｒ１４は差動増幅回路を構成している。その負荷にはＮＰＮトランジスタＴｒ１８、Ｔｒ１９からなるカレントミラー回路で構成される能動負荷が接続されている。トランジスタＴｒ１３のベースはコレクタ接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ１５のエミッタに接続されており、そのトランジスタＴｒ１５のベースは反転入力端子−ＩＮに接続されている。

他方のトランジスタＴｒ１４のベースには、コレクタが共に接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ１６、Ｔｒ１７がエミッタを共通にして並列に接続されている。トランジスタＴｒ１６のベースは第１の非反転入力端子＋ＩＮ１に、トランジスタＴｒ１７のベースは第２の非反転入力端子＋ＩＮ２に接続されている。
トランジスタＴｒ１６とＴｒ１７は共通接続されたエミッタをプラス電位側にして並列に接続されているため、第１の入力端子＋ＩＮ１と第２の入力端子＋ＩＮ２に加えられる電圧の何れか低い側に接続されたトランジスタのみが導通し他方はＯＦＦ状態となる。即ち、差動増幅回路を構成しているトランジスタ１４のベースは、トランジスタＴｒ１６とＴｒ１７のうちの低い方の電圧がベースに供給されているトランジスタによって駆動される。この低い方の電圧が前述した有効な非反転入力電圧Ｖｐである。

この有効な非反転入力電圧Ｖｐが反転入力端子−ＩＮに入力された電圧Ｖｍより高い場合を考える。トランジスタＴｒ１３、Ｔｒ１４の共通接続されたエミッタには、トランジスタＴｒ８より定電流が供給されている。電圧Ｖｍが電圧Ｖｐより低いため、トランジスタＴｒ１３のコレクタ電流はトランジスタＴｒ１４のコレクタ電流より大きくなる。トランジスタＴｒ１８にはトランジスタＴｒ１３のコレクタ電流と等しい電流が流れる。トランジスタＴｒ１８とＴｒ１９はカレントミラー回路を構成しているため、トランジスタＴｒ１９にもトランジスタＴｒ１８と等しい電流、即ち、トランジスタＴｒ１３の電流と等しい電流が流れようとする。

しかし、トランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９に供給される電流は、トランジスタＴｒ１３を流れる電流よりも少ないため、トランジスタＴｒ１９を流れる電流が不足する。その不足分はＰＮＰトランジスタＴｒ２０のベースから補われようとする。こうしてトランジスタＴｒ２０のベース電流が増加しそのエミッタ電流も増加する。
トランジスタＴｒ２０のエミッタには、トランジスタＴｒ１０より定電流が供給されている。従って、トランジスタＴｒ２０のエミッタ電流が増加するとそのエミッタにベースが接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２１のベース電流が減少する。トランジスタＴｒ２１のベース電流が減少するとそのエミッタ電流も減少し、エミッタと接地ＧＮＤ間に接続された抵抗Ｒ１０の電圧が小さくなるため、その両端にベースとエミッタが接続されたＮＰＮトランジスタ２２のベース電流が減少してそのコレクタ電流も減少する。

トランジスタＴｒ２２のコレクタにはトランジスタＴｒ１２から定電流が供給されているので、トランジスタＴｒ２２のコレクタ電流が減少すると、余った電流は出力ＯＵＴから流出しようとする。このような動作により有効な非反転入力電圧Ｖｐが反転入力端子−ＩＮに入力された電圧Ｖｍより高い場合には、出力ＯＵＴから電流が負荷側に供給される。

これとは反対に、有効な非反転入力電圧Ｖｐが反転入力端子−ＩＮに入力された電圧Ｖｍより低い場合には上述したとは逆の動作によりトランジスタＴｒ２２が出力ＯＵＴから電流を吸引して接地ＧＮＤに流そうとする。このようにして図４に例示した３入力誤差増幅器ＯＰ３は、第１、第２の非反転入力端子＋ＩＮ１、＋ＩＮ２に入力された２つの電圧の内の何れか低い方の電圧Ｖｐと、反転入力端子−ＩＮに入力された電圧Ｖｍとの差電圧を増幅する機能を果たす。

以上の説明から明らかなように本実施形態の図１に示した定電圧電源回路１によれば、電源立ち上げ後に基準電圧が緩い勾配のランプ波形にて誤差増幅器に入力されるため、出力電圧のオーバーシュートが防止される。

