JPH0349075B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は円周上に等間隔に多数の無指向性アン
テナを配置し、これを順次切替走査して得た受信
信号の位相変化成分を抽出して、電波の到来方向
静止形ドツプラ方式による無線方向探知方法に、
地平面に対する垂直面内における電波の到来角度
を測定する機能を付加する方法およびその方法を
実施する装置に関するものである。

〔従来の技術〕

静止形ドツプラ方式の方向探知方法としては、
その実施装置により説明すると、 第１図イの如く同一特性を有する多数の無指向
性アンテナA₁〜A_oを円周上に等間隔に配置して、
アンテナの中央に設けたアンテナ切替走査回路に
導き、これを順次切替え走査して受信機に接続す
る。

しかるとき電波が地平面に対して水平に伝播す
ると仮定すれば、受信信号の位相成分φ_oは電波
の到来方向とアンテナの相対位置に従つて第(1)式
の如く表わされ、第１図ハのような正弦波的階段
状に変化することになる。

φ_o＝πD／λ・cos（nα−θ） …(1) Ｄ：アンテナ直径 λ：受信電波の波長 α：隣同志のアンテナ間の角度 θ：基準Ｎに対する到来電波の角度 ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ） ここでｍ＝πD／λとおき、このｍは変調指数と呼 ばれるもので得られた方位信号の振幅そのもので
ある。

従つて、この受信信号を増幅検波すると第１図
ハのような方位信号が得られるので、基準点Ｎか
らこの方位信号の最大振幅点（又は零ククロス点
t₁、あるいはt₂を求め、これに90゜を加算又は減算
する）迄計数すると電波の到来方向を測定するこ
とがてきるようにしたものが、特公昭56−
35828・特開昭56−137169などにり開示されてい
る。

また、地平面に対する垂直面内における電波の
到来角度、いわゆる入射角を抑角または俯角によ
り測定する方法としては、従来、インタヘフエロ
メータ方式によるもの、つまり、直線上に間隔配
置した複数のアンテナにより電波の受信して得ら
れる各受信信号の受信位相の変化により入射角を
検出する方法などが周知である。

そして、上記の入射角と電離層の高さとにもと
づいてアンテナから受信電波の発射地点までの距
離を算定し、この距離値と無線方向探知によつて
得られた方位値とにより電波の発射地点を知るす
ることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような静止形ドツプラ方式の無線方向探
知方法を用いた装置は、既に広く普及しており、
こうした装置を設置した電波監視施設において
も、上記の入射角を測定するとともに、測定した
入射角にもとづいて電波の発射地点を知ることが
できるように設備することが望まれている。

そこで、上記のようなインタフエロメータ方式
のものを新たに増設することなく、既設の静止形
ドツプラ方式の無線方向探知施設を用いて上記の
入射角および発射地点までの距離を測定し得るも
のが提供されれば設備投資を軽減でき、至極、便
利である。

また、新規の施設の場合にも比較的安価な投資
で済ませられるという利点がある。

このため、そうした測定方法をどのように構成
して提供するか、という課題がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、 こうした静止形ドツプラ方式の無線方向探知方
法により得られる方位信号に含まれる電波の到来
方向に関連付けられてSIN波状に変化する成分、
つまり、SIN波状変化成分をもつ信号を方位信号
として得ることにより、この方位信号にもとづい
て電波の到来方向を探知する無線方向探知方法で
あつて、 上記の方位信号に含まれるSIN波状変化成分の
振幅を計測した値を計測振幅値のM′として得る
振幅計測と、 電波が地平面を伝播して到来した場合に得られ
るべき前記計測振幅値に相当する振幅値（以下、
相当振幅値という）のＭを作成する相当振幅値作
成と、 上記の計測振幅値のM′と相当振幅値のＭとに
より、 M′／Ｍ＝cosβの関係式にもとづいて、地平面に垂 直な面内における前記電波の到来角度の値βを得
る垂直面内到来角測定と を設ける方法と、その方法を具体化する装置とを
提供することにより、上記の課題における入射角
を得るため課題を解決し得るようにしたものであ
る。

