JP2005164357A

JP2005164357A - 電圧検出回路

Info

Publication number: JP2005164357A
Application number: JP2003402789A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Sugiura; 正一杉浦
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 2003-12-02
Filing date: 2003-12-02
Publication date: 2005-06-23
Also published as: US20050127921A1; CN1624486A; KR20050053346A; TW200523707A

Abstract

【課題】出力トランジスタのリーク電流を抑えることが可能な電圧検出回路の提供。
【解決手段】出力トランジスタを備え、検出端子間の所定の電圧値を検出して、該所定の電圧値以上と以下とで出力を変化させる電圧検出回路において、該所定の電圧値以上と以下とで該出力トランジスタのしきい値電圧を異ならせることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、検出端子の電圧値を検出し、出力を変化させる電圧検出回路に関する。

従来の電圧検出回路としては、図３の回路ブロック図に示されるような回路が知られていた（例えば特許文献１参照。）。即ち、端子１１と端子１０とを、検出すべき任意の端子と接続する。図３の場合電池１が接続されているので、電池１の電圧を検出する。端子１１と端子１０との間には電圧分割抵抗１３、電圧分割抵抗１４が接続されている。コンパレータ１７の入力には、電圧分割抵抗１３と電圧分割抵抗１４との接続点と、基準電圧１５が接続されている。コンパレータ１７の出力には、出力バッファ回路１６が接続され、出力バッファ回路１６の出力が出力端子１２に接続されている。ここで図３の回路ブロック図中、コンパレータ１７に関わる正の電源電圧端子と負の電源電圧端子とについては省略している。またここで、端子１０はＧＮＤ電位が与えられるものとしている。

電圧の検出は電圧分割抵抗１３と電圧分割抵抗１４との接続点の電圧Ｖａと、基準電圧１５の電圧Ｖｂをコンパレータ１７が比較して行う。つまり、コンパレータ１７が反転する電圧は、Ｖａ＝Ｖｂである。ここで、Ｖａは電圧分割抵抗１３と電圧分割抵抗１４との比の値によって、または電池１の電圧によって変化する。仮に、電圧分割抵抗１３の抵抗値をＲ１、電圧分割抵抗１４の抵抗値をＲ２とし、電池１の電圧をＶ１とすれば、電池１の検出電圧は、Ｖａ＝R２／（R１＋R２）×Ｖ１＝Ｖｂより、下記の（１）式で与えられる。

検出電圧＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×Ｖｂ（１）
電池１の電圧が（１）式で示される値よりも高いとき（以下、解除状態と記載する）、コンパレータ１７の出力はハイ・レベル（以下、Hと記載する）になり、また一方、電池１の電圧が（１）式で示される値よりも低いとき（以下、検出状態と記載する）、コンパレータ１７の出力はロー・レベル（以下、Lと記載する）になる。すなわち、コンパレータ１７の出力がHかLかによって、解除状態か検出状態かを知ることができる。

一般に電圧検出回路は、任意の電圧の検出を行うため常に動作をしているので、その動作によって消費される電流はできるだけ少なくすることが望ましい。すなわち、解除状態において消費される電流はできるだけ少なくすることが望ましい。

また一般に電圧検出回路の場合、コンパレータ１７は例えば図４に示すように、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ２６とＰチャンネルＭＯＳトランジスタ２７とからなるカレントミラー回路と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２８とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２９とからなる入力差動対と、一定電流Ｉ１が流れる定電流回路３０とで実現できることが知られている。

また一般に電圧検出回路の場合、出力バッファ回路１６は例えば図５に示すように、インバータ４２と出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１とプルアップ抵抗４０とで実現できることが知られており、ここでは前記プルアップ抵抗４０は電池１にプルアップされるものとしているが、電池１の代わりに新たに設けられた第２の電池にプルアップされるものとして使用することもあり、その場合にHの電圧レベルは前記電池１の代わりに新たに設けられた第２の電池の与える電圧により決定されることになる。
特開平２００２−２９６３０６

しかし、従来の電圧検出回路では、解除状態における低消費電流特性の目的で、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのリーク電流を抑えようと出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのサイズを小さくすると、検出状態における出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのＳＩＮＫ電流駆動能力が低下してしまい、つまりはＳＩＮＫ電流駆動能力が犠牲になるといった問題点があった。

バッテリーを電源に使用した場合、バッテリーの寿命を延ばすためには電圧検出回路は解除状態において低消費電流特性であることが要求され、その一方でまた検出状態における出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのＳＩＮＫ電流駆動能力不足による電圧検出回路の出力電圧が上昇してしまうようなことは避けなければならない。

そこで、この発明の目的は、従来のこのような問題点を解決するために、任意の端子の電圧値を検出する電圧検出回路の解除状態において、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのバックゲートバイアス電位を適当に変化させ、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧を高くすることで、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのリーク電流を抑えることを目的としている。

本発明は前記目的を達成するために以下の構成を採用した。すなわち、出力トランジスタを備え、検出端子間の所定の電圧値を検出して、該所定の電圧値以上と以下とで出力を変化させる電圧検出回路において、該所定の電圧値以上と以下とで該出力トランジスタのしきい値電圧を異ならせることを特徴とする。

