JPH0720583U - 無線方向探知機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電離層じょう乱にもとづく電波を受信した場合
には、受信電波を検波して得られた方位信号は高調波を
含んだ歪波となり、指示方位に誤差を伴う。この歪を除
去するには、各種のろ波器を用いるが、いろいろな不都
合が生じる。本考案はこのようなろ波器を用いることな
く、安定なドプラ式無線方向探知機を提供する。 【構成】本考案は円周上に等間隔に多数の無指向性アン
テナを配置し、これを順次切替走査受信して、受信信号
の位相変化成分を抽出して得た方位信号と、別に設けた
内部発信器により作ったサイン波（又はコサイン波）と
の積をとって、その結果を整数周期積算して方位信号の
基本波成分のみを抽出して、方位を指示する構成とし
た。

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この考案は電波の到来方位を測定するためのドプラ式無線方向探知機に関する ものである。

〔従来の技術〕 よく知られている如く、電波は地平面に対して水平に伝播する地表波伝播と、 大気上空に存在するイオン化大気層、いわゆる電離層に反射しながら伝播する電 離層伝播が存在する。

このような時々刻々に変化する電離層じょう乱にもとづく電波を受信した場合 には、受信電波を検波して得られた方位信号は高調波を含んだ歪波となり、この ため指示方位に誤差を伴う。

この歪を除去するためには、普通は低域ろ波器（ＬＰＦ）又は帯域通過ろ波器 （ＢＰＦ）を用いてその基本波を抽出すればよいのであるが、基本波成分のＳ／ Ｎ比をよくするために帯域の狭いろ波器を用いる場合、つまりろ波器のカットオ フ周波数が、希望信号の周波数に近い場合などろ波器の応答特性が悪くなったり 、あるいは温度によるカットオフ周波数の変動により、前記方位信号の位相が変 化して方位誤差を生ずるなどの不都合があった。

〔考案が解決しようとする課題〕 本考案はこのようなろ波器を用いることなく、極めて狭いろ波器を通したのと 同様な効果を得るようにすることにより、上記の不都合を解消した安定なドプラ 式無線方向探知機を提供することを課題とするものである。

〔課題を解決するための手段〕 本考案は受信検波して得られた歪のある方位信号と、別に設けたサイン波（又 はコサイン波）との積をとり、その結果を整数周期に渡って積算して高調波成分 を取り除き、歪波の中から基本波成分のみを抽出し、これをもって方位を指示す ることにより誤差の少ない安定な方位表示を可能にしたものである。

〔実施例〕 本考案は円周上に等間隔に多数の無指向性アンテナを配置し、これを順次切替 走査受信して、受信信号の位相変化成分を抽出して得た方位信号と、別に設けた 内部発振器により作ったサイン波（又はコサイン波）との積をとって、その結果 を整数周期間積算して方位信号の基本波成分のみを抽出して、方位を指示する静 止形ドプラ無線方向探知機に関するものである。

以下図面により詳細に説明する。

第２図（イ）の如く同一特性を有する多数の無指向性アンテナＡ１〜Ａｎを円 周上に等間隔に配置して、これを第１図の３に示すように、アンテナの中央に設 けたアンテナ切替走査回路に導き、これを順次切替え走査して受信機に接続して 受信信号を得ると、電波が地平面に対して水平に伝播すると仮定すれば、受信信 号の位相成分φｎは、電波到来方向とアンテナの相対位置に従って下記の第（１ ）式の如く表わされ、方位信号は第２図（ロ）のような正弦波的階段状に変化す る波形となる。

ここで、 とおく、このｍは変調指数と呼ばれるもので、得られた方位信号の振幅そのも のである。

したがって、この受信信号を増幅検波すると第２図（ロ）のようなＳＩＮ波状 に振幅の変化する方位信号が得られるので、基準点Ｎからこの方位信号の最大振 幅点（又は零クロス点ｔ１、あるいはｔ２を求め、これに９０°を加算又は減算 する）まで計数すると電波の到来方向を測定することができることは特公昭５６ −３５８２８により公知のことである。