〔実施例〕

以下、実施例を図面により説明する。

第１図ロにおいて、 もし、抑角βをもつて上空より到来する電波を
直径Ｄなる円周上に無指向性アンテナを配置した
第１図イのアンテナ群によつて電波を受信する
と、電波の到来方向における第(1)式のアンテナ直
系Ｄは、見掛上、小さくなり、従つて、φnも小
さくなるので、第１図ハの方位信号の振幅ｍも、
それに応じて小さくなる。

すなわち第１図ロに於て、電波が水平面に対し
てβなる角度をもつて到来すると、電波の波面が
A₄アンテナに到達してから180゜反対方向にある
A_o-2アンテナに到達する迄の距離、すなわち実
効アンテナ直径D′は D′＝Ｄ・cosβ …(2) となりcosβに比例して減少することになる。

従つて仰角を持つて受信された電波のドプラ効
果によつて生ずる位相変化φ′_oは φ′_o＝（π／λD′）・cos（nα−θ）＝（π／λ・Ｄ
・cosβ）・cos（nα−θ）＝ｍ・cosβ・cos（nα−θ
）…(3) (3)式に於ける変調指数m′は m′＝ｍ・cosβ …(4) となり電波の仰角βの余弦に比例して変調指数
m′が小さくなり、従つて位相変化φ′_oも小さくな
るので第１図ハの方位信号の振幅も小さくなる。

従つて仰角零、すなわち地表波の電波を受信し
た時の方位信号の振幅ｍを求めてこれを基準値と
してメモリに記憶しておき、仰角βで到来した電
波の方位信号の振幅すなわちm′を測定すれば第
(4)式より電波の仰角βを求めることが出来るので
ある。

つまり、電波が地平面を伝播して到来した場合
に得られるべき振幅ｍと、実際に測定して得られ
る振幅m′とによる三角函数にもとづいて、地平
面と垂直な面内における電波の到来角度βを求め
るわけである。

次に上で求めた仰角により電波発射点を推定す
る原理について説明する。第２図は到来電波の仰
角βと電離層の高さｈによつて距離を推定する原
理図である。

円弧Ｐは地球地面、Ｏは地球の中心点、ｒは地
球の半径、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、Ｑ
はＳとＲの円弧の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、
ｈは電離層の高さ、βは到来電波の大地に対する
仰角（入射角）であつて、電波がＳ点から発射さ
れて電離層高さＨの点で反射してＲ点で受信した
様子を示している。電離層反射波がＲ点に於て仰
角０で受信される時の電離層高さはH₀であり、
電離層高さが高くなつてＨになると電波の仰角は
βとなる。

従つて電離層反射波の仰角β，電離層の高さ
ｈ，電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点
０から見た角度Ｙとの間には、第(5)式のような関
係が存在するのでこれを変形し第(6)式のような関
係が得られる。

SIN（90゜＋β）／ｒ＋ｈ＝SIN（90゜−β−Ｙ／２）
／ｒ…(5) cosβ／ｒ＋ｈ＝cos（β＋Ｙ／２）／ｒ cos（β＋Ｖ／２）＝ｒ／ｒ＋ｈcosβ β＋Ｙ／２＝cos^-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕 Ｙ＝2cos^-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕−2β …(6) 更に円弧の長さＱとＳとＲをはさむ角Ｙとの間
には次の関係がある。

Ｑ＝Ｙ／2π・2πr＝Yr ＝２｛cos^-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕−β｝ｒ …(7) ｒは地球の半径で約6378Km（理科年表による）、
ｈは測定地点で実測された電離層の高さで既知の
値であるからβを求めれば、電波発射点迄の距離
Ｑを求めることが出来るのである。

つまり、地平面と垂直な面内における電波の到
来角度βと、地球半径ｒと、電離層の高さｈとに
よる三角函数にもとづいて、電波の発射点までの
距離Ｑを求めるわけである。