この発明によれば、出力トランジスタのサイズを小さくすることなしに、出力トランジスタのリーク電流を抑えることができる。
また、本発明は前記出力トランジスタのバックゲートバイアス電位を変化させて前記しきい値電圧を異ならせることを特徴とする。
また、本発明は前記目的を達成するために以下の構成を採用した。すなわち、検出端子の所定の電圧値を検出するコンパレータと、該コンパレータの出力を入力する出力トランジスタを有する出力バッファを備え、該検出端子間の所定の電圧値を検出して、該所定の電圧値以上と以下とで出力を変化させる電圧検出回路において、前記コンパレータの出力を入力し前記出力トランジスタのバックゲートにバイアスを出力する電圧選択回路を備え、該電圧選択回路は前記コンパレータの出力により前記出力トランジスタのバックゲートバイアス電位を変化させ、前記所定の電圧値以上と以下とで前記出力トランジスタのしきい値電圧を変化させた。

この発明によれば、出力トランジスタのサイズを小さくすることなしに、出力トランジスタのリーク電流を抑えることができる。
また、本発明は前記出力トランジスタはＮチャンネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。

本発明の電圧検出回路によれば、任意の端子の電圧値を検出する電圧検出回路において、解除状態における出力トランジスタのしきい値電圧を高くするようにバックゲートバイアス電位を変化させる回路を設けたことにより、解除状態における低消費電流特性の目的で、出力トランジスタのサイズを小さくすることなしに、出力トランジスタのリーク電流を抑えることができる効果がある。

すなわち、解除状態における低消費電流特性の目的で、出力トランジスタのリーク電流を抑えようと出力トランジスタのサイズを小さくすると、検出状態における出力トランジスタのＳＩＮＫ電流駆動能力が低下してしまい、つまりはＳＩＮＫ電流駆動能力が犠牲になるといった問題点を解消することが可能である。

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す電圧検出回路の回路図である。図１において電圧選択回路５０は、解除状態になったとき、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のバックゲートバイアス電位をより低くするように働く。電圧選択回路５０は、例えば図２のように、インバータ５１、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５２、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５３、電池５４から構成される。

今、電池５４の電圧をV５４であるとする。仮に解除状態であるとした場合、インバータ５１の入力はHなので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５２のゲートはLとなり、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５２はＯＦＦ状態になり、一方ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５３のゲートはHなので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５３はＯＮ状態になる。従って、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のバックゲートバイアス電位は負の値、すなわち−Ｖ５４として与えられることになる。

また仮に検出状態であるとした場合、インバータ５１の入力はLなので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５２のゲートはHとなり、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５２はＯＮ状態になり、一方ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５３のゲートはLなので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５３はＯＦＦ状態になる。従って、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のバックゲートバイアス電位はＧＮＤ電位として与えられることになる。

このように、検出状態に比較して解除状態における場合の方が出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のバックゲートバイアス電位がより低い電圧値として与えられるので、検出状態に比較して解除状態における場合の方が出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のしきい値電圧をより高くすることが可能である。

出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のしきい値電圧がより高くなると出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ４１のリーク電流がより抑えられるように作用するので、解除状態における低消費電流特性の目的で、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのサイズを小さくすることなしに、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのリーク電流を抑えることが可能である。すなわち解除状態における低消費電流特性の目的で、出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのリーク電流を抑えようと出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのサイズを小さくすると、検出状態における出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのＳＩＮＫ電流駆動能力が低下してしまい、つまりはＳＩＮＫ電流駆動能力が犠牲になるといった問題点を解消することが可能である。

以上の説明では、電圧選択回路５０は図２のような構成として説明したが、入力信号の変化に従って出力電圧値が変わるような機能を有するその他の構成でも同様な効果が得られる。

また以上の説明では、出力バッファ回路１６は図２のような構成として説明したが、例えば、図６のように同様の機能を有することが可能なその他の構成でも同様な効果が得られる。図２と図６との相違はプルアップ抵抗４０の代わりに定電流回路３１が設けられているところにある。

本発明の実施例を示す電圧検出回路の回路説明図である。本発明の実施例を示す電圧検出回路の回路説明図である。従来の電圧検出回路の回路説明図である。従来の電圧検出回路の回路説明図である。従来の電圧検出回路の回路説明図である。本発明の実施例を示す電圧検出回路の回路説明図である。

符号の説明

１、５４電池
１０、１１端子
１２出力端子
１３、１４電圧分割抵抗
１５基準電圧
１６出力バッファ回路
１７コンパレータ
２６、２７ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
２８、２９、５２、５３ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
３０、３１定電流回路
４０プルアップ抵抗
４１出力ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
４２、５１インバータ
５０電圧選択回路

Claims

出力トランジスタを備え、検出端子間の所定の電圧値を検出して、該所定の電圧値以上と以下とで出力を変化させる電圧検出回路において、該所定の電圧値以上と以下とで該出力トランジスタのしきい値電圧を異ならせることを特徴とする電圧検出回路。
前記出力トランジスタのバックゲートバイアス電位を変化させて前記しきい値電圧を異ならせることを特徴とする請求項1の電圧検出回路。
検出端子の所定の電圧値を検出するコンパレータと、該コンパレータの出力を入力する出力トランジスタを有する出力バッファを備え、該検出端子間の所定の電圧値を検出して、該所定の電圧値以上と以下とで出力を変化させる電圧検出回路において、前記コンパレータの出力を入力し前記出力トランジスタのバックゲートにバイアスを出力する電圧選択回路を備え、該電圧選択回路は前記コンパレータの出力により前記出力トランジスタのバックゲートバイアス電位を変化させ、前記所定の電圧値以上と以下とで前記出力トランジスタのしきい値電圧を変化させることを特徴とする電圧検出回路。
前記出力トランジスタはＮチャンネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項1と請求項３の電圧検出回路。