アンテナ近傍の近接じょう乱物体の影響や電離層のじょう乱等により前記方位 信号の波形に大きな歪を伴うことがある。

つまり各アンテナに誘起する電圧の位相が、アンテナ配列に応じた位相変化（ ＳＩＮ波状変化）とならず不規則な変化となり、その結果検波した方位信号は高 調波を含んだ第２図（ハ）の実線の階段波のような波形となる。これをそのまま 方位指示に用いると大きな誤差を生じて方向探知がなりたたなくなる。

そのためこの基本波をとり出して、方位を指示させれば誤差を軽減出来るので あるが、〔従来の技術〕の項で述べたような不具合が生じる。

本考案は独特の技術により、これを可能にしたものである。

今、変数ｔの凾数ｙ（ｔ）がＴとなる周期をもった歪波の場合、つまりｙ（ｔ ＋Ｔ）＝ｙ（ｔ）なる関係にあれば、フーリエ級数の展開式により ただし、 したがって、凾数ｙ（ｔ）、つまり、高調波を含んだ方位信号（方位信号の角 周波数をωｔとする）と、ＳＩＮ波信号（ＳＩＮωｔ）との積をとり、０から２ πまで積算、すなわち第（１）式の両辺にＳＩＮωｔを掛算して前述の積算を行 うと次式の如くなる。

今、計算の都合上θｎ＝０と仮定する（θｎ＝０としても一般性を失うことは ない）。

ここで第（３）式の第１項は また、第２項は となり、結局、歪を受けた方位信号ｙ（ｔ）の基本波成分のみ残り、他の高調 波による成分はすべて零となる。

このように方位信号にＳＩＮ波を掛けて、これを整数周期に渡って積算して出 力を取り出せば、等価的に狭いろ波器により基本波を取り出したのと等価な動作 を行ったことになる。

第１図は本考案の１実施例を示す系統図、第２図（イ）はアンテナ配置を示す 説明図、（ロ）および（ハ）は検波して得た方位信号の波形を示す図、第３図〜 第５図は本発明に用いた各回路の実施例を示す図、第６図および第７図は動作波 形図である。

第１図において、１は中心に補助アンテナＡ０を、また、円周上に等間隔に無 指向性アンテナＡ１〜Ａｎを配置したアンテナ群である。

２はアンテナ走査基準信号発生回路でクロックパルスを発生し、これを分周し て各目的周期パルスを発生する。

３は上記のアンテナ群の中心に設けた各アンテナ素子を切替えるためのアンテ ナ切替走査回路で、特願５７−２２７４７にて公知の如く、ダイオードに流れる 電流を制御して各アンテナ出力を順次切換えて、その出力を受信機４に接続する 。

４は１つの周波数調整用ツマミを操作することにより、両チャンネル共に受信 周波数を同時に調整出来るような主受信機、従受信機により構成された２チャン ネル受信機で、補助アンテナＡ０の出力を一方のチャンネルに、アンテナ切替回 路出力を他方のチャンネルに接続して、それぞれ増幅する。

５はＦＭ成分除去回路と周波数弁別回路よりなる方位信号検出回路で、主及び 従受信機からの出力をそれぞれ周波数変換し、その出力を混合回路により更に周 波数変換して、周波数変化を伴う受信電波の変調成分を除去して、アンテナ切替 にもとづくドプラ効果による成分のみを含んだ信号とする。

このＦＭ成分除去回路の目的は、周波数変調を受けた電波を受信すると、アン テナ切替走査による方位信号に、もともと電波に附与されている大きな変調波成 分が重畳して到来電波の方位が定まらなくなるので、ＦＭ成分除去回路を通し、 もともと電波に付与されている変調波成分を除去して安定な方位を指示させるた めに用いるのであって、受信電波がＦＭ変調を受けていない場合でもこの回路を 通すことによって、不都合を生ずることなく、目的のアンテナ切替走査による方 位信号成分のみを取出すことが出来るのである。

次に、ＦＭ成分除去回路の出力を周波数弁別回路例えばディスクリ又はＰＬＬ 等のような回路を通して、前記アンテナ切換走査によって生じたドプラ効果によ る方位信号を検出する。