次に、本発明の実施装置について、実施例を説
明する。

第３図は本発明の実施装置の構成を示す系統図
である。第４図はDAC（DIGITAL TO
ANALOG CONVERTER）の回路例を、第５
図は本発明による周波数補正回路の１実施例を示
す。第６図は第３図に示す位相比較回路８の詳細
を示す図、第７図、第８図は各部の動作波形図を
示す。第９図は電離層高さ300Kmで反射した電波
の各仰角に対する方位信号の振幅m′と電波発射
源迄の距離を計算したデータ値とこのデータ値を
メモリに記憶するためのメモリ配置を示す図であ
る。

第３図に於て１は中心に補助アンテナA₀を、
又円周上に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを
配置したアンテナ群である。２は基準信号発生回
路でクロツクパルスを発生し、これを分周して各
目的の周期のパルスを発生する。

３は前記アンテナ群の中心に設けた各アンテナ
素子を切替えるためのアンテナ切替走査回路で特
願57−227474にて公知の如くダイオードに流れる
電流を制御して各アンテナ出力を順次切替えてそ
の出力を受信機４に接続する。４は一つの周波数
調整用ツマミを操作することにより、両チヤンネ
ル共に受信周波数を同時に調整出来るような主受
信機、従受信機により構成された２チヤンネル受
信機で補助アンテナA₀の出力を一方のチヤンネ
ルに、アンテナ切替回路出力を他方のチヤンネル
に接続しそれぞれ増幅する。

５はFM成分除去回路と周波数弁別回路よりな
る方位信号検出回路で、主及び従受信機からの出
力をそれぞれ周波数変換し、その出力を混合回路
により更に周波数変換して周波数変化を伴う受信
電波の変調成分を除去して、アンテナ切替にもと
ずくドプラ効果による成分のみを含んだ信号とす
る。

このFM成分除去回路の目的は、周波数変調を
受けた電波を受信するとアンテナ切替走査による
方位信号に、もともと電波に附与されている大き
な変調波が重畳して到来電波の方位が定まらなく
なるので、FM成分除去回路を通して安定な方位
を指示させるために用いるのであつて、受信電波
がFM変調を受けていない場合でもこの回路を通
すことによつて、不都合を生ずることなく目的の
アンテナ切替走査による信号成分のみを取出すこ
とが出来るのである。

次にFM成分除去回路の出力を周波数弁別回
路、例えばデイスクリ又はPLL等のような回路
を通して、前記アンテナ切替走査によつて生じた
ドプラ効果による方位信号を検出する。

６は周波数補正回路で、周波数に逆比例してそ
の振幅が増加する方位信号、すなわち方位信号検
出回路５の出力を入力として受信周波数信号F1
（複数ビツトで構成されたバイナリデイジタル信
号）によつて周波数が低くなると、周波数補正回
路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが周波数に無
関係に常に一定の値となるように動作する。

この周波数補正回路６による補正は、上記の第
(1)式により説明したように、受信電波の波長λが
大きくなると、つまり、周波数が低くなると、そ
れに比例して変調指数ｍ（方位信号の振幅）が逆
に小さくなるため、入射角βによつて小さくなつ
た量のほかに、周波数によつて小さくなつた量が
加わるから、広い周波数帯にわたつて方向探知を
行う場合には、このままでは、上記の第(4)式の条
件が成立しなくなつてしまうので、これを救済す
るために設けるたものである。

なお第７図ａの方位信号は第１図ハの信号と同
じであるが簡単のため階段的変化を省略し、その
平均のSIN波で表わしてあり、しかも周波数補正
回路を通したことにより周波数に無関係に一定振
幅の信号である。第４図には説明のための一般的
なDAC用の回路例を、又第５図に本発明による
周波数補正回路の１実施例を示す。

図に於て６１は例えばAD7523Jのようなマル
チプライングDAC用ICで、６２は二入力を持つ
オペレーシヨナルアンプである。第４図のDAC
用IC６１のデータ入力端子Ｔ１に複数ビツト
（例えば８ビツトあるいは12ビツト等）の
DIGITAL信号Ｆ１を加え、基準入力端子Ｔ２
（VREF）にアナログ基準電圧Ｆ２を加えると端
子Ｔ３（RF）には入力Ｆ１と入力Ｆ２の積Ｆ３
が出力するように動作するのでＦ１が増加すれば
出力Ｆ３も増加し、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の間には次
の関係がある。

