JP2005156373A - ドップラー方探装置および方位探知方式 - Google Patents

Abstract

【課題】 小型化、低コスト化が可能で、信頼性、耐久性に優れると共に、熟練技術による調整等が不要なドップラー方探知装置および方位探知方式を提供する。
【解決手段】 接地板３の中心に中心素子４を立設すると共に、中心から一定半径の円周上に複数の周辺素子５を立設する。また、各周辺素子５には可変リアクタンス回路６をそれぞれ接続する。そして、可変リアクタンス制御部８を用いて可変リアクタンス回路６のリアクタンス値を制御し、中心素子４と放射結合する単一の周辺素子５を順次円周に沿って移動させる。これにより、中心素子４から受信した到来信号Ｓaにドップラー効果によるＦＭ波Ｓa2を生じさせることができるから、ＦＭ波Ｓa2の復調信号と周辺素子５の制御信号との位相差を検出することによって、到来信号Ｓaの到来方位を検知することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば人、乗物等の相対位置を検知するのに用いて好適なドップラー方探装置および該ドップラー方探装置を用いた方位探知方式に関する。

一般に、方位探知用のドップラー方探装置として、水平面の円周上に等間隔に複数のアンテナ素子を配置すると共に、アンテナ切換器を用いてこれら複数のアンテナ素子のうちいずれか一つのアンテナ素子を受信部に接続したものが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

電子情報通信学会，「アンテナ工学ハンドブック」，オーム社，１９８０年１０月，p.364-365

このような従来技術では、アンテナ切換器は受信部に接続するアンテナ素子を円周に沿って等位相間隔で順次切換えることによって、受信位置が円周上を等速度（等速円運動）で移動する。一方、送信機は一定周波数で振動するＣＷ波を送信する。このとき、隣合うアンテナ素子の間隔がＣＷ波の波長に対して十分に密（例えば半波長以下）であれば、受信部に入力される到来波は、実質的なドップラー効果によってその周波数が周期的に変化し（ドップラー周波数偏移が生じ）、アンテナ素子の切換速度に応じた周波数変調波（ＦＭ波）を形成する。このＦＭ波を復調した信号の位相はＣＷ波の到来方位に依存するから、ＦＭ波復調信号の位相に基いて到来波の到来方位を推定することができる。

ところで、従来技術によるドップラー方探装置では、各アンテナ素子を受信部に切換接続するアンテナ切換器が必要であるのに加え、各アンテナ素子とアンテナ切換器との間を接続する伝送路がアンテナ素子の数と同じだけ必要であった。このため、構造が複雑で装置が大型化する傾向があり、製造コストが高く、消費電力も大きいという問題があった。

また、アンテナ切換器は各アンテナ素子と受信部とを切換接続するから、機械的な接点の磨耗等によってアンテナ切換器に故障が生じ易く、信頼性、耐久性が劣る傾向があった。

さらに、従来技術では、アンテナ切換えに伴うドップラー周波数偏移の時間変化が正弦波に従うようにするために、各アンテナ素子とアンテナ切換器との間の伝送路は互いの位相を精密に合わせる必要があった。このため、伝送路をなすケーブルの長さ寸法をケーブル毎に微調整する必要があり、ケーブルの調整作業に長時間を要すると共に、熟練した技術が必要になるという問題があった。

本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、小型化、低コスト化が可能で、信頼性、耐久性に優れると共に、熟練技術による調整等が不要なドップラー方探装置および該ドップラー方探装置を用いた方位探知方式を提供することにある。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明によるドップラー方探装置は、全方位から到来信号を受信する中心素子と、該中心素子を中心とした円周上に設けられた複数の周辺素子と、該複数の周辺素子のうち前記中心素子と放射結合する単一の周辺素子を円周に沿って順次切換え、前記到来信号の周波数に実効的なドップラー偏移を生じさせる素子切換手段と、前記中心素子に接続され前記到来信号の偏移周波数の位相に基いて到来信号の到来方位を検知する方位検知手段とによって構成している。

請求項２の発明では、前記複数の周辺素子は前記中心素子を中心とする円周上に等間隔で配置している。

請求項３の発明では、前記中心素子と複数の周辺素子とは接地板に立設されたモノポール素子によって形成している。

請求項４の発明では、前記複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれスイッチング回路を接続して設け、該スイッチング回路を用いて周辺素子と接地板との間を接続または遮断し、他の周辺素子に比べて前記中心素子に強く放射結合する周辺素子を選択する構成としている。

請求項５の発明では、前記スイッチング回路はＭＥＭＳスイッチを用いて構成している。

請求項６の発明では、前記複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれ可変リアクタンス回路を接続して設け、該可変リアクタンス回路を用いて周辺素子と接地板との間のリアクタンス値を変化させ、他の周辺素子に比べて前記中心素子に強く放射結合する周辺素子を選択する構成としている。