６は周波数補正回路で、周波数に比例してその振幅が増加（前述の が増加する）する方位信号、すなわち、方位信号検出回路５の出力を入力として 受信周波数信号Ｆ１（複数ビットで構成されたバイナリディジタル信号）によっ て周波数が低くなると、周波数補正回路６の増幅度を上げ方位信号出力第６図ａ が周波数に無関係に常に一定の値となるように動作する。

なお、第６図の方位信号ａは第２図（ロ）の信号と同じであるが、簡単のため 階段的変化を省略しその平均のＳＩＮ波で表わしてあり、しかも、周波数補正回 路を通したことにより受信周波数に無関係に一定振幅の信号である。第３図には 説明のための一般的なデジタル・アナログ変換（ＤＡＣ）用の回路例を、また、 第４図に周波数補正回路の１実施例を示す。

第３図に於て、６１は例えばＡＤ７５２３ＪのようなマルチプライングＤＡＣ 用ＩＣで、６２は二入力を持つオペレーショナルアンプである。

第４図のＤＡＣ用ＩＣ６１のデータ入力端子Ｔ１に、複数ビット（例えば８ビ ットあるいは１２ビット等）のＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を加え、基準入力端子Ｔ ２（ＶＲＥＦ）に、アナログ基準電圧Ｆ２を加えると、端子Ｔ３（ＲＦ）には入 力Ｆ１と入力Ｆ２の積Ｆ３が出力するように動作するので、Ｆ１が増加すれば出 力Ｆ３も増加し、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の間には次の関係がある。

Ｆ１×Ｆ２＝Ｆ３ ………（４） したがって、周波数補正回路の１実施例第４図のような接続とし、入力Ｔ１に は複数ビットの受信周波数ディジタル信号Ｆ１を入力し、端子Ｔ３には、受信周 波数によって振幅の変化する方位信号、つまり方位信号検出回路５の出力を加え ると、端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は上記の第（４）式より となる。

Ｆ１は受信周波数に比例するＤＩＧＩＴＡＬ信号であるから、比例常数をｋと すれば、 Ｆ１＝ｋｆ として表わされる。

また、端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受信周波数に比例して振輻が 変化するから、比例定数をｋ′とすれば、 Ｆ３＝ｋ′ｆ として表わされ、 となり、端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一定の方位信号が得られるこ とになる。

なお、周波数信号Ｆ１の反対極性の信号Ｆ１が得られる場合には、第３図の接 続とし、端子Ｔ２に方位信号検出回路５の出力を加えれば、端子Ｔ３には周波数 に無関係に常に一定な振幅の方位信号が得られる。

７はオペアンプとダイオードで構成した両波整流回路で、周波数補正回路６の 出力、第６図のａを、ｂのような両波整流信号とすると同時に、ｃのような方位 信号ａと周期の一致した矩形波を発生する。

８は位相比較回路で、第５図において内部信号発生器８１と掛算器８２，半導 体スイッチ８３，ＡＤＣ（アナログ・ディジタル変換器＝ＡＮＡＬＯＧ ＴＯ ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）８４，ラッチ回路８５，エクスクルーシ ブオアゲート（ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ ＯＲ ＧＡＴＥ）８６より構成されている 。

前述の通り、検波した方位信号ａから電波到来方位を求めるためには、方位信 号の最大振幅点を求め（又は０クロス点を求め、これに９０°を加算又は減算し て方位とする）、電波の到来方位とすれば良いのであるが、前述したように、方 向信号は各種のじょう乱による歪を受けると同時に雑音を含んでいるので、平均 化の必要がある。

そのため内部信号発生回路８１を設けて、ＳＩＮ ＲＯＭ により方位信号と 同一周期のＳＩＮ波の両波整流波、第６図のｅを作り、この信号と方位信号ｂと を掛算し、その出力ｊの波形を整数周期について積分して基本波成分の位相を求 めて平均処理を行う。

この結果により、前記内部信号発生回路出力の位相を制御してより正確で安定 な方位を求めることが出来るのである。

また、方位信号は、いつも第６図のａのような比較的きれいなＳＩＮ波である とは限らず、電波の状況によって複雑な形の波形となり、雑音や高次高調波を含 むようになる。

しかし、前述のように、方位信号に高調波（例えば、３次高調波，５次高調波 等）が存在すれば高調波成分による位相成分が出力に重畳してくるので、方位誤 差を生じることになる。