（第２の実施形態）
図５に、第２の実施形態の定電圧電源回路１を示す。本実施形態は、第１の実施形態の図１の回路中における定電流源３を抵抗Ｒ８に置き換えただけの回路である。抵抗Ｒ８はプラス側電源入力端子ＮiとコンデンサＣ２との間に接続されている。

スイッチＳＷ１がＯＮされた後、トランジスタＴｒ５がＯＦＦすると、抵抗Ｒ８を流れる電流によりコンデンサＣ２は充電を受けてその充電電圧Ｖｃが上昇する。コンデンサＣ２の容量と抵抗Ｒ８の抵抗値とを掛けたＲＣ時定数を大きくしておけば、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃは基準電圧Ｖref（１Ｖ）程度まではほぼ直線的に緩やかな勾配で上昇する。
従って、本実施形態の場合も第１の実施形態の場合と同様に、電源投入直後のオーバーシュートが防止される。

（第３の実施形態）
図６に、第３の実施形態の定電圧電源回路１を示す。本実施形態の回路は、第２の実施形態の図５の回路中におけるトランジスタＴｒ５、コンパレータＣＯ１、抵抗Ｒ５、Ｒ６を取り除いた回路である。
第１の実施形態の中で説明したように、コンパレータＣＯ１は入力電圧Ｖinを抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧した電圧Ｖｂbが基準電圧Ｖrefに達するまでの間、トランジスタＴｒ５を導通させてコンデンサＣ２を短絡して確実に放電させる働きをするものであった。

しかしながら、スイッチＳＷ１がＯＦＦにされてから次にＯＮされるまでの時間が長い場合には、その間にコンデンサＣ２は放電して次にＯＮした時にはゼロになっている場合が殆どと考えられる。図６の回路においてスイッチＳＷ１がＯＮされ暫くしてＯＦＦされた場合、ＯＦＦの瞬間にはコンデンサＣ２は入力電圧Ｖinに充電されている。しかし、その時にコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷は、コンデンサＣ２自身のリーク電流、抵抗Ｒ８、Ｒ４を通りトランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間をリークする電流、トランジスタＴｒ１のベース−コレクタ間をリークする電流等により放電し、暫くすればゼロとなる。

従って、図６に示す定電圧電源回路１の場合もスイッチＳＷ１をＯＦＦした後、暫くしてからスイッチＳＷ１をＯＮさせるようにすれば、ＯＮ時点ではコンデンサＣ２は放電して電圧Ｖｃはゼロとなっているので、第２の実施形態の場合と同様の動作をしてオーバーシュートが防止されることになる。

（第４の実施形態）
図７に、第４の実施形態の定電圧電源回路１を示す。本実施形態の回路は、「背景技術」の中で説明した従来回路である図１１の基準電圧生成回路２の出力側に抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２とからなるローパスフィルタ４を追加した回路である。抵抗Ｒ９は基準電圧生成回路２の出力と誤差増幅器ＯＰ１の入力端子間に接続され、コンデンサＣ２は誤差増幅器ＯＰ１の同じ入力端子と接地側端子Ｎｇとの間に接続されている。

電源立ち上げにより基準電圧Ｖrefがステップ状に立ち上がったと仮定した場合、誤差増幅器ＯＰ１への基準電圧として扱われる入力電圧Ｖｐは次式に従って変化する。
Ｖｐ＝（１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｒ９・Ｃ２））・Ｖref
従って、時定数Ｒ９・Ｃ２の値を大きくしておけば、誤差増幅器ＯＰ１へ基準電圧として入力される電圧は緩やかに上昇して最終値Ｖrefに到達する。これによりオーバーシュートは防止される。

（第５の実施形態）
図８に、第５の実施形態の定電圧電源回路１を示す。これまで説明してきた実施形態は、いずれも誤差増幅器に入力する基準電圧Ｖrefを電源投入後から緩やかに立ち上げる考えに基づくものであった。これに対して本実施形態の定電圧電源回路１は、基準電圧Ｖrefそのものは通常通りの立ち上げで誤差増幅器ＯＰ１に入力するものの、出力電圧Ｖoの誤差増幅器ＯＰ１の入力端子への電圧帰還比率（分圧比）を変化させてオーバーシュートを防ごうとする考えに基づく回路である。

