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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Spannungsreglerschaltung und ein Verfahren zur Bereitstellung einer geregelten Spannung.
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Stand der Technik
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In einer Vielzahl verschiedener Anwendungen wird eine geregelte Spannung, als Ausgangsspannung bzw. Betriebsspannung einer Schaltung benötigt. Dadurch können Schwankungen der Eingangsspannung, die unter anderem durch eine Batterie oder ein Stromnetz bereitgestellt werden kann, ausgeglichen werden. Insbesondere elektronische Schaltungen benötigen eine konstante elektrische Betriebsspannung, die einerseits unabhängig von der Eingangsspannung und andererseits auch stabil ist, d. h. unabhängig von der Stromaufnahme durch elektrisch angebundene Lasten. Ein solcher Anwendungsfall kann in einer anwendungsspezifisch integrierten Schaltung (englisch application-specific integrated circuit, ASIC) auftreten, bei dem es sich um eine elektronische Schaltung handelt, die als integrierter Schaltkreis realisiert wird.
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In solchen Fällen kommen Spannungsregler zur Anwendung. Diese besitzen üblicherweise einen Aufbau, der durch einen Regelkern sowie eine mit dem Ausgang des Regelkerns elektrisch leitfähig verbundene Endstufe charakterisiert werden. Deren Funktionsweise liegt darin, dass der Regelkern eine von der Endstufe tatsächlich bereitgestellte Ausgangsspannung mit einer gewünschten Ausgangsspannung vergleicht und über einen steuerbaren Widerstand eine geeignete Differenz zwischen Eingangsspannung und tatsächlich bereitgestellter Ausgangsspannung vernichtet wird. Diese Funktion wird durch einen Transistor realisiert. Regelungstechnisch betrachtet, handelt es sich bei dem Transistor der Endstufe um das Stellglied. Wird die tatsächlich bereitgestellte Ausgangsspannung beispielsweise kleiner, so wird deren Istwert (Regelgröße) ebenfalls kleiner. Die Differenz zwischen Sollwert der gewünschten Ausgangsspannung (Führungsgröße) und Istwert nimmt zu, was eine Erhöhung der Regelabweichung (Regeldifferenz) bedingt. Über einen Verstärker, dem sogenannten Regler, hier als Regelkern bezeichnet, wird die Stellgröße größer. Die durch den Regelkern bereitgestellte Steuerspannung steuert den Transistor weiter durch und infolgedessen wird die tatsächlich bereitgestellte Ausgangsspannung damit wieder soweit nachgeregelt, bis die Regelabweichung sinkt und gegen Null strebt.
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Ein besonderer Fall liegt vor, wenn die vom Spannungsregler zu regelnde bereitgestellte Ausgangsspannung sich von der zur Verfügung stehenden Eingangsspannung nur in geringem Maße unterscheidet bzw. nur wenig unterhalb dieser liegt. Hier kann unter anderem ein Spannungsregler mit einer P-Kanal-Endstufe eingesetzt werden. Dabei kann beispielsweise die Source-Gate-Spannung einer PMOS-Endstufe bzw. die Emitter-Basis-Spannung einer Endstufe mit einem PNP-Bipolar-Transistor vom Regelkern derart angesteuert werden, dass die Source-Drain-Spannung des PMOS-Transistors bzw. die Emitter-Kollektor-Spannung des PNP-Transistors nur wenige 100 mV beträgt. Insbesondere für batteriebetriebene Geräte bzw. Steuergeräte, wie sie unter anderem in Fahrzeugen eingesetzt werden, kann die bereitgestellte Ausgangsspannung auf diese Weise so auch bei sinkender Eingangsspannung lange Zeit aufrechterhalten werden. Dieser Effekt kann auftreten, wenn zum Beispiel eine Batterie eine Eingangsspannung zur Verfügung stellt, deren Spannung, beispielsweise bei lange abgestelltem Fahrzeug, gesunken ist.
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Der Regelkern des Spannungsreglers stellt eine Steuerspannung zur Ansteuerung einer Transistor-Endstufe bereit, die zum einen von dem Laststrom abhängt, den die Transistor-Endstufe bereitstellen muss, und zum anderen von der Differenz zwischen der Eingangsspannung und der gewünschten Ausgangsspannung. Ein größerer Laststrom verlangt auch eine größere Steuerspannung, um den Sollwert der Ausgangsspannung zu erreichen bzw. zu halten. Genauso verlangt eine kleinere Differenz zwischen der Eingangsspannung und der gewünschten Ausgangsspannung eine größere Steuerspannung. Dabei ist zu beachten, dass die Steuerspannung darüber hinaus von unterschiedlichen Einflussgrößen wie unter anderem Temperatur und Chargenstreuungen abhängig ist, die im Zuge der Herstellung des Halbleiters auftreten.
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Des Weiteren darf die Steuerspannung zum einen die maximal zulässige Source-Gate-Spannung (im Falle einer PMOS-Endstufe) oder die maximal zulässige Emitter-Basis-Spannung (im Falle einer Endstufe mit einem PNP-Bipolar-Transistor) nicht überschreiten. Zum anderen führt ein Anheben der Steuerspannung bei zu hohem Laststrom oder zu kleiner Differenz zwischen der Eingangsspannung und der gewünschten Ausgangsspannung ab einem bestimmten Wert der Steuerspannung nicht mehr zu einer Erhöhung bzw. zum Halten der Ausgangsspannung.
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Eine besondere Situation liegt im Fall eines Drops vor. Von diesem ist in dem Fall die Rede, wenn die Eingangsspannung des Reglers einen bestimmten Wert unterschreitet, bei dem die gewünschte Ausgangsspannung nicht mehr erreicht bzw. gehalten werden kann. Unabhängig davon, wie hoch die Steuerspannung zur Ansteuerung einer Transistor-Endstufe durch den Regelkern, der eine ständige Regelabweichung erkennt, eingestellt wird, wird der Sollwert nicht erreicht. Dennoch wird die Steuerspannung durch den Regelkern fortwährend gesteigert. Steigt während dieses Vorgangs die Eingangsspannung spontan und sprunghaft mit steilem Gradienten ∂u/∂t, wird die Steuerspannung zur Ansteuerung einer Transistor-Endstufe verzögert durch den Regelkern angepasst und reduziert. Charakteristisch hierfür ist die slew rate des Regelkerns. Die slew rate bezeichnet die Anstiegsrate, Flankensteilheit oder die maximale Anstiegs- oder Abfallgeschwindigkeit der Ausgangsspannung einer Verstärker- oder Treiberschaltung, speziell eines Operationsverstärkers. Sollte die Anstiegsgeschwindigkeit der Eingangsspannung die slew rate des Regelkerns, mit der dieser die Steuerspannung zur Ansteuerung einer Transistor-Endstufe anpasst, übersteigen, so kann es zu einem ungewollten und unter Umständen sehr starken Überschwingen der Ausgangsspannung kommen. Dieses Verhalten kann auch durch Entstehung einer Totzeit hervorgerufen werden, während eine Anpassung der Steuerspannung noch keine Reaktion der Transistor-Endstufe verursacht.