請求項７の発明では、前記可変リアクタンス回路は可変容量ダイオードを用いて構成している。

請求項８の発明では、前記可変リアクタンス回路はＭＥＭＳデバイスを用いて構成している。

請求項９の発明では、前記複数の周辺素子は、ドップラー周波数偏移により生じる周波数変調の変調指数を０次ベッセル関数の零点付近に設定する構成としている。

請求項１０の発明では、前記方位検知手段は、前記到来信号の中心周波数を抑圧する帯域阻止フィルタを備える構成としている。

請求項１１の発明では、前記方位検知手段は、前記到来信号のうなり周波数に基いて前記到来信号の偏移周波数の位相を検出する構成としている。

また、請求項１２の発明では、本発明のドップラー方探装置を用いて方位探知方式を構成している。

請求項１の発明によれば、素子切換手段は、複数の周辺素子のうち中心素子と放射結合する単一の周辺素子を円周に沿って順次切換え、中心素子で受信した到来信号の周波数に実効的なドップラー偏移を生じさせることができる。このとき、ドップラー偏移による偏移周波数の位相は到来信号の到来方位に依存するから、方位検知手段は、到来信号の偏移周波数の位相に基いて到来信号の到来方位を検知することができる。

また、複数の周辺素子と中心素子とは放射結合する構成としたから、各周辺素子の電気長を調整して、それぞれの周辺素子に誘起される電流量を調整すれば足りる。このとき、周辺素子に対する電流誘起は周辺素子と中心素子との空間結合を利用するから、従来技術のように、複数の周辺素子にそれぞれ給電を行って受信するのに比べて、位相調整に要する労力を軽減することができる。

さらに、周辺素子と中心素子とを放射結合させた状態で中心素子から受信する構成としたから、中心素子にのみ給電を行えばよい。即ち、周辺素子には放射結合による電流が誘起されるから、周辺素子に対して給電を行う必要がなく、装置の構成を簡略化して安価に提供することができる。また、従来技術のようにアンテナ切換器を用いる必要がないから、信頼性、耐久性を高めることができる。

請求項２の発明によれば、複数の周辺素子は中心素子を中心とする円周上に等間隔で配置したから、いずれの周辺素子を中心素子に放射結合したときでも、各周辺素子と中心素子との相互インピーダンスをほぼ同じ値に設定することができる。このため、放射結合する周辺素子を順次切換えることによって、到来信号に対してドップラー効果による周波数偏移を生じさせることができる。

請求項３の発明によれば、中心素子と複数の周辺素子とは接地板に立設されたモノポール素子によって形成したから、ダイポール素子を用いた場合に比べて素子の長さ寸法を短くすることができ、装置全体を小型化することができる。

請求項４の発明によれば、複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれスイッチング回路を接続して設け、該スイッチング回路を用いて周辺素子と接地板との間を接続または遮断する構成としたから、周辺素子と接地板との間の接続、遮断を切換えることによって、周辺素子の電気長を変化させることができる。これにより、各周辺素子の電気長をそれぞれ設定することができるから、他の周辺素子に比べて中心素子に強く放射結合する単一の周辺素子を選択することができる。このため、スイッチング回路の接続、遮断を順次切換えることによって、中心素子に強く放射結合する周辺素子を円周に沿って移動させることができ、周辺素子との相互結合によって中心素子に誘起される高周波電流にドップラー周波数偏移を生じさせることができる。

請求項５の発明によれば、前記スイッチング回路はＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチを用いて構成したから、高周波の到来信号に対して損失を低減することができると共に、スイッチング回路を小型化することができる。

請求項６の発明によれば、複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれ可変リアクタンス回路を接続して設け、該可変リアクタンス回路を用いて周辺素子と接地板との間のリアクタンス値を変化させる構成としたから、周辺素子と接地板との間のリアクタンス値を変化させることによって、周辺素子の電気長を変化させることができる。これにより、各周辺素子の電気長をそれぞれ設定することによって、他の周辺素子に比べて中心素子に強く放射結合する単一の周辺素子を選択することができるから、可変リアクタンス回路によるリアクタンス値を順次変化させることによって、中心素子に強く放射結合する周辺素子を円周に沿って移動させることができ、周辺素子との相互結合によって中心素子に誘起される高周波電流にドップラー周波数偏移を生じさせることができる。

請求項７の発明によれば、前記可変リアクタンス回路は可変容量ダイオードを用いて構成したから、例えば可変容量ダイオードに印加する電圧を調整することによって、容易に周辺素子と接地板との間のリアクタンス値を変化させることができる。

請求項８の発明によれば、前記可変リアクタンス回路はＭＥＭＳデバイスを用いて構成したから、高周波の到来信号に対して損失を低減することができると共に、可変リアクタンス回路を小型化することができる。

請求項９の発明によれば、前記複数の周辺素子は、ドップラー周波数偏移により生じる周波数変調の変調指数を０次ベッセル関数の零点付近に設定する構成としたから、到来信号の周波数変調波から到来信号の搬送波と同一の周波数成分（中心周波数成分）を省くことができる。このため、方位検知手段は、到来信号に対して、例えば帯域阻止フィルタを用いて搬送波周辺の周波数成分を抑圧した後に、周波数変調波を復調することができる。このため、方位検知手段は、到来信号の搬送波成分に妨げられることなく方位情報を含む周波数変調波を正確に復調することができる。