F1×F2＝F3 …(8) 従つて、第５図のように、入力Ｔ１には複数ビ
ツトの受信周波数DIGITAL信号Ｆ１を入力し、
端子Ｔ３には受信周波数によつて振幅の変化する
方位信号、つまり方位信号検出回路５の出力を加
えると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は(8)式より F2＝F3／F1 となる。Ｆ１は受信周波数に比例するDIGITAL
信号であるから、比例常数をｋとすればF1＝kf
と表わされる。

又端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受
信周波数に比例して振幅が変化するから比例常数
をk′とすればF3＝k′fと表わされ、 F2＝F3／F1＝k′f／kf＝k′／ｋ（一定常数） となり端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一
定の方位信号が得られることになる。

なお周波数信号Ｆ１の反対極性の信号１が得
られる場合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方
位信号検出回路５の出力を加えれば端子Ｔ３には
周波数に無関係に常に一定な振幅の方位信号が得
られる。

７はオペアンプとダイオードで構成した両波整
流回路で周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂ
のような両波整流信号とすると同時に、ｃのよう
な方位信号ａと周期の一致した矩形波を発生す
る。

８は位相比較回路で第６図のように内部信号発
生器８１と掛算器８２、半導体スイツチ８３、
ADC（ANALOG TO DIGITAL
CONVERTER）８４、ラツチ回路８５、
EXCLUSIVE OR GATE８６より構成されてい
る。前述してある通り検波した方位信号ａから電
波到来方位を求めるためには、方位信号の最大振
幅点を求め（又は０クロス点を求めこれに90゜を
加算又は減算して方位とする）電波の到来方位と
すれば良いのであるが、第２図のように、電離層
反射して伝播してくるような遠方の電波の場合に
は、方位信号には雑音信号が多く含まれ、そのま
までは、方位が変動して測定が困難になりやす
い。

そのため内部信号発生回路を設けて方位信号と
同一周期のSIN波の両波整流波第７図ｅを作り、
この信号と方位信号ｂとを掛算しその出力ｊの波
形の面積を求めて平均処理を行い、この結果によ
り前記内部信号発生回路出力の位相を制御してよ
り正確で安定な方位を求めることが出来るのであ
る。

又、方位信号はいつも第７図ａのような比較的
きれいなSIN波であるとは限らず電波の状況によ
つて複雑な形の波形となり高次高調波を含むよう
になると、もし内部信号として矩形波を用いると
両信号の高調波（例えば３次高調波、５次高調波
等）同志の位相差成分が出力に重畳してくるの
で、内部信号がSIN波（基本波）の時に対して方
位誤差を生ずることになる。このため前述のよう
に、二つの信号の一方、つまり内部信号をSIN
ROMによりSIN波として方位信号と掛算すれば
方位信号の方が高調波を含んだ波形であつても基
本波以外の周波数成分については掛算した結果の
平均値は０となるので、方位誤差に対する影響は
なくなり正しい方位を指示することが出来るので
ある。

第６図は本発明の位相比較回路の一実施例を示
す。

８１１プリセツタブルアツプダウンバイナリカ
ウンタで複数ビツトからなるプリセツト端子にプ
リセツト入力Ｆ４を与えてアンテナ基準信号発生
回路２より与えられたクロツクCLKによりダウ
ン計数し、出力側に複数ビツトのカウンタ出力が
得られる。

８１２はROM（READ ONLY MEMORY）
でSIN波の半周期又は１周期分が記憶されてお
り、SIN ROMの入力側にプリセツタブルアツプ
ダウンバイナリカウンタ８１２の出力でアドレス
Ｌ内部に記憶してあるSIN波ｅの変化をする
DIGITAL信号が得られる。