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Aus dem Stand der Technik sind Spannungsregler mit Transistor-Endstufen bekannt, bei denen der Regelkern zwei negative Eingänge besitzt, von denen der erste mit einer Referenzspannung verbunden ist, die bei normalem Verhalten und ausreichend hoher Eingangsspannung als Führungsgröße dient. Der zweite negative Eingang des Regelkerns ist elektrisch leitfähig über einen Spannungsteiler mit der Eingangsspannung verbunden. Der Regelkern ist derart ausgebildet, dass die niedrigere beider Spannungen an den beiden negativen Eingängen dominiert und zur Differenzbildung mit dem positiven Eingang herangezogen wird. Der Spannungsteiler ist dabei so dimensioniert, dass die zum zweiten negativen Eingang heruntergeteilte Eingangsspannung in dem Moment zu dominieren beginnt, mit anderen Worten kleiner als die Referenzspannung ist, sobald die Differenz aus Eingangsspannung und Sollwert der Ausgangsspannung einen kritischen Wert erreicht bzw. unterschreitet, also insbesondere, wenn die Eingangsspannung einen bestimmten Wert unterschreitet, ab dem der ursprüngliche Sollwert der Ausgangsspannung nicht mehr gewährleistet werden kann. Das hat zur Folge, dass nun anstelle der zuvor verwendeten Führungsgröße in Form der Referenzspannung die heruntergeteilte Eingangsspannung am zweiten negativen Eingang als Führungsgröße fungiert. Dadurch stellt der Spannungsregler eine gegenüber der ursprünglich gewünschten Ausgangsspannung neue verringerte gewünschte Ausgangsspannung zur Verfügung. Diese ist darüber hinaus niedriger als die Eingangsspannung. Durch diese Maßnahme kann die eingangs beschriebene Situation, in der der Spannungsregler sich im Drop befindet, vermieden werden. Infolgedessen liegt auch keine übermäßig hohe Stellgröße vor, die bei einem plötzlichen Anstieg der Eingangsspannung, ein Überschwingen der Ausgangsspannung zur Folge haben könnte. Entscheidendes Kriterium für ein Verfangen dieser Lösung, ist die geeignete Dimensionierung des Spannungsteilers, über den ein Teil der Eingangsspannung dem Regelkern zugeführt wird.
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Einen derartigen Spannungsregler zeigt 1.
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Im einfachsten Fall besteht der Regelkern 2 aus einem Differenz- bzw. Operationsverstärker.
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2 stellt einen solchen Differenzverstärker mit einem nicht-invertierenden Eingang INP und zwei invertierenden Eingängen INN1 und INN2 sowie einem positiven Ausgang OUTP dar.
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In 1 ist der positive Eingang INP 23 des Regelkerns 2 mit dem Ausgang (Netz VIST) des Spannungsteilers aus R1 und R2 elektrisch verbunden. Dieser Spannungsteiler führt die heruntergeteilte Ausgangsspannung (Netz VIST). Ein erster invertierender Eingang INN1 24 des Regelkerns 2 ist mit dem Ausgang (Netz VLIM) des Spannungsteilers aus R3 und R5 elektrisch verbunden, welcher die heruntergeteilte Eingangsspannung UVIN an seinem Ausgang (Netz VLIM) führt und ein zweiter invertierender Eingang INN2 25 ist mit einer Referenzspannung UVREF elektrisch verbunden ist, welche in 1 über den Eingang VREF zur Verfügung gestellt werden muss. CLast ist die Lastkapazität des Spannungsreglers. Zur Lösung der eingangs beschriebenen Problematik im Falle eines Drops wird der Spannungsteiler aus R3 und R5 derartig dimensioniert, dass die Spannung UINN1 am Eingang INN1 24 des Regelkerns 2 kleiner als die Referenzspannung UVREF am Eingang INN2 25 des Regelkerns 2 ist, wenn die Differenz aus Eingangsspannung und dem Sollwert der Ausgangsspannung einen kritischen Wert erreicht bzw. unterschreitet, ab dem der Spannungsregler den nominalen Sollwert der Ausgangsspannung UVOUT_nom nicht erreichen bzw. halten könnte. In dieser Situation ist die Spannung am ersten negativen Eingang INN1 24 niedriger als die Spannung am zweiten negativen Eingang INN2 25. In diesem Fall dominiert der erste negative Eingang INN1 24 den zweiten negativen Eingang INN2 25 und die Ausgangsspannung UVLIM des Spannungsteilers aus R3 und R5 dient dann anstelle der Referenzspannung UVREF als Führungsgröße für den Regelkern 2. Folglich wird der Spannungsregler eine reduzierte geregelte Ausgangsspannung UVOUT_red an seinem Ausgang VOUT bereitstellen. Diese ist einerseits kleiner als der ursprüngliche, nominale Sollwert der Ausgangsspannung UVOUT_nom und andererseits kleiner als die Eingangsspannung UVIN.
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Die Differenzeingangsspannung des Regelkerns 2, die durch diesen verarbeitet wird, berechnet sich folgendermaßen:
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Die nominale Ausgangsspannung, die durch den Spannungsregler bereitgestellt wird, beträgt:
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Die Spannung an dem ersten negativen Eingang 24 des Regelkerns 2 beträgt:
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Für den Fall, dass die Spannung UVLIM kleiner als die Referenzspannung UVREF ist, reduziert sich dann die bereitgestellte Ausgangsspannung auf:
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Durch den Wechsel der Führungsgröße auf die heruntergeteilte Eingangsspannung bei geeigneter Dimensionierung des dafür eingesetzten Spannungsteilers wird verhindert, dass der Spannungsregler in den Drop läuft. Eine Situation, in der die Ausgangsspannung aufgrund zu großer Steuerspannung an der Transistor-Endstufe überschwingt, da während des Drops die Eingangsspannung spontan und mit steilem Gradienten ansteigt, wird demzufolge auch verhindert.
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Hierbei ist jedoch zu beachten, dass neben einer variablen Eingangsspannung weitere verschiedene Parameter Einfluss auf den Spannungsregler nehmen. Unter anderem handelt es sich dabei um die Temperatur, die in der Umgebung des Spannungsreglers herrscht und somit auch die Temperatur von dessen Komponenten beeinflusst. Des Weiteren umfasst der Herstellungsprozess eines Transistors mehrere Schritte. Dabei weist jeder Prozess gewisse Fertigungstoleranzen auf, die sich schlussendlich auf die Kennlinie des Transistors auswirken. Man spricht dabei von Exemplarstreuungen bzw. Chargenstreuungen/Chargenlage. Diese stellen somit ebenfalls einen Parameter dar, der den Spannungsregler beeinflusst. Zuletzt ist auch der Laststrom, der sich je nach Anwendungsfall unterscheidet, ein solcher Parameter. Diese Umstände wirken sich auf die Dimensionierung des Spannungsteilers aus, der die reduzierte Eingangsspannung in Form einer neuen Führungsgröße an dem zweiten negativen Eingang des Regelkerns bereitstellt. Aufgrund der Parameter ist der Spannungsteiler so zu definieren, dass jeweils die ungünstigste Situation zugrunde zu legen ist. Mit anderen Worten ist er derart zu dimensionieren, dass bei größtem zulässigen Laststrom, ungünstiger herstellungsbedingter Chargenlage des Halbleiters, der als Endstufe dient, und bei der für die Endstufe ungünstigen Betriebstemperatur die Eingangsspannung soweit heruntergeteilt wird, dass der Spannungsregler sich nicht im Drop befindet. Dies geht jedoch mit der Konsequenz einher, dass bei Vorliegen günstiger Umstände der Spannungsteiler die Eingangsspannung soweit herunterteilt, dass diese gegenüber der Referenzspannung am ersten positiven Eingang dominiert und als neue Führungsgröße dient, obwohl technisch betrachtet keine Notwendigkeit hierfür gegeben ist.