この場合、請求項１０の発明のように、前記方位検知手段は、前記到来信号の中心周波数を抑圧する帯域阻止フィルタを備え、該帯域阻止フィルタを用いて到来信号の搬送波成分を除去してもよい。

請求項１１の発明によれば、前記方位検知手段は、前記到来信号のうなり周波数に基いて前記到来信号の偏移周波数の位相を検出する構成としたから、うなり周波数を用いて到来信号の周波数変調波を復調し、到来信号の偏移周波数の位相を検出することができる。このため、到来信号のうち搬送波成分を抑圧するフィルタ等を用いる必要がないのに加え、周波数変調波の変調指数も０次ベッセル関数の零点の値に制限されることがなくなる。このため、周辺素子の半径等が特定の値に制限されることがなく、設計自由度を高めることができる。

請求項１２の発明によれば、本発明のドップラー方探装置を用いて方位探知方式を構成するから、例えば受信アンテナの指向性パターンを各方位に走査して、各方位における受信電力の情報から到来信号の到来方位を決定する方位探知方式と比べた場合、方位の情報としてドップラー効果による周波数偏移を用いることができ、伝搬路の時間変動によるフェージングや外来雑音に対する耐性を高めることができる。

以下、本発明の実施の形態によるドップラー方探装置を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

まず、図１ないし図９は第１の実施の形態を示し、図において、１は本実施の形態によるドップラー方探装置で、該ドップラー方探装置１は後述するアンテナ部２、可変リアクタンス制御部８および受信部１３によって大略構成されている。

２は到来信号Ｓaを受信するアンテナ部で、該アンテナ部２は、導電性金属材料からなる円形の接地板３と、該接地板３の中心に配置された中心素子４と、該中心素子４を中心として一定半径の円周上に等間隔に配置された例えば１２個の周辺素子５と、該各周辺素子５に接続された可変リアクタンス回路６とによって構成されている。

ここで、接地板３は、到来信号Ｓaの搬送波Ｓa1（以下、ＣＷ波Ｓa1という）の波長λcに対して例えば０．７６５×λcの半径をもった円盤状に形成されている。また、中心素子４と周辺素子５とは、いずれも接地板３の表面側に垂直に直立した状態で立設され、λc／４の長さ寸法をもったモノポールアンテナによって構成されている。そして、周辺素子５は、後述するように到来信号Ｓaに生じる周波数変調波Ｓa2（以下、ＦＭ波Ｓa2という）の変調指数ｍ_fが０次ベッセル関数Jo(x)の零点に一致するように、中心素子４を中心として例えば０．３８３×λcの半径ｒをもった円周上に配置されている。

また、中心素子４には、図２に示すように、給電ケーブルをなす同軸ケーブル７の中心導体７Ａが接続されると共に、該同軸ケーブル７の外部導体７Ｂは接地板３に接続され、接地板３をグランド電位に保持している。

一方、周辺素子５には、図３に示すように可変リアクタンス回路６が接続され、該可変リアクタンス回路６は、周辺素子５とグランド（接地板３）との間に接続された可変容量ダイオード６Ａと、該可変容量ダイオード６Ａに並列接続された抵抗６Ｂおよびコンデンサ６Ｃとによって構成されている。そして、可変容量ダイオード６Ａのカソードには、抵抗６Ｂを介して後述の可変リアクタンス制御部８から制御信号Ｓ1としての直流電圧が印加される。

このとき、可変容量ダイオード６Ａの容量が直流電圧の値に応じて変化するから、可変リアクタンス回路６は、直流電圧に応じて周辺素子５とグランドとの間のリアクタンス値を可変に設定することができる。このため、可変リアクタンス回路６を制御することによって、各周辺素子５の実効的な電気長を個別に変更することができるから、各周辺素子５は、他の周辺素子５や中心素子４との放射結合の大きさおよび位相を変更することができる。この結果、可変リアクタンス回路６によりリアクタンス値を適当に選択することによって、１２個の周辺素子５のうち実質的に単一の周辺素子５と中心素子４との間で放射結合を生じさせることができる。

８はアンテナ部２に接続された素子切換手段としての可変リアクタンス制御部で、該可変リアクタンス制御部８は、一定周期のパルス信号Ｓ2を発生させるパルス発生器９と、該パルス発生器９からのパルス信号Ｓ2を分周した基準信号Ｓ3を出力する分周器１０と、前記パルス発生器９と分周器１０とからの信号Ｓ2，Ｓ3に基づき可変リアクタンス回路６を制御する可変リアクタンス制御装置１１とによって大略構成されている。また、可変リアクタンス制御装置１１には各可変リアクタンス回路６のリアクタンス値を記憶したリアクタンス値テーブル１２が接続されている。

ここで、パルス発生器９は、例えば角周波数ω_r（例えばω_r＝２π×１ｋＨｚ）に周辺素子５の数ｎ（ｎ＝１２）を掛けた値の角周波数ω0（例えばω0＝２π×１２ｋＨｚ）をもったパルス信号Ｓ2を出力し、分周器１０はパルス信号Ｓ2を１／ｎに分周し、角周波数ω_rの基準信号Ｓ3を出力する。