帰還電圧Ｖfと出力電圧Ｖoとの比である電圧帰還比率をＦＲとすると、
Ｖo＝Ｖf／ＦＲ （１）式
の関係にあり、帰還電圧Ｖfが同じの場合は電圧帰還比率ＦＲが大きい程、出力電圧Ｖoの値は小さくなる。従来回路の図１１の場合の電圧帰還比率ＦＲは、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）であった。帰還電圧Ｖfは、帰還制御作用により基準電圧Ｖrefに等しくなるように制御される。

従って、電源投入直後には電圧帰還比率ＦＲの値は大きく、その後は徐々に減少して定常値に戻るようにしてやれば、出力電圧Ｖoは電源投入直後は低く、その後は徐々に上昇してオーバーシュートすることなしに定常値に到達させることができる。
図８はこの考えに従った定電圧電源回路１で、従来回路の図１１と異なる点は分圧抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ３が追加してある点のみである。図９に電源立ち上げ後の各部の波形を示す。スイッチＳＷ１がＯＮされ基準電圧Ｖrefが図９の（１）のように出力された直後には、出力電圧Ｖoはまだ低いので帰還制御作用によりトランジスタＴr１から出力側に電流が供給され出力電圧Ｖo及び帰還電圧Ｖfは図９の（２）、（４）のように上昇を開始する。

出力電圧Ｖoが上昇すると帰還電圧Ｖfは図９の（２）のように比較的早い段階で基準電圧Ｖrefに等しくなる。この初期段階においてはコンデンサＣ３に充電電流が流れ込むため抵抗Ｒ１の両端の電圧はコンデンサＣ３が取り付けてない場合よりも低くなる。従って、電圧帰還比率ＦＲは図９の（３）の最初の部分のように定常値 Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）より高い状態となり、出力電圧Ｖoは図９の（３）のように緩い勾配で上昇していく。

コンデンサＣ３に充電電流が流れその充電電圧が上昇すると、並列接続されている抵抗Ｒ１の両端電圧も上昇する。これにより電圧帰還比率ＦＲは徐々に低下する。その間、帰還電圧Ｖfは基準電圧Ｖrefに殆ど一致しているので出力電圧Ｖoは緩やかな上昇を継続する。
帰還電圧Ｖfの値は基準電圧Ｖrefにほぼ等しくなっているので、抵抗Ｒ３を流れる電流はほぼ一定となっている。従って、その電流と等しい抵抗Ｒ１を流れる電流とコンデンサＣ３を流れる電流の和も一定である。和が一定であると、出力電圧Ｖoの上昇につれて抵抗Ｒ１を流れる電流は増加するのでコンデンサＣ３を流れる充電電流は逆に減少していく。こうしてコンデンサＣの充電電流は減少してやがてゼロとなる。この充電電流がゼロとなった状態が定常状態で、この時、出力電圧Ｖoは定常値 Ｖref・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ に等しくなる。

このような動作により時定数 Ｒ１・Ｃ３ の値を大きくしておくことで、出力電圧Ｖoはゆやかに上昇して定常値に達するようにすることができ、オーバーシュートを防止することができる。このコンデンサＣ３は、前述した位相遅れを補償して位相を進める作用をなしている。

（第６の実施形態）
図１０に、第６の実施形態の定電圧電源回路１を示す。これまで説明してきた実施形態の回路では、誤差増幅器ＯＰ１、３入力誤差増幅器ＯＰ２、基準電圧生成回路２、定電流源３、コンパレータＣＯ１は全て電源入力端子間（Ｎi−Ｎg間）に接続して電源を供給してきた。これに対して本実施形態では、これら回路への電源供給を電源入力端子間（Ｎi−Ｎg間）に追加して設けた補助定電圧電源回路５より行なうように変更を加えている。

図１０は、第１の実施形態の図１に示した定電圧電源回路１にこのような変更を加えた回路である。電源入力端子間（Ｎi−Ｎg間）に、ＮＰＮトランジスタＴｒ２４、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ３〜９からなる 補助定電圧電源回路５を新たに追加している。ダイオードＤ３〜９には抵抗Ｒ１１を通して電流が流れ、トランジスタＴｒ２４のベース電圧は、ダイオードの順方向電圧にダイオードの個数を掛けたほぼ一定電圧に維持される。従って、トランジスタＴｒ２４のエミッタ電圧、即ち、補助定電圧電源回路５の出力電圧は、その電圧値からトランジスタＴｒ２４のベース−エミッタ間電圧を差し引いた一定電圧に維持される。
誤差増幅器ＯＰ１、３入力誤差増幅器ＯＰ２、基準電圧生成回路２、定電流源３、コンパレータＣＯ１には、この補助定電圧電源回路５の出力電圧がプラス側電源電圧として供給される。