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Offenbarung der Erfindung
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Erfindungsgemäß wird eine Spannungsreglerschaltung zur Bereitstellung einer geregelten Spannung zur Verfügung gestellt. Die Spannungsreglerschaltung umfasst einen Regelkern, welcher einen Operationsverstärker aufweist, der einen Ausgang, einen ersten Eingang sowie einen zweiten und einen dritten Eingang aufweist, wobei der zweite und dritte Eingang gegenüber dem ersten Eingang gegenpolig ausgeführt sind. Ferner umfasst die Spannungsreglerschaltung eine einen Transistor umfassende Endstufe, wobei der Ausgang mit dem Steueranschluss des Transistors elektrisch leitfähig verbunden ist, wobei der erste Eingang mit einem zweiten Anschluss der Schaltstrecke des Transistors elektrisch leitfähig verbunden ist und wobei der dritte Eingang mit einer Referenzspannungsquelle elektrisch leitfähig verbindbar ist. Dabei ist der zweite Eingang elektrisch leitfähig mit einer Eingangsspannungsquelle verbindbar und der zweite Eingang elektrisch leitfähig mit dem Ausgang eines Moduls verbunden, welches dazu ausgebildet ist, einen Steuerstrom in den zweiten Eingang einzuprägen, dessen Höhe und/oder Polarisierung von einem vorbestimmten Parameter abhängig ist.
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Die Erfindung hat den Vorteil, dass die Spannungsreglerschaltung mit parameterabhängiger Drop-Regelung bei geringer Eingangsspannung eine höhere Verfügbarkeit gegenüber einem Spannungsregler mit konventioneller Drop-Regelung aufweist. Während beim konventionellen Ansatz die reduzierte Ausgangsspannung UVOUT_red für den ungünstigsten Fall ausgelegt werden muss, welcher sich beispielsweise bei dem größten zulässigen Laststrom, ungünstiger herstellungsbedingter Chargenlage des Halbleiters und/oder bei einer für die Endstufe ungünstigen Betriebstemperatur ergibt, können bei dem hier vorgeschlagenen Prinzip Parameter wie zum Beispiel die aktuelle Temperatur, der tatsächliche bzw. aktuelle Laststrom, und die Chargenlage berücksichtigt werden. Eine Spannungsreglerschaltung mit P-Kanal-Endstufe kann unter anderem Anwendung in einem Steuergerät für ein Fahrzeug finden. Während das Fahrzeug abgestellt ist, befinden sich die im Fahrzeug verbauten Steuergeräte in der Regel in einem Standby-Modus, in dem sie nur eine sehr geringe Stromaufnahme (meist im µA-Bereich) haben. Dementsprechend ist auch der Laststrom einer in einem Steuergerät verbauten Spannungsreglerschaltung mit P-Kanal-Endstufe sehr gering. Auch entspricht die aktuelle Temperatur nur in seltenen Fällen der für die P-Kanal-Endstufe ungünstigen Betriebstemperatur. Eine P-Kanal-Endstufe kann beispielsweise an ihrer oberen maximal zulässigen Grenze der Betriebstemperatur (beispielsweise 150°C oder 175°C) einen viel kleineren Laststrom abgeben als dies der Fall bei Temperaturen in einem abgestellten Fahrzeug sein kann. Insofern ist es mit der hier vorliegenden Erfindung möglich, die Ausgangsspannung einer Spannungsreglerschaltung mit P-Kanal-Endstufe auch bei sehr geringer Eingangsspannung im Standby-Modus zur Verfügung zu stellen. Auf diese Weise ist es beispielsweise möglich, beim Übergang von dem Standby-Modus in den Normalbetrieb in bekannter Vorgehensweise zunächst einen Spannungs-Booster zu aktivieren, der für eine ausreichend hohe Eingangsspannung des Spannungsreglers sorgt, bevor dessen Verbraucher in Normalbetrieb zugeschaltet werden und die Stromaufnahme stark ansteigen kann (meist im mA- bzw. Ampere-Bereich).
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Die verwendeten Transistoren können insbesondere MOS-Transistoren sein. Das Prinzip ist jedoch auch auf JFET-Transistoren oder Bipolar-Transistoren anwendbar. Es können ferner P-Kanal- sowie N-Kanal-Transistoren verwendet werden, insbesondere PMOS-Transistoren oder aber auch NMOS-Transistoren. Der nachfolgend verwendete Begriff Schaltstrecke bezieht sich auf die Leitungen und Verbindungen, die im Falle von MOS-Transistoren vom Drain-Anschluss und vom Source-Anschluss bzw. im Falle von Bipolar-Transistoren vom Kollektor-Anschluss und vom Emitter-Anschluss führen. Die in diesem Zusammenhang ebenfalls verwendeten Begriffe erster und zweiter Anschluss beziehen sich je nach Transistor-Art entweder auf den Source-Anschluss (erster Anschluss) und Drain-Anschluss (zweiter Anschluss) eines MOS-Transistors bzw. auf den Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss eines Bipolar-Transistors.
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Grundsätzlich kann der Operationsverstärker des Regelkerns wahlweise zwei nicht-invertierende und einen invertierenden oder aber einen nicht-invertierenden und zwei invertierende Eingänge umfassen. Dies hängt beispielsweise von der Stufenanzahl des Operationsverstärkers und der Wahl der Funktion ab. Im nachfolgenden Ausführungsbeispiel wird ein Operationsverstärker mit zwei nicht-invertierenden Eingängen und einem invertierenden Eingang verwendet, jedoch ist die Erfindung nicht auf diese Anordnung beschränkt. Die Schaltung des Operationsverstärkers ist bzgl. der gleichpoligen Eingänge in jedem Fall derart aufgebaut, dass zwei seriell angeordnete Transistoren mit ihrem Steueranschluss jeweils mit einem Eingang elektrisch leitfähig verbunden sind und einer der beiden Transistoren den Stromfluss limitiert, mit anderen Worten den maximalen Stromfluss festlegt und demzufolge dominiert.
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In bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung ist die Endstufe als P-Kanal-Endstufe ausgeführt. Dabei kann es sich um eine PMOS- oder um eine Endstufe mit einem PNP-Bipolar-Transistor handeln. Bei Einsatz einer N-Kanal-Endstufe würde die am Gate- bzw. am Basis-Anschluss anliegende Steuerspannung größer sein müssen als die Eingangsspannung, die am Drain- bzw. am Kollektor-Anschluss anliegt. Des Weiteren müsste die Steuerspannung ebenfalls größer sein als die vom Regler bereitgestellte Ausgangsspannung, die am Source- bzw. Emitter-Anschluss anliegt. Beide Bedingungen sind notwendig, um die N-Kanal-Endstufe aufsteuern zu können. Das würde voraussetzen, dass eine derartige Spannung im System grundsätzlich vorhanden sein müsste, die größer als die Eingangsspannung wäre. In vielen Anwendungsfällen gibt es eine solche hohe Spannung nicht im System oder sie müsste alternativ beispielsweise durch eine zusätzliche Ladungspumpe erzeugt werden. Eine P-Kanal-Endstufe weist hingegen den Vorteil auf, dass sie nur eine solche Steuerspannung an ihrem Gate- bzw. am Basis-Anschluss benötigt, die unterhalb der an dem Source- bzw. Emitter-Anschluss der P-Kanal-Endstufe anliegenden Eingangsspannung liegt.