このため前述のように、内部信号をＳＩＮ ＲＯＭ によりＳＩＮ波として方 位信号と掛算すれば、方位信号の方が高調波を含んだ波形であっても基本波以外 の周波数成分については前述の通り掛算した結果の平均値は０となるので、方位 誤差に対する影響はなくなり、正しい方位を指示することができるのである。

第５図は本発明の位相比較回路の１実施例を示す図である。

８１１はプリセッタブルアップ ダウンバイナリカウンタで、複数ビットから なるプリセット端子にプリセット入力Ｆ４を与えてアンテナ基準信号発生回路２ より与えられたクロックＣＬＫによりダウン計数し、出力側に複数ビットのカウ ンタ出力が得られる。

８１２はＲＯＭ（ＲＥＡＤ ＯＮＬＹ ＭＥＭＯＲＹ）で、ＳＩＮ波の半周期 又は１周期分が記憶されており、ＳＩＮ Ｒ０Ｍの入力側にプリセッタブルアッ プダウンバイナリカウンタ８Ｉ２の出力でアドレスし内部に記憶してあるＳＩＮ 波ｅの変化をするディジタル信号が得られる。

８２は第３図のようなＤＡＣ用ＩＣと、オペアンプで構成した掛算回路で、一 方の入力端子に前記ＳＩＮ波のディジタル信号を与えて、他方の入力端子に前述 した方位信号の両波整流波ｂを加えて、両入力の掛算を行い、第６図のｊのよう なアナログ出力を作り、これを半導体スイッチ８３を通してＡＤＣ８４に入力す る。

ＡＤＣ８４はＳＣ（スタートコンバージョン）信号の立上りで変換を開始し、 変換終了時にＥＯＣ（エンド オブ コンバージョン）信号を発生し、この信号 により半導体スイッチを導通させて掛算回路出力第６図のｊをＡＤＣの入力端子 に加える。

前記ＳＣは円周上に配置したアンテナを順次切替えて１回転する時間を また、アンテナの数をｎとすれば、 の周期のパルスを用いる。

つまり、第２図（ロ）の方位信号の振幅の変化が急峻でない平坦部分の値をＡ Ｄ変換するのである。

なお、ＡＤ変換が開始されると同時にＥＯＣ信号が“Ｌ”になり、半導体スイ ッチ８３を断として変換中にはデータが変化しないようにする。

ＡＤ変換された複数ビットの出力は、ラッチ回路８５にラッチした後、つぎの 回路に転送される。

８６はエクスクルーシブオアゲート（ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ ＯＲ ＧＡＴＥ） で、方位信号ｂと同期した矩形波ｃと、内部信号の最上ビット、つまりプリセツ タブルアップダウンカウンタ８１１の最上ビット出力ｄを入力して、第６図のｋ の極性信号を出力し、前述のラッチ回路８５の出力と一緒に次のディジタル平均 回路９に転送する。

９はメモリを持った例えばＣＰＵ等によるディジタル平均回路で、位相比較回 路８の出力を入力として極性信号ｋに応じて第６図のｊの波形の面積を積算平均 する。

この平均結果を一時的に平均回路内のメモリに記憶して、これを前記位相比較 回路のプリセツタブルアップダウンバイナリカウンタ８１１のプリセツト入力Ｆ ４として加え、プリセツタブルアップダウンバイナリカウンタの出力信号の位相 を進め又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に９０゜になるようにじょ じょに位相を動かし、最終的にｊの波形が対称、つまり１周期の積算結果が０に なる迄制御し安定する。