このような回路構成とすれば、バッテリーＢ１の供給電圧Ｖｂが変動したとしても、補助定電圧電源回路５の出力電圧は一定に維持され、その定電圧が誤差増幅器ＯＰ１、３入力誤差増幅器ＯＰ２等に供給されるため、それらの回路の動作が安定化し定電圧電源回路１の全体として動作も安定する効果を奏する。

なお、図１０は図１の回路に変更を加えたものであるが、他の実施形態の図５、図６、図７、図８に示した定電圧電源回路１についても、同様の変更を加えて実施することが好ましい。

第１の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 基準電圧波形による帰還電圧波形の変化を説明する図である。 第１の実施形態にかかる定電圧電源回路の電源投入後の各部の波形である。 ３入力誤差増幅器の回路例である。 第２の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 第３の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 第４の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 第５の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 第５の実施形態にかかる電圧波形である。 第６の実施形態にかかる定電圧電源回路である。 従来の定電圧電源回路の例である。

符号の説明

図面中、１は定電圧電源回路、２は基準電圧生成回路、３は定電流源、４はローパスフィルタ、Ｃ２、Ｃ３はコンデンサ、Ｎｇはマイナス側電源入力端子、Ｎｉはプラス側電源入力端子、Ｎoはプラス側出力端子、ＯＰ１は誤差増幅器、ＯＰ２は３入力誤差増幅器、Ｒ１、Ｒ２は抵抗、Ｔr１はＰＮＰトランジスタ（出力トランジスタ）、Ｖoは出力電圧、Ｖfは帰還電圧、Ｖrefは基準電圧を示す。

Claims (7)

1. 出力電圧を分圧した帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し、その出力で出力トランジスタを制御して該出力電圧を一定値に制御するシリーズレギュレータ型の定電圧電源回路であって、前記基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて前記誤差増幅器に供給するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路。
2. 請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間に定電流源とコンデンサとを定電流源をプラス側電源入力端子側にして直列に接続し、
   前記誤差増幅器として前記コンデンサの充電電圧と前記基準電圧の何れか低い方の電圧と前記帰還電圧との差を増幅する３入力誤差増幅器を用い、
   前記コンデンサは電源入力端子間の電圧が所定値以下の場合には両端が短絡、所定値以上の場合には開放されるように構成したことを特徴とする定電圧電源回路。
3. 請求項２に記載の定電圧電源回路において、前記定電流源を抵抗に置き換えたことを特徴とする定電圧電源回路。
4. 請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間に抵抗とコンデンサとを抵抗をプラス側電源入力端子側にして直列に接続し、
   前記誤差増幅器として前記コンデンサの充電電圧と前記基準電圧の何れか低い方の電圧と前記帰還電圧との差を増幅する３入力誤差増幅器を用いたことを特徴とする定電圧電源回路。
5. 請求項１に記載の定電圧電源回路において、前記基準電圧を抵抗とコンデンサとからなるローパスフィルタを通した上で前記誤差増幅器に入力するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路。
6. 請求項１に記載の定電圧電源回路において、前記帰還電圧は前記出力電圧を出力端子間に直列に接続した２個の抵抗で分圧して生成されるように構成し、該２個の抵抗のうちプラス側出力端子に接続された抵抗に並列にコンデンサを接続したことを特徴とする定電圧電源回路。
7. 請求項１に記載の定電圧電源回路において、電源入力端子間にマイナス側電源入力端子を基準にプラス側電源入力端子に加えられる電圧よりも低い定電圧を供給する補助定電圧電源回路を追加して設け、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記誤差増幅器と、前記基準電圧を電源立ち上げ後から緩やかな勾配で立ち上げて前記誤差増幅器に供給するための回路の電源を、該補助定電圧電源回路の出力端子とマイナス側電源入力端子間から供給するようにしたことを特徴とする定電圧電源回路。
   
   

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