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Vorteilhaft ist der Ausgang des Regelkerns nicht direkt mit der Endstufe elektrisch leitfähig verbunden, sondern zunächst mit einer Zwischenstufe, die einen N-Kanal-Transistor und einen Stromspiegel umfasst. Der Source-Anschluss des N-Kanal-Transistors ist seriell mit einem Widerstand und Masse elektrisch leitfähig verbunden ist. Der Drain-Anschluss ist mit dem Drain-Anschluss eines Spiegeltransistors der Zwischenstufe verbunden, dessen Source-Anschluss genau wie der der Endstufe wiederum elektrisch leitfähig mit einer Eingangsspannungsquelle verbunden ist. Weiterhin ist der Drain-Anschluss des N-Kanal-Transistors sowohl mit dem Gate-Anschluss des Spiegeltransistors als auch dem Steueranschluss des Transistors der Endstufe kurzgeschlossen. Insbesondere bei Verwendung einer P-Kanal-Endstufe zeigt sich der Vorteil, da zwischen Gate-Source-Spannung und Drain-Strom des P-Kanal-Transistors ein quadratischer Zusammenhang besteht und somit bereits eine kleine Veränderung der Gate-Source-Spannung eine starke Änderung des Drain-Stroms bewirkt. Der N-Kanal-Transistor zeigt aufgrund des seriellen Widerstandes ein in erster Näherung lineares Verhältnis, sodass in Verbindung mit dem Stromspiegel die Eigenverstärkung der Endstufe nicht mehr zwangsläufig bestimmend ist. Die Wahl des Weiten-Längen-Verhältnisses des ersten Spiegeltransistors und des Transistors der Endstufe erfolgt in Abhängigkeit der Anwendung und benötigten Stromstärke.
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Bevorzugt ist der erste Eingang des Regelkerns in Form einer Gegenkopplung mit einem zweiten Anschluss der Schaltstrecke des Transistors der Endstufe elektrisch leitfähig verbunden, wobei die Verbindung am Abgriff eines ersten Spannungsteilers erfolgt, der einen ersten und einen zweiten geeignet zu dimensionierenden Widerstand umfasst. Somit wird die Ausgangsspannung durch den ersten Spannungsteiler heruntergeteilt und anschließend nur ein Bruchteil der Ausgangsspannung zu dem ersten Eingang geführt.
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In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Endstufe einen Kaskode-Transistor, wobei bevorzugt in diesem Fall der Transistor der Endstufe ein Niedervolt-Transistor ist und der Kaskode-Transistor ein Hochvolt-Transistor ist sowie der Transistor der Endstufe an seinem zweiten Anschluss mit dem Kaskode-Transistor in Reihe miteinander elektrisch verbunden ist. Dies empfiehlt sich insbesondere, falls höhere Ausgangspannungen, insbesondere im Bereich um 40 Volt, benötigt werden. Die dem Kaskode-Transistor vorgeschalteten Transistoren können dann Niedervolt-Transistoren sein, die eine gewünschte Schnelligkeit und Genauigkeit gewährleisten und durch den Kaskode-Transistor geschützt werden.
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Vorzugsweise umfasst die Spannungsreglerschaltung einen zweiten Spannungsteiler, der eingangsseitig mit einer Eingangsspannungsquelle verbindbar ist und an dessen Ausgang der zweite Eingang elektrisch leitfähig verbindbar ist.
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In anderer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung umfasst der zweite Spannungsteiler einen ersten, zweiten und dritten Widerstand, sodass ein erster und ein zweiter Abgriff an einem ersten und einem zweiten Knoten innerhalb der Anordnung aus dem ersten, zweiten und dritten Widerstand vorliegen. Der zweite Eingang des Regelkerns ist elektrisch leitfähig mit dem Ausgang eines Moduls verbunden, welches dazu ausgebildet ist, einen Steuerstrom in den zweiten Eingang einzuprägen, dessen Höhe und/oder Polarisierung von mindestens einem vorbestimmten Parameter und/oder mindestens einer Messgröße abhängig ist. Der zweite Eingang des Regelkerns ist elektrisch leitfähig über den ersten Knoten mit dem ersten Abgriff des zweiten Spannungsteilers verbindbar. Das Modul ist elektrisch leitfähig über den zweiten Knoten mit dem zweiten Abgriff des zweiten Spannungsteilers verbindbar. Diese bevorzugte Ausführungsform ist nicht auf diese Anordnung beschränkt. Alternativ kann der zweite Eingang des Regelkerns elektrisch leitfähig über den zweiten Knoten mit dem zweiten Abgriff des zweiten Spannungsteilers verbindbar sein und das Modul kann elektrisch leitfähig über den ersten Knoten mit dem ersten Abgriff des zweiten Spannungsteilers verbindbar sein. In einer weiteren alternativen Ausführung kann auf einen dritten Widerstand für den zweiten Spannungsteiler verzichtet werden, sodass der erste invertierende Eingang und das Modul über denselben Knoten über denselben Abgriff miteinander elektrisch verbunden sind.
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Durch die Fähigkeit des Moduls einen Steuerstrom in den zweiten Eingang einzuprägen, dessen Höhe und/oder Polarisierung von einem vorbestimmten Parameter und/oder einer Messgröße abhängig ist, kann die Spannung am zweiten Eingang des Regelkerns derart beeinflusst werden, dass sie einen größeren oder kleineren Wert annimmt, als dies ohne den Steuerstrom bzw. einen Steuerstrom von 0 Ampere der Fall wäre, was dem konventionellen Spannungsregler entspräche. Demzufolge gelingt es durch die erfindungsgemäße Spannungsreglerschaltung trotz konstanter Eingangsspannung die Spannung am zweiten Eingang zu variieren. Durch die Polarisation des Steuerstroms kann sowohl eine Erhöhung als auch eine Verringerung der Spannung am zweiten Eingang realisiert werden gegenüber dem Fall, in dem diese Spannung durch einen konstanten zweiten Spannungsteiler festgelegt wird. Da die kleinere der beiden Spannungen am zweiten und dritten Eingang dominiert, wird, wenn die Kriterien hierfür erfüllt sind, an Stelle der Referenzspannung die vom Modul beeinflussbare Spannung am zweiten Eingang für die Differenzbildung am Eingang des Regelkerns verwendet.
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Die Festlegung der Höhe und/oder Polarisierung des eingeprägten Steuerstroms erfolgt anhand vorbestimmter Parameter. Somit ist es möglich, den durch einen zweiten Spannungsteiler ursprünglich festgelegten Bruchteil der Eingangsspannung an weitere Gegebenheiten anzupassen, wodurch insbesondere nur soweit eine Absenkung des Sollwerts der Ausgangsspannung erfolgen kann, dass die Endstufe noch in der Lage ist, diese Ausgangsspannung zu erreichen, ohne dass die Spannungsreglerschaltung in den Drop geht. Die Bereitstellung des Steuerstroms durch das Modul erfolgt anhand einer analogen Funktion, wobei diese Funktion unterschiedliche vorbestimmte Parameter als Eingangsgrößen erhält und darauf basierend einen Steuerstrom generiert.
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Bevorzugt ist ein erster Parameter durch den Laststrom, der von der Endstufe bereitgestellt wird, bestimmt. Dieser variiert je nach Anwendungsfall, sodass sich der tatsächlich entnommene Laststrom stark von dem theoretisch größtmöglichen Laststrom unterscheiden kann. Dementsprechend muss der sonst fest dimensionierte Spannungsteiler und dadurch heruntergeteilte Wert der Eingangsspannung nicht bzgl. des größten möglichen Laststroms dimensioniert sein, da durch die Berücksichtigung und dem davon abhängigen Steuerstrom die tatsächlich vorherrschenden Verhältnisse berücksichtigt werden.