また、可変リアクタンス制御装置１１は、リアクタンス値テーブル１２に記録されたリアクタンス値に基づき可変リアクタンス回路６に直流電圧からなる制御信号Ｓ1を出力し、可変リアクタンス回路６を制御している。このとき、リアクタンス値テーブル１２には、１２個の周辺素子５のうち実質的に単一の周辺素子５にのみ中心素子４との間の放射結合が生じるようなリアクタンス値が記憶されている。このため、任意の１個の周辺素子５に中心素子４との間の放射結合が生じるときには、残余の周辺素子５に生じる中心素子４との間の放射結合は十分に小さくなる。そして、可変リアクタンス制御装置１１は、パルス発生器９から出力されるパルス信号Ｓ2に同期して制御信号Ｓ1を出力し、パルス発生器９が出力する１パルス毎に、各可変リアクタンス回路６に印加する電圧を接地板３を上方（表面側）からみて反時計回りに１個ずつずらしていく（移動させる）。

これにより、中心素子４との間で放射結合が生じる周辺素子５が円周上を１個ずつ移動する。このとき、周辺素子５の配置は中心素子４に対して回転対称性を有することから、周辺素子５と中心素子４との間の相互インピーダンスは、いずれの周辺素子５についても互いに等しい。

また、可変リアクタンス制御装置１１は、分周器１０からの基準信号Ｓ3に同期して基準となる周辺素子５（例えば磁北側に位置する周辺素子５）を選択し、該周辺素子５を基準にして中心素子４との間で放射結合が行われる周辺素子５を回転移動させる構成となっている。

１３は中心素子４によって受信した到来信号ＳaのＦＭ波Ｓa2を復調し、到来信号Ｓaの到来方位を検出する方位検知手段としての受信部で、該受信部１３は、中心素子４から出力される高周波電流からなる到来信号Ｓaを増幅する増幅器１４と、該増幅器１４から出力された到来信号Ｓaのうち中心周波数成分（ＣＷ波Ｓa1成分）を除去する帯域阻止フィルタ１５と、該帯域阻止フィルタ１５から出力された信号の瞬時周波数に応じた電圧を出力してＦＭ波Ｓa2を復調する周波数弁別器１６と、該周波数弁別器１６から出力されたＦＭ波Ｓa2の復調信号と正弦波発生器１７から出力される基準信号Ｓ3と同期した正弦波信号との位相差Δθを検出する位相差検出回路１８と、該位相差検出回路１８による位相差Δθに対応した到来信号Ｓaの到来方位を表示する表示器１９とによって概略構成されている。

ここで、周波数弁別器１６は、図４に示すように、例えば瞬時周波数に比例した電圧を出力する。また、正弦波発生器１７は、分周期１０に接続され、周辺素子５の切換周期に対応した正弦波からなる正弦波信号を出力している。即ち、例えば分周器１０が出力するパルス（基準信号Ｓ3）の立ち上がり時刻と、正弦波発生器１７が発生する正弦波信号が負から正へ零を横切る時刻とは一致している。このとき、可変リアクタンス制御装置１１は、分周器１０からの基準信号Ｓ3に同期して中心素子４との間で放射結合が生じる周辺素子５を回転移動させるから、正弦波信号は中心素子４との間で放射結合が生じる周辺素子５の移動周期と同期している。

本実施の形態によるドップラー方探装置１は上述の如き構成を有するもので、次にドップラー方探装置１と送信機Ｐとを用いた方位探知方式について図１ないし図６を参照しつつ説明する。なお、中心素子４および各周辺素子５はそれぞれ無指向性で、十分に広帯域なアンテナであるものとする。

まず、中心素子４は、送信機Ｐから送信されたＣＷ波Ｓa1を受信する。このとき、各周辺素子５に接続された可変リアクタンス回路６は可変リアクタンス制御部８によってそれぞれのリアクタンス値が設定されているから、複数の周辺素子５のうち実質的に１個の周辺素子５にのみ中心素子４との放射結合によって高周波電流が誘起される。また、各可変リアクタンス回路６のリアクタンス値は循環的に変更するから、中心素子４との間で放射結合が生じる１個の周辺素子５は循環的に円周上を移動するものとする。

一般に、角周波数ωの電磁波を放射する送信機Ｐが静止しており、受信機Ｑが速度ｖ（ベクトル）で移動するとき、受信機Ｑでの受信波の角周波数は、ドップラー効果による周波数偏移を受ける。このときの角周波数偏移の大きさをΔωとすると、このΔωは以下の数１の式で表すことができる。

但し、数式中の矢印はベクトルを表している。また、ｅ_PQは送信機Ｐから受信機Ｑに向う単位ベクトルを表し、ｃは光速を表すと共に、ａ・ｂはベクトルａとベクトルｂとのスカラー積を表している。

ここで、図５に示すように、周辺素子５が半径ｒの円周上に十分に密な状態で配置されていると考えると、円周上に配置された１２個の周辺素子５が配設順に順次切換って受信を行うから、あたかも受信アンテナ（受信機Ｑ）が半径ｒの円周上を滑らかに移動するものと考えることができる。このとき、中心素子４と放射結合する周辺素子５は、可変リアクタンス制御部８によって、円周上を角周波数ω_rで移動する。