プリセットした数値は前述のように一時的にメモリに積算記憶してあるので、 その総和は内部信号の位相制御量つまり基準Ｎからの電波の到来方位となる。

これを表示器１０に転送し適当な表示周期に従って表示せしめるのである。

次に総合動作を説明する。

アンテナＡ１〜Ａｎで受信した出力は、アンテナ走査基準信号発生回路２より 得られた切替信号によりアンテナ切替走査回路３で各アンテナを順次に切替えて ２チヤンネル受信機４の一方のＲＦ入力へ、また、補助アンテナＡ０の出力は他 方のＲＦ入力端子にそれぞれ加えて増幅し、そのＩＦ出力を方位信号検出回路５ の入力にそれぞれ加える。

２つのＩＦ入力を周波数変換し電波に付与されている周波数変調成分を除去し 、アンテナ回転による変調成分のみとした後周波数弁別回路により方位信号を抽 出する。この信号は周波数に比例してその振幅が増加するので、次の周波数補正 回路６を通して周波数情報Ｆ１により周波数に無関係に常に一定振幅の出力が得 られる。この信号の一部を増幅して第６図のｃの矩形波信号とし、また、他の一 部を両波整流回路７により両波整流した第６図のｂの方位信号とともに、位相比 較回路８に加える。

この方位信号ｂとプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ８１１および ＳＩＮ ＲＯＭ ８１２で得られた第６図のｅのＳＩＮ波信号を掛算回路８２に より掛算すれば、第６図のｊのようなアナログ積出力が得られる。

このプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ８１１のプリセット入力に は次のディジタル平均回路より必要な数値Ｆ４がプリセットされ、内部信号出力 の位相を前後に進み遅れするように制御する。

掛算回路８２の出力はＡＤＣ回路８４によりディジタル値として前述した極性 信号（第６図のｋ）ともに、平均回路に加えて極性信号の符号に従って、１周期 又は数周期間積算し平均する。

今、第６図のｊのＩ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶの各区間の面積をＩ＝Ａ１，ＩＩ＝ Ａ２，ＩＩＩ＝Ａ１，ＩＶ＝Ａ２とすれば、各区間の面積を極性信号ｋに応じて 和と差を取れば、 Ｉ＋ＩＩ＋ＩＩＩ＋ＩＶ＝２（Ａ１−Ａ２） ……（７） Ｉ−ＩＩ＋ＩＩＩ−ＩＶ＝２（Ａ１＋Ａ２） ……（８） となり、第（７）式は第６図のｊの面積の差、すなわち、位相誤差成分であり 、第（８）式は面積の総和、つまり、平均の振幅値となるのである。

したがって、方位信号（ａ−Ｖ）と内部信号（ｅ−Ｖ）が完全に９０°位相 差の時には、面積Ａ１とＡ２は等しいので第（７）式の結果は零となり、内部信 号の位相も、その点で安定化し、基準Ｎからの位相はθ０となる。

ここで、方位信号が（ａ−Ｕ）のように変化した瞬間には内部信号ｄ，ｅの位 相は末だ制御されていないので、元のまま、つまり、（ｄ−Ｖ），（ｅ−Ｖ）で あるから、掛算回路８２の出力は方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ−Ｖ）との 積になるので、ｆのような信号となり、エクスクルーシブオアゲートの出力、つ まり、（ｃ−Ｕ）と（ｄ−Ｖ）との積はｇのようになる。

また、方位信号が（ａ−Ｗ）のように変化した場合には、方位が変化した瞬 間には、前述の理由により掛算回路の出力及びエクスクルーシブオアゲートの出 力はｆ，ｉのようになる。

この出力を次の平均回路９により１周期又は数周期間積算し、基本波成分を抽 出しこれを平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）の場合にはｆの信号を積算するので 、その平均値は（−）となり、また、方位信号が（ａ−Ｗ）の場合には、ｈの信 号を積算するので、その平均値は（＋）となる。

この平均値を前述したプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタのプリセ ット入力端子に加え、基準Ｎの時点でプリセットして分周を行うと、その出力の 位相はプリセット値分だけ前後に変化する。

第７図はプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタのプリセット入力とカ ウンタ出力の関係を示す説明図である。図中、（１）はプリセッタブルアップダ ウンバイナリカウンタの出力の総和を示し、最大点がカウンタが最大になったこ とを示しておりカウンタの総和が順次減少し最小点でカウンタの内容が０になっ たことを、また、図中、（２）（４）はカウンタの最大ビット出力を示している 。