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Bevorzugt ist ein zweiter Parameter durch die Chargenlage der Endstufe bestimmt. Dadurch wird es ermöglicht, den sonst fest dimensionierten Spannungsteiler und dadurch heruntergeteilten Wert der Eingangsspannung nicht zwangsläufig bzgl. eines herstellungsbedingt ungünstigen Falls auszulegen, bei dem ein „schlechter“ Halbleiter als Transistor der Endstufe Verwendung findet. Auch hier ist eine Anpassung auf die tatsächlichen Verhältnisse durch einen von der Chargenlage abhängigen Steuerstrom möglich.
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Bevorzugt ist ein dritter Parameter durch die in unmittelbarer Umgebung der Spannungsreglerschaltung herrschende Temperatur bestimmt. Diese hat erheblichen Einfluss auf die Funktion des Transistors der Endstufe. Durch Einprägen eines temperaturabhängigen Steuerstroms kann auch diese Gegebenheit berücksichtig werden.
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Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung weist das Modul eine erste Kopplungsschaltung auf, die einen Transistor und einen Widerstand umfasst, wobei der Steueranschluss des Transistors mit dem Ausgang des Regelkerns elektrisch leitfähig verbunden ist, und wobei die Schaltstrecke des Transistors an einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Eingang des Regelkerns verbunden ist und mit einem ersten Anschluss über einen seriell angeordneten Widerstand elektrisch leitfähig mit Masse verbunden ist.
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Die folgende beschriebene detaillierte schaltungstechnische Realisierung der zuvor genannten vorteilhaften Ausgestaltung dient der Ermittlung und Bereitstellung des Steuerstroms in Abhängigkeit des Laststroms. Es sei angemerkt, dass dies eine mögliche vorgeschlagene bevorzugte Ausführungsform ist. Der Ausgang des Regelkerns ist parallel zu der Endstufe über einen optionalen RC-Tiefpass mit dem Steuer-Anschluss eines Transistors der ersten Kopplungsschaltung elektrisch leitfähig verbunden. Verändert sich der Laststrom der Spannungsreglerschaltung, so muss der Regelkern die Steuerspannung anpassen, womit folglich auch dieselbe angepasste Spannung am Steueranschluss des Transistors der Kopplungsschaltung liegt. Der Strom der Schaltstrecke des Transistors ist damit proportional zum Laststrom der Spannungsreglerschaltung und beinhaltet somit die Information des Laststroms.
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Die dem geerdeten Teil der Schaltstrecke gegenüberliegende Schaltstrecke des Transistors der Kopplungsschaltung ist elektrisch mit dem zweiten Eingang des Regelkerns und besonders bevorzugt mit einem dritten Stromspiegel verbunden, der einen ersten und einen zweiten Transistor umfasst. Dieser dritte Stromspiegel ist wiederum mit einem vierten Stromspiegel elektrisch verbunden, der ebenfalls einen ersten und zweiten Transistor umfasst. Bei Verbindung des Ausgangs des vierten Stromspiegels mit einer Leitung, die ihrerseits mit dem zweiten Eingang des Regelkerns elektrisch verbunden ist, beeinflusst der Laststrom folglich die Spannungsreglerschaltung. Dadurch kann die Spannung am zweiten Eingang des Regelkerns in Abhängigkeit vom Laststrom der Spannungsreglerschaltung derart beeinflusst werden, dass die Ausgangsspannung entsprechend des aktuell bereitzustellenden Laststroms bei zu geringer Differenz zwischen der Eingangsspannung und Sollwert der Ausgangsspannung der Spannungsreglerschaltung nur soweit abgesenkt wird, dass die Endstufe gerade noch in der Lage ist, diesen neuen abgesenkten bzw. reduzierten Sollwert der Ausgangsspannung zu erreichen bzw. zu halten, ohne dass der Spannungsregler dabei in den Drop geht.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführung der Erfindung weist das Modul eine zweite Kopplungsschaltung auf, die einen ersten, zweiten, dritten und vierten Stromspiegel, einen Transistor und einen ersten, zweiten und dritten Widerstand umfasst, wobei der Steueranschluss des Transistors mit den Steueranschlüssen des ersten Stromspiegels elektrisch leitfähig verbunden ist. Weiterhin ist die Schaltstrecke des Transistors an einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Eingang des Regelkerns verbunden und mit einem zweiten Anschluss über einen seriell angeordneten ersten Widerstand elektrisch leitfähig mit Masse verbunden. Die Schaltstrecke des ersten Spiegeltransistors des ersten Stromspiegels ist an einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Eingang des Regelkerns verbunden und mit einem zweiten Anschluss seriell mit einem zweiten Anschluss des ersten Spiegeltransistors des zweiten Stromspiegels elektrisch leitfähig verbunden. Des Weiteren ist die Schaltstrecke des ersten Spiegeltransistors des zweiten Stromspiegels an einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig über einen seriell angeordneten zweiten Widerstand mit Masse verbunden und die Schaltstrecke des zweiten Spiegeltransistors des zweiten Stromspiegels ist mit einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit der Schaltstrecke des Transistors der ersten Kopplungsschaltung zwischen dem Transistor der ersten Kopplungsschaltung und dem Widerstand der ersten Kopplungsschaltung verbunden, wobei ein dritter Widerstand zwischen der Verbindung und dem Transistor der ersten Kopplungsschaltung angeordnet ist. Die Schaltstrecke des zweiten Spiegeltransistors des ersten Stromspiegels und die Schaltstrecke des zweiten Spiegeltransistors des zweiten Stromspiegels sind an einem ersten und an einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Eingang verbunden. Die Schaltstrecke des zweiten Spiegeltransistors des ersten Stromspiegels ist mit einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit der der Masse gegenüberliegenden Schaltstrecke des Transistors der ersten Kopplungsschaltung verbunden. Die Schaltstrecken des ersten und zweiten Spiegeltransistors des dritten Stromspiegels sind an einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem ersten Eingang des Regelkerns verbunden und die Schaltstrecke des ersten Spiegeltransistors des dritten Stromspiegels ist mit einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit der der Masse gegenüberliegenden Schaltstrecke des Transistors der ersten Kopplungsschaltung verbunden. Ferner ist eine konstante Stromquelle mit der Schaltstrecke zwischen dem ersten Spiegeltransistor des ersten Stromspiegels und dem ersten Spiegeltransistor des zweiten Stromspiegels elektrisch leitfähig verbunden. Die Schaltstrecke des ersten Spiegeltransistors des vierten Stromspiegels ist an einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Spiegeltransistor des dritten Stromspiegels verbunden und ist mit einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit der Masse verbunden. Außerdem ist die Schaltstrecke des zweiten Spiegeltransistors des vierten Stromspiegels an einem zweiten Anschluss elektrisch leitfähig mit dem zweiten Eingang verbunden und mit einem ersten Anschluss elektrisch leitfähig mit der Masse verbunden.