一方、周辺素子５の配列の直径２ｒに対して送信機Ｐは十分に離れているものとする。また、図５に示すように、周辺素子５の配列を含む平面内で中心素子４を原点Ｏとする直交座標系（ｘ，ｙ）および極座標系（Ｒ，θ）を設定する。そして、時刻０において中心素子４と放射結合する周辺素子５がθ＝πの方位に配置され、送信機Ｐがθ＝αの方位に位置するものとする。このとき、中心素子４と放射結合する周辺素子５の速度ｖ（ベクトル）は、直交座標系では以下の数２の式で表すことができる。

なお、添字のｘｙは直交座標系での表現であることを示している。また、送信機Ｐから受信機Ｑに向う単位ベクトルｅ_PQは、図５より以下の数３の式のように表すことができる。

このため、数１から数３により、受信機Ｑにおける受信波の角周波数偏移の大きさは、以下の数４の式で表すことができる。

この数４により、周辺素子５による受信周波数の周波数偏移は、その位相が送信機Ｐの相対方位αに依存する。このため、受信周波数の周波数偏移（ＦＭ波Ｓa2の復調信号）の位相と、中心素子４と放射結合される周辺素子５の制御信号（正弦波信号）の位相とを比較し、その位相差Δθを検出することによって、送信機Ｐからみた受信機Ｑの相対方位を知ることができる（図６参照）。

ここで、中心素子４は、送信機ＰからのＣＷ波Ｓa1を直接受信すると共に、周辺素子５との放射結合によってＣＷ波Ｓa1にドップラー効果による周波数偏移が生じたＦＭ波Ｓa2も一緒に受信する。即ち、中心素子４はＣＷ波Ｓa1とＦＭ波Ｓa2とが混在した到来信号Ｓaを受信するものである。このとき、方位情報を含むＦＭ波Ｓa2を正確に復調するために、ＦＭ波Ｓa2を受信波（到来信号Ｓa）から分離できることが望ましい。

本実施の形態では、ＦＭ波Ｓa2の変調指数ｍ_fを０次ベッセル関数の零点と一致させることによって、ＦＭ波Ｓa2のスペクトルからＣＷ波Ｓa1の成分を除去している。

そこで、次に、中心素子４によって受信される周波数偏移を伴わないＣＷ波Ｓa1と周波数偏移を伴うＦＭ波Ｓa2の変調指数ｍ_fとの関係について図５ないし図９を参照しつつ検討する。

まず、受信機Ｑによって受信される受信波として数５の式に示す周波数変調波ｉ_fを考える。

このとき、変調指数ｍ_fは、最大角周波数偏移をΔωとすると、以下の数６の式で表せる。

一方、数５はベッセル関数を用いて以下の数７の式のように表すことができる。

このとき、変調指数ｍ_fが０次ベッセル関数Jo(x)の零点に一致するように選択すると、数７より、搬送波周波数の成分（右辺第１項）が消去されることが分かる。

ここで、最大周波数偏移Δωは、数４により以下の数８に示す値となる。

このため、数６と数８とにより、変調指数ｍ_fは、以下の数９の式で表すことができる。

ここで、λcは搬送波（ＣＷ波Ｓa1）の周波数に対応した波長である。この結果、周辺素子５を配置する円周の半径ｒとＣＷ波Ｓa1の周波数（波長λc）を適宜設定することによって、ＦＭ波Ｓa2の変調指数ｍ_fを０次ベッセル関数Jo(x)の零点に一致させることができる。

本実施の形態では、半径ｒを搬送波の波長λcの約０．３８３倍（ｒ≒０．３８３×λc）に設定することによって、変調指数ｍ_fを０次ベッセル関数Jo(x)の零点に一致する値（ｍ_f≒２．４）に設定している。この結果、中心素子４から受信された到来信号Ｓaに対して周波数変調されたＦＭ波Ｓa2は、図８に示すように、到来信号Ｓaのうち搬送波となるＣＷ波Ｓa1の周波数成分を持たなくなる。

このとき、中心素子４によって受信した到来信号Ｓa（受信波）のスペクトルは、模式的に図９に示すようになる。図９中で、送信機Ｐから送信されたＣＷ波Ｓa1のスペクトル成分は、搬送波成分（ω＝ω_c）に集中する（図７参照）。

一方、周辺素子５の放射結合によって到来信号Ｓaに生じたＦＭ波Ｓa2のスペクトル成分は、周波数変調の変調指数ｍ_fを０次ベッセル関数Jo(x)の零点に一致する値（ｍ_f＝２．４）に設定されているから、搬送波成分（ω＝ω_c）は非常に小さい。また、変調指数ｍ_fが２．４に設定されているから、周辺素子５からの放射波の殆どのパワーは次数４以下の側波帯成分に分布する。この結果、周辺素子５からの放射波のスペクトル成分は、そのパワーの大部分が１次から４次までの側波帯成分（ω＝ω_ｃ±ｎω_r：但し、ｎ＝１，２，３，４）に分布する。