８２は第４図のようなDAC用ICとオペアンプ
で構成した掛算回路で、一方の入力端子に前記
SIN波のDIGITAL信号を与えて、他方の入力端
子に前述した方位信号の両波整流波ｂを加えて両
入力の掛算を行い、第７図ｊのようなアナログ出
力を作り、これを半導体スイツチ８３を通して
ADC８４に入力する。ADC８４はSC（スタート
コンバージヨン）信号の立上りで変換を開始し、
変換終了時にEOC（エンド オブ コンバージヨ
ン）信号を発生し、この信号により半導体スイツ
チを導通させて掛算回路出力第７図ｊをADCの
入力端子に加える。前記SCは円周上に配置した
アンテナを順次切替えて１回転する時間をＴ＝
１／fa（fa：アンテナ１回転の周波数）、アンテナの 数をｎとすればＴ／ｎ＝１／nfaの周期のパルスを用い る。

つまり第１図ハの方位信号の振幅の変化が急峻
でない平坦部分の値をAD変換するのである。な
おAD変換が開始されると同時にEOC信号が
“Ｌ”になり、半導体スイツチ８３を断として変
換中にはデーターが変化しないようにする。AD
変換された複数ビツトの出力はラツチ回路８５に
ラツチした後次の回路に転送される。

８６はEXCLUSIVE OR GATEで方位信号ｂ
と同期した矩形波ｃと内部信号の最上ビツト、つ
まりプリセツタブルアツプダウンカウンタ８１１
の最上ビツト出力ｄを入力として、第７図ｋの極
性信号を出力し、前述のラツチ回路８５の出力と
一諸に次のDIGITAL平均回路９に転送する。

９はメモリを持つたDIGITAL平均回路で、８
の位相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応
じて第７図ｊの波形の面積を積算平均する。この
平均結果を１次的に平均回路内のメモリに記憶し
て、これを前記位相比較回路のプリセツタブルア
ツプダウンバイナリカウンタ８１１のプリセツト
入力Ｆ４として加え、プリセツタブルアツプダウ
ンバイナリカウンタの出力信号の位相を進め又は
遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に90゜
になるようにじよじよ位相を動かし、最終的にｊ
の波形が対称、つまり１周期の積算結果が０にな
る迄制御し安定する。

プリセツトした数値は前述のように１次的にメ
モリに積算記憶してあるので、その総和は内部信
号の位相制御量つまり基準Ｎからの電波の到来方
位となる。これを表示部１２に転送し適当な表示
周期に従つて表示せしめるのである。１１は振幅
比較器、１０はメモリで電波の仰角に対する振幅
ｍ，m′及び電波発射源迄の距離Ｑのデータを記
憶する。受信した電波の方位信号の振幅m′を測
定し、メモリに記憶してあるｍとにより仰角βの
大きさをその都度計算して求めるのは計算装置を
必要としたり又計算に時間がかかるなど実際的で
ない。又仰角βと基準の振幅ｍと測定した振幅
m′とには第(4)式の関係があるのは前述の通りで
あるが、電離層の高さそのものが大きな広がりを
持つたものであり、又その状態は常に変化してい
るものであるからβをあまりこまかく求めて見て
も意味がないので数度おきに求めるのが実際的で
ある。

従つて仰角０度の時の振幅値ｍをある値、例え
ば2560mV（10進）と定めるとｒは既知であるか
ら本発明の実施例ではｈをある値、例えば300Km
として角βに対する振幅m′及び距離Ｑを計算す
ると第９図のデータ値が得られるので、これを前
記メモリ１０に第９図メモリ配置に示したように
各アドレスごとに記憶しておく。

電波を測定し方位信号が得られるとその方位信
号の振幅m′と、第９図のメモリ配置に従つてメ
モリ１０に記憶されたm′を順次振幅比較回路に
読出して電波を受信して得られた方位信号の振幅
m′と比較してその値が一致又は一番近い時のβ
及びＱが電離層高さが300Kmの時の仰角及び電波
発射源迄の距離である。例を示せば今電波を受信
した時の方位信号の振幅が2557mVだつたとすれ
ば、第９図のデータ値のm′の値を順々に比較す
ると２番目のm′＝2558mVに最も近いのでこの時
の仰角及び距離はβ＝0002度、Ｑ＝3838Kmとなり
これを読出し次の表示器１２に転送し、電波の到
来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に瞬間
的に表示せしめるのである。