今、方位信号が第６図の（ａ−Ｖ）の状態で内部信号が前記方位信号と、丁度 、９０°位相差（ｅ−Ｖ）に制御されていたとすると、Ｎの時点で平均回路９で 積算した結果によりプリセットする数値Ｆ４をθ０としてプリセットすれば、プ リセットバイナリーカウンタの最大出力ビットの波形は第７図の（２）のように なる。

次に、方位信号が第６図の（ａ−Ｕ）のように変化したとすれば、内部信号（ ｅ−Ｖ）は末だ制御されていないので、方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ−Ｖ ）の積出力及びエクスクルーシブオアゲート８６の出力、つまり、第６図のｃと ｄの積出力である極性信号はそれぞれｆ，ｇとなり、ｆの面積をｇの極性信号に 応じて積算し平均すると結局（−）分が残るので、これを前述のメモリに積算し 、この合計のθ１をプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタにＮの時点で プリセットを行う。

その結果、カウンタの出力は第７図の（１）の曲線Ｕのようになり、カウンタ の最大出力ビットは第７図の（３）のように位相が徐々に遅れて、最終的には、 第６図のｄ−Ｕ，ｅ−Ｕ，ｊ−Ｕ，ｋ−Ｕとなり、最初の時点よりΔθだけ位相 が遅れて基準Ｎよりθ１の点で安定する。

次に、方位信号が（ａ−Ｗ）となった時は、同様動作によりΔθだけ位相が進 み基準Ｎからθ２の点で安定する。

このように、内部信号ｄ，ｅの位相は方位信号の位相に追随することになり、 プリセット値Ｆ４の総和が到来電波の方位となる。

また、第１図の６以降の信号処理を特別の関数発生器を用いてアナログ的に行 うことも可能であるが、デジタル化した上でデジタルマイクロコンピュータ等を 用いて行うのが実際的である。

以上説明したように、本考案によれば、受信検波した方位信号が近接物体のじ ょう乱や、電離層じょう乱等によって波形歪が生じても、内部発振器と同期した ＳＩＮ波をＲＯＭにより作って、これと前記方位信号との積をとり、整数周期に わたって積算し、前記方位信号の高周波歪を除去し、基本波成分のみ抽出し、等 価的に狭いろ波器を通したのと等価な動作をさせて、高周波歪の影響による誤差 を除去した精度の高いドプラ式無線方向探知機を実現することができるのである 。

【図面の簡単な説明】

図面は実施例を示し、第１図は系統図、第２図（イ）は
アンテナの配置例の平面図、第２図（ロ）・（ハ）は方
位信号の波形図、第３図〜５図は具体回路例のブロック
図、第６図・第７図は動作波形図である。 １：アンテナ群 ２：アンテナ走査基準信号発生回路 ３：アンテナ切替走査回路 ４：受信機 ５：方位信号検出回路 ６：周波数補正回路 ７：両波整流回路 ８：位相比較回路 ９：ディジタル平均回路 １０：位相指示器 Ｆ１：受信周波数デジタル信号 Ｆ２：ＡＤＣ用ＩＣの端子の信号 Ｆ３：ＡＤＣ用ＩＣの端子の信号 Ｆ４：プリセッタブルアップダウンカウンタ ８１１へのプリセット数値 Ｄ：アンテナ直径 Ｎ：基準（真北）

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. １垂直無指向性アンテナを円周上に等間隔に配置し、こ
   れを順次切替走査して電波を受信し受信信号の位相変化
   により電波の到来方向を検出する静止形ドプラ方式無線
   方向探知機に於て、受信検波して得た方位信号と、内部
   発振器より得たサイン波（又はコサイン波）との積を得
   る手段と、この出力を整数周期積算して高調波歪を完全
   に除去し、基本波成分のみを抽出する手段とを有しこの
   基本波成分により電波の到来方位を表示し、電波がじょ
   う乱を受けたり電離層のじょう乱によるフエージング等
   の影響により、受信検波した方位信号の波形に高調波歪
   を伴った場合でも高調波歪を除去して正しい方位を表示
   することを特長とした無線方向探知機。