以上の結果から、ドップラー方探装置１は中心素子４から受信した到来信号ＳaのＦＭ波Ｓa2を周波数復調（ＦＭ復調）するときには、到来信号Ｓaからフィルタ等を用いて搬送波成分（ＣＷ波Ｓa1）をカット（除去）することによって、ＣＷ波Ｓa1の影響を受けずに正確な復調ができるものである。

かくして、本実施の形態では、ドップラー方探装置１を用いることによって、ある時刻においては実質的に１個の周辺素子５とのみ中心素子４を放射結合させることができる。そして、中心素子４と放射結合する周辺素子５は円周上を順次移動するから、中心素子４によって受信する到来信号Ｓaは、実効的なドップラー効果による周波数偏移を伴う。このとき、周波数偏移の周期は中心素子４との間で放射結合が生じる周辺素子５の回転周期に一致すると共に、周波数偏移の位相（復調信号の位相）はドップラー方探装置１から見た送信機Ｐの方位に依存する。この結果、ドップラー方探装置１が送信機ＰからのＣＷ波Ｓa1を受信したときに、中心素子４はＣＷ波Ｓa1と周波数偏移によるＦＭ波Ｓa2とが混合した到来信号Ｓaを受信するから、ＦＭ波Ｓa2を復調した復調信号と、放射結合する周辺素子５の周期（正弦波信号）との位相差Δθを検知することによって、ドップラー方探装置１から送信機Ｐを見たときの方位を知ることができる。

特に、本実施の形態では、複数の周辺素子５は無給電で中心素子４との放射結合によって誘起される電流を用いて中心素子４から受信する到来信号Ｓaに周波数偏移を生じさせる構成としたから、中心素子４は周辺素子５との放射結合を利用してドップラー周波数偏移によるＦＭ波Ｓa2を受信することができ、給電系を中心素子４用の１系統だけ設ければよい。このため、ドップラー方探装置１の構成を簡略化し安価に提供できると共に、消費電力を低減することができる。

また、周辺素子５に誘起された受信電流の受信部１３への取込みは、周辺素子５と中心素子４との空間結合を利用するから、従来技術のように、複数の周辺素子にそれぞれ給電を行って受信するのに比べて、位相調整に要する労力を軽減することができる。

さらに、本実施の形態によるドップラー方探装置１では、周辺素子５のリアクタンス値を変化させることによって、中心素子４と放射結合する周辺素子５を切換える構成としたから、周辺素子５の切換えを電子的に行うことができる。このため、従来技術のように接点を切換えるアンテナ切換器を用いる必要がないから、信頼性、耐久性を高めることができる。

また、複数の周辺素子５は中心素子４を中心とする円周上に等間隔で配置したから、いずれの周辺素子５を中心素子４に放射結合したときでも、各周辺素子５と中心素子４との相互インピーダンスをほぼ同じ値に設定することができる。このため、放射結合する周辺素子５を順次切換えることによって、到来信号Ｓaに対してドップラー効果による周波数偏移を生じさせることができる。

また、中心素子４と複数の周辺素子５とは接地板３に立設されたモノポール素子によって形成したから、例えばダイポール素子を用いた場合に比べて素子の長さ寸法を短くすることができ、装置全体を小型化することができる。

しかも、接地板３と複数の周辺素子５との間にはそれぞれ可変リアクタンス回路６を接続して設け、該可変リアクタンス回路６を用いて周辺素子５と接地板３との間のリアクタンス値を変化させる構成としたから、周辺素子５と接地板３との間のリアクタンス値に応じて周辺素子５の電気長を変化させることができる。これにより、各周辺素子５の電気長をそれぞれ設定し、他の周辺素子５に比べて中心素子４と強く放射結合する周辺素子５を選択することができるから、可変リアクタンス回路６によるリアクタンス値を順次変化させることによって、中心素子４と強く放射結合する周辺素子５を円周に沿って移動させることができ、中心素子４から受信する到来信号Ｓaにドップラー周波数偏移に伴うＦＭ波Ｓa2を生じさせることができる。

また、複数の周辺素子５はドップラー周波数偏移により生じるＦＭ波Ｓa2の変調指数ｍ_fが０次ベッセル関数Jo(x)の零点付近に設定する構成としたから、到来信号ＳaのＦＭ波Ｓa2から到来信号ＳaのＣＷ波Ｓa1と同一の周波数成分（中心周波数成分）を省くことができる。このため、受信部１３は、到来信号Ｓaに対して、例えば帯域阻止フィルタ１５を用いてＣＷ波Ｓa1周辺の周波数成分を抑圧した後に、ＦＭ波Ｓa2を復調することができる。このため、受信部１３は、到来信号ＳaのＣＷ波Ｓa1成分（搬送波成分）に妨げられることなく方位情報を含むＦＭ波Ｓa2を正確に復調することができる。

さらに、受信アンテナの指向性パターンを各方位に走査して、各方位における受信電力の情報から到来信号の到来方位を決定する方位探知方式と比べた場合、方位の情報としてドップラー効果による周波数偏移を用いるから、伝搬路の時間変動によるフェージングや外来雑音に対する耐性を高めることができる。