次に総合動作を説明する。

アンテナA₁〜A_oで受信した出力は、アンテナ
走査基準信号発生回路２より得られた切替信号に
よりアンテナ切替走査回路３で各アンテナを順次
に切替えて２チヤンネル受信機４の一方のRF入
力へ、又補助アンテナA₀の出力は他方のRF入力
端子にそれぞれ加えて増幅し、そのIF出力を方
位信号検出回路５の入力にそれぞれ加える。

二つのIF入力を周波数変換し電波に与えられ
ている周波数変調成分を除去し、アンテナ回転に
よる変調成分のみとした後周波数弁別回路により
方位信号を抽出する。

この信号は周波数に比例してその振幅が増加す
るので、次の周波数補正回路６を通して周波数情
報Ｆ１により周波数に無関係に常に一定振幅の出
力が得られる。この信号の一部を増幅して第７図
ｃの矩形波信号とし又他の一部を両波整流回路７
により両波整流した第７図ｂの方位信号と共に位
相比較回路８に加える。

この方位信号ｂとプリセツタブルアツプダウン
バイナリカウンタ８１１、およびSINROM８１
２で得られた第７図ｅの信号を掛算回路８２によ
り掛算すれば第７図ｊのようなアナログ積出力が
得られる。

このプリセツタブルアツプダウンバイナリカウ
ンタのプリセツト入力には次のDIGITAL平均回
路より必要な数値Ｆ４がプリセツトされ、内部信
号出力の位相を前後に進み遅れするように制御す
る。

掛算回路８２の出力はADC回路８４により
DIGITAL値として前述した極性信号第７図ｋと
共に平均回路に加えて極性信号の符号に従つて、
１周期又は数周期間積算し平均する。

今、第７図ｊの，，，の各区間の面積
を＝A₁，＝A₂，＝A₁，＝A₂とすれば、
各区間の面積を極性信号ｋに応じて和と差を取れ
ば ＋＋＋＝２（A₁−A₂） …(9) −＋−＝２（A₁−A₂） …(10) となり(9)式は第７図ｊの面積の差すなわち位相誤
差成分であり、(10)式は面積の総和つまり平均の振
幅値となるのである。

従つて方位信号（ａ−Ｖ）と内部信号（ｅ−
Ｖ）が完全に90゜位相差の時には、面積A₁とA₂は
等しいので(9)式の結果は零となり、内部信号の位
相もその点で安定化し基準Ｎからの位相θ₀とな
る。

ここで方位信号が（ａ−Ｕ）のように変化した
瞬間には内部信号ｄ，ｅの位相は末だ制御されて
いないので、元のままつまり（ｄ−Ｖ），（ｅ−
Ｖ）であるから掛算回路８２の出力は方位信号
（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ−Ｖ）との積であるか
らｆのような信号となり、EXCLUSIVE OR
GATEの出力つまり（ｃ−Ｕ）と（ｄ−Ｖ）と
の積はｇのようになる。又方位信号が（ａ−Ｗ）
のように変化した場合には方位が変化した瞬間に
は前述の理由により掛算回路の出力及び
EXCLUSIVE OR GATEの出力はｈ，ｉのよう
になる。

この出力を次の平均回路９により１周期又は数
周期間積算し、平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）
の場合にはｆの信号を積算するのでその平均値は
（−）となり又方位信号が（ａ−Ｗ）の場合には
ｈの信号を積算するのでその平均値は（＋）とな
る。

この平均値を前述したプリセツタブルアツプダ
ウンバイナリカウンタのプリセツト入力端子に加
え、基準Ｎの時点でプリセツトして分周を行う
と、その出力の位相はプリセツト値分だけ前後に
変化する。

第８図はプリセツタブルアツプダウンバイナリ
カウンタのプリセツト入力とカウンタ出力の関係
を示す説明図である。１はプリセツタブルアツプ
ダウンバイナリカウンタの出力の総和を示し、最
大点がカウンタが最大になつたことを示しており
カウンタの総和が順次減少し最小点でカウンタの
内容が０になつたことを、又２〜４はカウンタの
最大ビツト出力を示している。