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Diese beschriebene schaltungstechnische Realisierung dient der Ermittlung und Bereitstellung des Steuerstroms in Abhängigkeit der Chargenlage und des Laststroms. Sie stellt mit anderen Worten die schaltungstechnische Realisierung des Moduls und seiner analogen Funktion dar. Es sei angemerkt, dass dies eine mögliche vorgeschlagene bevorzugte Ausführungsform ist. Bei schlechter gegenüber guter Chargenlage kann die Endstufe der Spannungsreglerschaltung bei gleicher Ansteuerung bzw. gleicher Spannung zwischen dem Source- und dem Gate-Anschluss, also gleicher Source-Gate-Spannung des Endstufen-Transistors nur einen geringeren Ausgangsstrom bereitstellen. Mit Hilfe eines weiteren Transistors und einen an diesen elektrisch verbundenen Widerstand wird dieses Verhalten schaltungstechnisch nachgebildet. Im Falle schlechter Chargenlage ist die Source-Gate-Spannung des weiteren Transistors größer und reduziert damit den Spannungsabfall über den Widerstand und folglich den Strom IC, der zwischen dem Ausgang der Spannungsreglerschaltung und Masse durch den Widerstand und den weiteren Transistor fließt. Dieser Strom wird anhand der vorgeschlagenen Schaltung mit einem laststromabhängigen Strom kombiniert.
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Bevorzugt ist die Stromquelle der zweiten Kopplungsschaltung ein Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltkreis, der ausgebildet ist, einen zur Temperatur proportionalen Strom zu erzeugen. Ein Strom, der zwischen dem Ausgang VOUT und Masse durch einen Transistor und einen in Reihe zum Transistor geschalteten Widerstand fließt, wird durch einen zur Temperatur proportionalen Strom IPTAT angepasst, der über den Anschluss IPTAT als in Richtung Masse fließender Strom bereitzustellen ist. Dieser Strom IPTAT wird beispielsweise mit den Strömen IC und IL kombiniert durch die genannten Stromspiegel.
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Bevorzugt umfasst die Spannungsreglerschaltung einen RC-Tiefpassfilter, der elektrisch leitfähig in Reihe mit dem Steueranschluss des Transistors der ersten Kopplungsschaltung verbunden ist. Dadurch kann eine Bandbegrenzung realisiert werden. Das RC-Tiefpassfilter kann die Stabilität des Regelkreises positiv beeinflussen.
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Das erfindungsgemäße Verfahren zur Bereitstellung einer geregelten Spannung umfasst grundsätzlich folgende Schritte:
- - Bereitstellen eines Regelkerns, welcher einen Operationsverstärker mit
- - einem Ausgang,
- - einem ersten Eingang sowie
- - einem zweiten und dritten Eingang aufweist, wobei der zweite und dritte Eingang gegenüber dem ersten Eingang gegenpolig ausgeführt sind, und
- - - Bereitstellen einer einen Transistor umfassenden Endstufe, wobei der Ausgang mit dem Steueranschluss des Transistors elektrisch leitfähig verbunden ist, wobei der erste Eingang mit einem zweiten Anschluss der Schaltstrecke des Transistors elektrisch leitfähig verbunden ist und wobei der dritte Eingang mit einer Referenzspannungsquelle elektrisch leitfähig verbindbar ist,
- - - Herstellen einer elektrisch leitfähigen Verbindung des zweiten Eingangs mit einer Eingangsspannungsquelle,
- - - Herstellen einer elektrisch leitfähigen Verbindung des zweiten Eingangs mit dem Ausgang eines Moduls,
- - - Einprägen eines Steuerstrom durch das Modul in den zweiten Eingang, dessen Höhe und/oder Polarisierung von einem vorbestimmten Parameter und/oder einer Messgröße abhängig ist.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben und in der Beschreibung beschrieben.
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Figurenliste
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert, wobei 1 und 2 bereits eingangs näher beschrieben sind. Es zeigen:
- 1 einen Spannungsregler mit Drop-Regelung gemäß dem Stand der Technik,
- 2 eine Schaltung zur Ausführung des in 1 dargestellten Regelkerns mit einem nicht-invertierenden Eingang und zwei invertierenden Eingängen am Operationsverstärker,
- 3 eine Prinzipdarstellung einer Spannungsreglerschaltung zur Bereitstellung einer geregelten Spannung mit temperatur-, last- und chargenabhängiger Drop-Regelung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 4 eine schaltungstechnische Realisierung einer erfindungsgemäßen Spannungsreglerschaltung,
- 5 eine Schaltung zur Ausführung des in 4 dargestellten Regelkerns mit zwei nicht-invertierenden Eingängen und einem invertierenden Eingang am Operationsverstärker, und
- 6 einen Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltkreis als temperaturabhängiger Strom-Generator.
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Ausführungsformen der Erfindung
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In 3 ist eine Spannungsreglerschaltung 1 zur Bereitstellung einer geregelten Spannung mit temperatur-, last- und chargenabhängiger Drop-Regelung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Der nicht-invertierende Eingang INP 23 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den ersten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von nicht-invertierendem Eingang gesprochen) des Regelkerns 2 ist mit dem Ausgang (Netz VIST) des ersten Spannungsteilers 7 aus R1 und R2 elektrisch leitfähig verbunden, welcher die heruntergeteilte Ausgangsspannung UVOUT an seinem Ausgang (Netz VIST) führt. Ein erster invertierender Eingang INN1 24 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den zweiten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von invertierendem Eingang gesprochen) des Regelkerns 2 ist mit dem Ausgang (Netz VLIM) des zweiten Spannungsteilers 8 aus den Widerständen R3, R4 und R5 elektrisch leitfähig verbunden, welcher die heruntergeteilte Eingangsspannung UVIN an einem Knoten K2 (Netz VLIM) zwischen R4 und R5 führt und ein zweiter invertierender Eingang INN2 25 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den dritten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von invertierendem Eingang gesprochen) ist mit einer Referenzspannung UVREF elektrisch leitfähig verbunden, welche über den Eingang VREF zur Verfügung gestellt wird. Bei geeigneter Dimensionierung des zweiten Spannungsteilers aus R3, R4 und R5 ist die Spannung UINN1 am ersten invertierenden Eingang INN1 24 des Regelkerns 2 kleiner als die Referenzspannung UVREF am zweiten invertierenden Eingang INN2 25 des Regelkerns 2, wenn die Differenz aus Eingangsspannung UVIN und dem nominalen Sollwert der Ausgangsspannung UVOUT_nom einen kritischen Wert erreicht bzw. unterschreitet, ab dem die Spannungsreglerschaltung den nominalen Sollwert der Ausgangsspannung UVOUT_nom nicht erreichen bzw. halten könnte.
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Im Gegensatz zu dem Spannungsteiler aus R3 und R5 in 1 (konventioneller Ansatz) kann der diesen konventionellen Spannungsteiler ersetzende erfindungsgemäße zweite Spannungsteiler 8 in 3 aus den Widerständen R3 und R4 und R5 bestehen, so dass ein weiterer Abgriff an Knoten K1 zwischen R3 und R4 (Netz VSTRG) vorliegt. Dabei kann dieser weitere Abgriff, wie in 3 gezeigt, zwischen R3 und R4 ausgebildet sein. Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht auf diese Anordnung. Der Abgriff für das Netz VLIM an Knoten K2 kann alternativ an Knoten K1 angeordnet sein und demzufolge könnte der Abgriff für das Netz VSTRG an Knoten K2 angeordnet sein. In einer weiteren Ausführungsform kann der weitere Abgriff auch durch Fortlassen des Widerstandes R4 zusammen mit dem Abgriff für das Netz VLIM zwischen R3 und R5 an einem gemeinsamen Knoten erfolgen (die Netze VLIM und VSTRG würden dann zu einem Netz VLIM VSTRG zusammengefasst).