なお、前記第１の実施の形態では、可変リアクタンス回路６を可変容量ダイオード６Ａを用いて構成するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、たとえば可変リアクタンス回路６をＭＥＭＳデバイスを用いて構成してもよい。この場合、ＭＥＭＳデバイスを用いることによって、例えば数ＧＨｚ等の高周波の到来信号Ｓaに対して損失を低減することができると共に、可変リアクタンス回路６を小型化することができる。

次に、図１０は本発明の第２の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、接地板と複数の周辺素子との間にはそれぞれスイッチング回路を接続して設け、該スイッチング回路を用いて周辺素子と接地板との間を接続または遮断し、他の周辺素子に比べて中心素子と強く放射結合する周辺素子を選択する構成としたことにある。なお、本実施の形態では第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

２１は周辺素子５と接地板３と同電位のグランドとの間に接続されたスイッチング回路で、該スイッチング回路２１は、例えばＭＥＭＳスイッチを用いて形成され、周辺素子５とグランドとの間に接続されたコンデンサ２１Ａと、該コンデンサ２１Ａに並列接続され可変リアクタンス制御部８からの制御信号Ｓ1に応じて開成、閉成されるスイッチ２１Ｂとによって構成されている。そして、スイッチ２１Ｂの開，閉に応じて周辺素子５とグランドとの間のリアクタンス値を可変に設定することができるから、スイッチング回路２１を制御することによって、各周辺素子５の実効的な電気長を個別に変更することができ、各周辺素子５は、他の周辺素子５や中心素子４との放射結合の大きさおよび位相を変更することができる。この結果、スイッチング回路２１の開成、閉成を選択することによって、１２個の周辺素子５のうち単一の周辺素子５と中心素子４との間で放射結合を生じさせることができる。

かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、接地板３と複数の周辺素子５との間にはそれぞれスイッチング回路２１を接続して設けたから、スイッチング回路２１を用いて周辺素子５と接地板３との間の接続、遮断を切換えることによって、周辺素子５の電気長を変化させることができる。これにより、各周辺素子５の電気長をそれぞれ設定することができるから、他の周辺素子５に比べて中心素子４と強く放射結合する単一の周辺素子５を選択することができる。このため、スイッチング回路２１の接続、遮断を順次切換えることによって、中心素子４と強く放射結合する周辺素子５を円周に沿って移動させることができ、中心素子４から受信する到来信号Ｓaにドップラー周波数偏移によるＦＭ波Ｓa2を生じさせることができる。

また、スイッチング回路２１はＭＥＭＳスイッチを用いて構成したから、高周波の到来信号Ｓaに対して損失を低減することができると共に、スイッチング回路２１を小型化することができる。

次に、図１１は本発明の第３の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、受信部は、到来信号のうなり周波数に基いて到来信号の偏移周波数の位相を検出する構成としたことにある。なお、本実施の形態では第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

３１は本実施の形態による方位検出手段としての受信部で、該受信部３１は、第１の実施の形態による受信部１３と同様に、中心素子４によって受信した到来信号ＳaのＦＭ波Ｓa2を復調し、到来信号Ｓaの到来方位を検出する。また、受信部３１は、中心素子４から出力される高周波電流からなる到来信号Ｓaを増幅する増幅器３２と、該増幅器３２から出力された到来信号Ｓaの包絡線検波を行いＣＷ波Ｓa1とＦＭ波Ｓa2との間のうなり周波数（ビート信号Ｓb）を検出する包絡線検波器３３と、該包絡線検波器３３から出力されたビート信号Ｓbの瞬時周波数に応じた電圧を出力してＦＭ波Ｓa2を復調する周波数弁別器３４と、該周波数弁別器３４から出力されたＦＭ波Ｓa2の復調信号と正弦波発生器１７から出力される基準信号Ｓ3と同期した正弦波信号との位相差Δθを検出する位相差検出回路３５と、該位相差検出回路３５による位相差Δθに対応した到来信号Ｓaの到来方位を表示する表示器１９とによって概略構成されている。

ここで、到来信号Ｓaには、中心素子４で直接受信するＣＷ波Ｓa1と周辺素子５との放射結合によって受信するＦＭ波Ｓa2との間でビート（うなり）が生じるから、包絡線検波器３３は、到来信号Ｓaの包絡線検波を行うことによって、到来信号Ｓaに生じたビート信号Ｓbを検出する。このとき、ビート信号Ｓbの角周波数は零と数８で与えられるΔωとの間で正弦波的に振動するから、この周波数偏移の正弦波の角周波数は２ωrとなる。このため、次段の周波数弁別器３４によって、このドップラー偏移分のビート信号Ｓbの周波数に比例した出力を得ることによって、ＦＭ波Ｓa2を復調することができる。