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Durch Einprägen eines Steuerstromes ISTRG in den Abgriff an Knoten K1 des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3 - R5 kann die Spannung UVLIM in Abhängigkeit der Höhe und/oder Polarisation des Steuerstromes ISTRG einen größeren bzw. kleineren Wert annehmen, als dies bei nicht vorhandenem ISTRG der Fall wäre. Durch Anpassung des Steuerstromes ISTRG kann so bei gleichbleibender Eingangsspannung UVIN eine Variation der Spannung UVLIM ermöglicht werden. Die Höhe und Polarisation, mit anderen Worten die Flussrichtung, des Steuerstromes ISTRG definiert, inwiefern die Spannung UVLIM oberhalb bzw. unterhalb des Wertes liegt, der sich nach Gleichung (3) ergeben würde. Dementsprechend kann sich bedingt durch die Höhe und Polarisation des Steuerstromes ISTRG auch die Ausgangsspannung VOUT_red oberhalb bzw. Unterhalb des Wertes liegen, der sich nach Gleichung (4) ergeben würde.
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Demzufolge wird es ermöglicht, durch einen geeigneten zur Verfügung gestellten Strom ISTRG das Verringern der Ausgangsspannung auf einen reduzierten Wert temperatur-, last- und chargenabhängig durchzuführen und natürlich umgekehrt ein Erhöhen der Ausgangsspannung auf einen gesteigerten Wert durchzuführen. Somit wird die Ausgangsspannung in Abhängigkeit der aktuellen Temperatur, des aktuell bereitzustellenden Laststromes und der Chargenlage bei zu geringer Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem Sollwert der Ausgangsspannung der Spannungsreglerschaltung 1 nur soweit abgesenkt, dass die Endstufe 3 gerade noch in der Lage ist, den neuen reduzierten Sollwert der Ausgangsspannung zu erreichen bzw. zu halten, ohne dass bei der Spannungsreglerschaltung 1 ein Drop entsteht.
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Der Steuerstromes ISTRG wird anhand einer analogen Funktion von dem Modul 4 ermittelt und bereitgestellt. Diese Funktion erhält als Eingangsgrößen vorbestimmte Parameter. Gemäß der in 3 gezeigten Ausführung, erfolgt die Ermittlung des bereitzustellenden Steuerstroms in Abhängigkeit der aktuellen Temperatur, des aktuellen Laststrom und der Chargenlage.
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4 zeigt eine schaltungstechnische Realisierungsform einer erfindungsgemäßen Spannungsreglerschaltung 1. Insbesondere wird der Aufbau der Schaltung des Moduls 4 in Verbindung mit der Spannungsreglerschaltung 1, die den Regelkern 2 und die Transistor-Endstufe umfasst, gezeigt.
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Zum Einsatz kommen dabei MOS-Transistoren. Die Erfindung ist allerdings nicht beschränkt auf diese Art der Transistoren. Vielmehr können anstelle der MOS-Transistoren auch andere Transistoren, beispielsweise Bipolar-Transistoren verwendet werden.
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Der invertierende Eingang INN 23 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den ersten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von invertierendem Eingang gesprochen) des Regelkerns 2 ist an Knoten K3 elektrisch leitfähig mit dem Ausgang (Netz VIST) des ersten Spannungsteilers 7 aus R1 und R2 verbunden, welcher die heruntergeteilte Ausgangsspannung UVOUT an seinem Ausgang (Netz VIST) führt. Ein erster nicht-invertierender Eingang INP1 24 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den zweiten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von nicht-invertierendem Eingang gesprochen) des Regelkerns 2 ist an Knoten K2 elektrisch leitfähig mit dem Ausgang (Netz VLIM) des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3, R4 und R5 verbunden, welcher die heruntergeteilte Eingangsspannung UVIN an seinem Ausgang (Netz VLIM) führt. Ein zweiter nicht-invertierender Eingang INP2 25 (gemäß der Terminologie des Hauptanspruchs handelt es sich um den dritten Eingang, aus Gründen fachlich einfacherer Ausdrucksweise wird nachfolgend nur noch von nicht-invertierendem Eingang gesprochen) ist mit einer Referenzspannung UVREF verbunden ist, welche an dem Eingang VREF zur Verfügung gestellt wird.
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Sinkt die Eingangsspannung UVIN wie oben beschrieben unter einen kritischen Wert, so sinkt auch die Spannung UVLIM. Ab einem gewissen Punkt ist sie kleiner als die Referenzspannung UVREF. In diesem Fall ist die Spannung am ersten nicht-invertierenden Eingang INP1 24 kleiner als die Spannung am zweiten positiven Eingang INP2 25. Folglich dominiert der erste nicht-invertierender Eingang INP1 24 den zweiten nicht-invertierender Eingang INP2 25. Infolgedessen dient die Ausgangsspannung UVLIM des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3, R4 und R5 anstelle der Referenzspannung UVREF als Führungsgröße für den Regelkern 2 und wird zur Bildung der Differenzspannung verwendet.
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Im einfachsten Fall besteht der Regelkern 2 aus einem Differenz- bzw. Operationsverstärker 21. 5 zeigt exemplarisch einen Differenzverstärker 21 mit einem invertierenden Eingang INN und einem ersten nicht-invertierenden Eingang INP1 und einem zweiten nicht-invertierenden INP2 sowie einem Ausgang OUTP.
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Der Ausgang des Regelkerns 2 ist in Serie mit dem Gate-Anschluss eines NMOS-Transistors M1 elektrisch leitfähig verbunden, dessen Source-Anschluss über einen Widerstand R6 mit Masse verbunden ist. Ist der heruntergeteilte Wert VIST der Ausgangsspannung UVOUT der Spannungsreglerschaltung 1 an Knoten K3, also am Ausgang (Netz VIST) des ersten Spannungsteilers 7 aus R1 und R2, kleiner als UVLIM bzw. UVREF, so erhöht sich die Spannung am Ausgang 22 des Regelkerns 2 und zieht über den Steueranschluss des NMOS-Transistors M1 das Gate des Transistors M1 nach oben, so dass sich dessen Drain-Strom erhöht. Ebenfalls erhöht sich die Gate-Source-Spannung an M2 und 31. Welcher Wert von den beiden Werten UVLIM bzw. UVREF, für die Differenzbildung hinzugezogen ist, hängt davon ab, welcher der beiden Werte kleiner ist, also dominiert. Der Drain-Strom wird von dem PMOS-Stromspiegel aus M2 und 31 (um den Faktor m verstärkt) und über den Kaskode-Transistor M4, dessen Gate mit einer konstanten Bias-Spannung verbunden ist, die über den Eingang VBIAS zur Verfügung gestellt wird, über den Knoten K4 auf den Ausgang VOUT der Spannungsreglerschaltung geführt. Der Faktor m berechnet sich gemäß m = K3/K2 aus dem Verhältnis K2 = W2/L2 von Weite W2 zu Länge L2 des Transistors M2 und dem Verhältnis K3 = W3/L3 von Weite W3 zu Länge L3 des Transistors 31. Bei dem Spiegeltransistor 31 handelt es sich um die P-Kanal-Endstufe der Spannungsreglerschaltung. CLast ist die Lastkapazität der Spannungsreglerschaltung 1.
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Die folgenden beschriebenen schaltungstechnischen Komponenten dienen der Ermittlung und Bereitstellung des Steuerstroms. Sie stellen mit anderen Worten die schaltungstechnische Realisierung des Moduls 4 und seiner analogen Funktion dar. In 4 wird ein Steuerstrom eingeprägt, der abhängig von der aktuellen Temperatur, des aktuellen Laststroms und der Chargenlage ist. Es sei angemerkt, dass dies eine mögliche vorgeschlagene bevorzugte Ausführungsform ist. Darüber hinaus müssen nicht alle drei Parameter zur Bestimmung des Steuerstroms hinzugezogen werden. Diese können auch in beliebiger Kombination verwendet werden.