なお、周波数弁別器３４は、第１の実施の形態による周波数弁別器１６とほぼ同様に、例えば瞬時周波数に比例した電圧を出力するものである。

かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、受信部３１は、到来信号Ｓaのうなり周波数に基いて到来信号Ｓaの偏移周波数の位相を検出する構成としたから、うなり周波数（ビート信号Ｓb）を用いて到来信号ＳaのＦＭ波Ｓa2を復調し、到来信号Ｓaの偏移周波数の位相を検出することができる。このため、第１の実施の形態のように、搬送波を抑圧する帯域阻止フィルタを用いる必要がないのに加え、変調指数ｍ_fも０次ベッセル関数Jo(x)の零点の値に制限されることがなくなる。このため、周辺素子５の半径等が特定の値に制限されることがなく、設計自由度を高めることができる。

なお、前記各実施の形態では、中心素子４と周辺素子５とには接地板３に立設されたモノポール素子（モノポールアンテナ）を用いるものとした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば中心素子と周辺素子とにはダイポール素子（ダイポールアンテナ）を用いる構成としてもよい。

また、前記各実施の形態では、１２個の周辺素子５を用いる構成としたが、本発明はこれに限らず、１２個以下の周辺素子を用いる構成としてもよく、１２個以上の周辺素子を用いる構成としてもよい。

さらに、前記各実施の形態による方位探知方式は、ドップラー方探装置１が小型、安価、低消費電力な構成とすることができるから、例えば人、乗物等の相対位置を簡易に検知するシステムに適用することが可能である。

第１の実施の形態によるドップラー方探装置を示すブロック図である。 図１中の中心素子を拡大して示す断面図である。 図１中の周辺素子を拡大して示す断面図である。 図１中の周波数弁別器の瞬時周波数と出力電圧との関係を示す特性線図である。 図１中のアンテナ部を送信機と一緒に示す平面図である。 基準の正弦波信号とＦＭ波の復調信号との関係を示す特性線図である。 ＣＷ波のスペクトルを示す特性線図である。 ＦＭ波のスペクトルを示す特性線図である。 ＣＷ波とＦＭ波のスペクトルを示す特性線図である。 第２の実施の形態による周辺素子を拡大して示す断面図である。 第３実施の形態によるドップラー方探装置を示すブロック図である。

符号の説明

１ ドップラー方探装置
２ アンテナ部
３ 接地板
４ 中心素子
５ 周辺素子
６ 可変リアクタンス回路
８ 可変リアクタンス制御部（素子切換手段）
９ パルス発生器
１０ 分周器
１３，３１ 受信部（方位探知手段）
１５ 帯域阻止フィルタ
１６，３４ 周波数弁別器
１７ 正弦波発生器
１８，３５ 位相差検出回路
２１ スイッチング回路
３３ 包絡線検波器
Ｐ 送信機

Claims (12)

1. 全方位から到来信号を受信する中心素子と、該中心素子を中心とした円周上に設けられた複数の周辺素子と、該複数の周辺素子のうち前記中心素子と放射結合する単一の周辺素子を円周に沿って順次切換え、前記到来信号の周波数に実効的なドップラー偏移を生じさせる素子切換手段と、前記中心素子に接続され前記到来信号の偏移周波数の位相に基いて到来信号の到来方位を検知する方位検知手段とによって構成してなるドップラー方探装置。
2. 前記複数の周辺素子は前記中心素子を中心とする円周上に等間隔で配置してなる請求項１に記載のドップラー方探装置。
3. 前記中心素子と複数の周辺素子とは接地板に立設されたモノポール素子によって形成してなる請求項１または２に記載のドップラー方探装置。
4. 前記複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれスイッチング回路を接続して設け、該スイッチング回路を用いて周辺素子と接地板との間を接続または遮断し、他の周辺素子に比べて前記中心素子に強く放射結合する周辺素子を選択する構成としてなる請求項２または３に記載のドップラー方探装置。
5. 前記スイッチング回路はＭＥＭＳスイッチを用いて構成してなる請求項４に記載のドップラー方探装置。
6. 前記複数の周辺素子と接地板との間にはそれぞれ可変リアクタンス回路を接続して設け、該可変リアクタンス回路を用いて周辺素子と接地板との間のリアクタンス値を変化させ、他の周辺素子に比べて前記中心素子に強く放射結合する周辺素子を選択する構成としてなる請求項２または３に記載のドップラー方探装置。
7. 前記可変リアクタンス回路は可変容量ダイオードを用いて構成してなる請求項６に記載のドップラー方探装置。
8. 前記可変リアクタンス回路はＭＥＭＳデバイスを用いて構成してなる請求項６に記載のドップラー方探装置。
9. 前記複数の周辺素子は、ドップラー周波数偏移により生じる周波数変調の変調指数を０次ベッセル関数の零点付近に設定する構成としてなる請求項１，２，３，４，５，６，７または８に記載のドップラー方探装置。
10. 前記方位検知手段は、前記到来信号の中心周波数を抑圧する帯域阻止フィルタを備える構成としてなる請求項９に記載のドップラー方探装置。
11. 前記方位検知手段は、前記到来信号のうなり周波数に基いて前記到来信号の偏移周波数の位相を検出する構成としてなる請求項１，２，３，４，５，６，７または８に記載のドップラー方探装置。
12. 前記１ないし１１のうちいずれかに記載のドップラー方探装置を用いた方位探知方式。

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