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Der Ausgang des Regelkerns 2 ist parallel zu M1 außerdem über einen optionalen RC-Tiefpass aus R7 und C1 mit dem Gate-Anschluss eines NMOS-Transistors M5 elektrisch leitfähig verbunden, dessen Source-Anschluss über einen Widerstandsteiler aus R8 und R9 mit Masse elektrisch leitfähig verbunden ist. Verändert sich der Laststrom der Spannungsreglerschaltung 1, so muss der Regelkern 2 die Spannung am Gate des Transistors M1 anpassen, womit folglich auch dieselbe angepasste Spannung am Gate des Transistors M5 liegt. Der Drain-Strom des Transistors M5 ist damit proportional zum Laststrom des Spannungsreglers 1 und beinhaltet somit die Information des Laststromes. Durch den dritten PMOS-Stromspiegel 63 aus M6 und M7 sowie den vierten NMOS-Stromspiegel 64 aus M8 und M9 beeinflusst der Laststrom der Spannungsreglerschaltung 1 folglich dadurch die Spannung UVLIM am Ausgang (Netz VLIM) des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3 - R5. Bei geeigneter Dimensionierung des Widerstandsteilers aus R8 und R9, der Stromspiegel 63 und 64 aus M6 und M7 bzw. M8 und M9 sowie des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3 - R5 kann die Spannung UVLIM in Abhängigkeit vom Laststrom des der Spannungsreglerschaltung 1 derart beeinflusst werden, dass die Ausgangsspannung entsprechend des aktuell bereitzustellenden Laststroms bei zu geringer Differenz zwischen der Eingangsspannung und Sollwert der Ausgangsspannung der Spannungsreglerschaltung 1 nur soweit abgesenkt wird, dass die P-Kanal-Endstufe 3 gerade noch in der Lage ist, diesen neuen abgesenkten bzw. reduzierten Sollwert der Ausgangsspannung zu erreichen bzw. zu halten, ohne dass die Spannungsreglerschaltung 1 dabei in den Drop geht.
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Bei schlechter gegenüber guter Chargenlage kann die P-Kanal-Endstufe 3 der Spannungsreglerschaltung 1 bei gleicher Ansteuerung bzw. gleicher Spannung zwischen dem Source- und dem Gate-Anschluss, also gleicher Source-Gate-Spannung des Endstufen-Transistors 31 nur einen geringeren Ausgangsstrom bereitstellen. Mit Hilfe des Transistors M10 und des Widerstandes R10 wird dieses Verhalten schaltungstechnisch nachgebildet. Im Falle schlechter Chargenlage ist die Source-Gate-Spannung von M10 größer und reduziert damit den Spannungsabfall über R10 und damit den Strom IC, der zwischen dem Ausgang VOUT und Masse durch den Widerstand R10, den Transistor M10 und damit auch entsprechend der Weite-zu-Länge-Verhältnisse K10 = W10/L10, K11 = W11/L11 und K12 = W12/L12 gewichtet in den Spiegeltransistoren M11 und M12 des ersten PMOS-Stromspiegels 61 aus M10 - M12 fließt.
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Von dem Strom des Spiegeltransistors M11 wird ein zur Temperatur proportionaler Strom IPTAT subtrahiert, der über den Anschluss IPTAT als in Richtung Masse fließender Strom bereitzustellen ist.
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Durch den Transistor M13 fließt resultierend ein Strom ITC, der sowohl linear von der Temperatur beeinflusst wird, als auch eine Chargenabhängigkeit aufweist. Der Strom ITC beinhaltet somit sowohl die Information der Chargenlage als auch die der Temperatur. Der Strom ITC erzeugt über dem Widerstand R11 einen Spannungsabfall und legt außerdem die Gate-Source-Spannung des Transistors M13 und damit auch die Spannung am Gate des Transistors M14 fest, dessen Source-Anschluss mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers aus R8 und R9 verbunden ist. Auf diese Weise erhält der Strom ITLC, der durch den Transistor M5 fließt, neben der laststromabhängigen Komponente (siehe oben) zusätzlich eine chargen- und eine temperaturabhängige Komponente. Der resultierende Strom ITLC, der von dem Transistor M5 über den dritten PMOS-Stromspiegel 63 aus M6 und M7 sowie den vierten NMOS-Stromspiegel 64 aus M8 und M9 aus dem Abgriff VSTRG des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3 - R5 entnommen wird, beeinflusst so die Spannung UVLIM am Ausgang (Netz VLIM) des zweiten Spannungsteilers 8 aus R3 - R5. Bei geeigneter Dimensionierung der Widerstände R8 - R11 und der Transistoren M5 - M14 kann die Spannung UVLIM in Abhängigkeit von der Temperatur, dem Laststrom des Spannungsreglers und der Chargenlage derart beeinflusst werden, dass die Ausgangsspannung entsprechend der aktuellen Temperatur, des aktuell bereitzustellenden Laststromes und der Chargenlage bei zu geringer Differenz zwischen der Ein- und Ausgangsspannung des Spannungsreglers nur soweit abgesenkt wird, dass die P-Kanal-Endstufe 3 gerade noch in der Lage ist, diese abgesenkte bzw. reduzierte Ausgangsspannung zu erreichen bzw. zu halten, ohne dass der Spannungsregler dabei in den Drop geht.
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Zur Generierung des zur Temperatur proportionalen Strom IPTAT kann ein aus der Literatur bekannter Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltkreis entsprechend 6 verwendet werden. Die beiden Bipolar-Transistoren Q1 und Q2 in 6 haben aufgrund ihrer unterschiedlichen Größe (Q1 ist um den Faktor n größer als Q2) und der Strom-Gegenkopplung von Q1 (hervorgerufen durch den Widerstand RT1) unterschiedliche Strom-Spannungs-Kennlinien IC1(UB) und IC2(UB). Aufgrund des Stromspiegels aus T1 und T2 stellt sich für beide Bipolar-Transistoren der Arbeitspunkt ein, in dem sowohl ihre Basisspannung UB als auch ihre Kollektor-Ströme IC1 und IC2 gleich sind. Die Basis-Emitter-Spannung UBE2 von Q2 ist dabei um ΔUBE = kT/q x In(n) kleiner als die Basis-Emitter-Spannung UBE1 von Q1 (k ist die Boltzmann-Konstante, T ist die absolute Temperatur, q ist die Ladung eines Elektrons, n ist das Größenverhältnis von Q1 / Q2). Die Spannungsdifferenz ΔUBE legt zusammen mit der Wahl des Widerstandes RT1 den Kollektorstrom IC1 von Q1 bzw. IC2 von Q2 und die Drain-Source-Ströme IDS1 von T1 bzw. IDS2 von T2 mit IC1 = IC2 = IDS1 = IDS2 = IPTAT = 1/R1 x kT/q x In(n) fest. Der Strom IPTAT ist stark temperaturabhängig. Er ist proportional zur absoluten Temperatur (proportional to absolute temperature). Innerhalb des im Automotive-Bereich üblichen Temperaturbereichs liegt dieser Strom bei 150°C ungefähr um den Faktor 2 höhergegenüber dem Strom bei -40°C.
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Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungsbeispiele näher illustriert und beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