今方位信号が第７図ａ−Ｖの状態で内部信号が
前記方位信号と丁度90゜位相差ｅ−Ｖに制御され
ていたとするとＮの時点で平均回路９で積算した
結果によりプリセツトする数値Ｆ４をθ₀としてプ
リセツトすればプリセツトバイナリーカウンタの
最大出力ビツトの波形は第８図２のようになる。

次に方位信号が第７図ａ−Ｕのように変化した
とすれば、内部信号（ｅ−Ｖ）は末だ制御されて
いないので、方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ
−Ｖ）の積出力及びEXCLUSIVE OR GATE８
６の出力、つまり第７図のｃとｄの積出力である
極性信号はそれぞれｆ，ｇとなり、ｆの面積をｇ
の極性信号に応じて積算し平均すると結局（−）
分が残るので、これを前述のメモリに積算しこの
合計のθ₁をプリセツタブルアツプダウンバイナリ
カウンタにＮの時点でプリセツトを行う。その結
果カウンタの出力は第８図１の曲線Ｕのようにな
りカウンタの最大出力ビツトは、第８図３のよう
に位相がじよじよに遅れて最終的には第７図ｄ−
Ｕ，ｅ−Ｕ，ｊ−Ｕ，ｋ−Ｕとなり、最初の時点
よりΔθだけ位相が遅れ基準Ｎよりθ₁の点で安定
する。

次に方位信号がａ−Ｗとなつた時は同様動作に
よりΔθだけ位相が進み基準Ｎからθ₂の点で安定
する。このように内部信号ｄ，ｅの位相は方位信
号の位相に追髄することになり、プリセツト値Ｆ
４の総和が到来電波の方位となる。

電波の到来方位が求められると次の時点で前述
の(10)式の積算、つまり区間〜の総和を求める
方位信号の振幅m′を求める。このm′を前述した
ようにメモリ１０の内容と比較してその値が一致
又は１番近い値の時の仰角、電波発射源迄の距離
を読出し方位指示器１２により瞬間的に方位仰角
距離を表示するのである。

普通電離層の高さは送信機から持続時間の短い
インパルス波を一定間隔（例えば１／50（SEC））
で垂直上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離
層反射波との時間差をオシロスコープで測定する
のが普通であるが、この値は電離層の平均値であ
る。電離層の幅は一般的には100Km以上にもおよ
ぶ比較的広い幅を持ちこれが時々刻々と変化する
ものである。従つて電離層の高さをあまりこまか
く区切つて測定することは無意味である。

電離層の高さは並通100Km〜500Kmと言われてい
るので、100Km単位で測定しても充分であるから
地上から500Km位迄の間を100Km単位で区切り、そ
れぞれの電離層について計算した第９図のデータ
値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０
に記憶させ必要な電離層高さを入力して、その電
離層高さに相当する記憶回路の内容を検索照合し
読み出して指示させるのが実際的である。

具体的にはアンテナの近傍から小型発振器によ
り電波を発射して受信し、その時の方位信号の振
幅を基準値ｍつまり本実施例では2560mVに合せ
るだけでよく調整も極めて簡単である。なおこの
基準値ｍはADC８４が飽和しない範囲で自由に
選定出来る。

又第３図の６以降の信号処理を特別の関数発生
器を用いてアナログ的に行うことも可能である
が、デジタル化した上でデジタルマイクロコンピ
ユータ等を用いて行うのが実際的である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、以上のように、 静止形ドツプラ方式の無線方向探知方法を用い
るものにおいて、 ａ 予め地平面に水平に電波が伝播してきた場合
の方位信号に含まれるSIN波状変化成分の振幅
を知つておき、方位信号の振幅値を計測する機
能と演算機能を付加するだけで、電波の入射角
を測定できるようになる。

さらに、必要に応じて、上記により得られた
入射角にもとづいて電波の発射地点までの距離
を演算し得るので、測定方法がきわめて簡単で
ある。

ｂ 方位信号に含まれるSIN波状変化成分の振幅
値に対応して入射角を記憶したメモリを設ける
だけで、演算機能が不要なごく簡単な構成のも
のを提供できる。

ｃ 広い周波数の電波を方向探知するものでは、
方位信号の振幅を周波数に逆比例して大きくす
る機能を設けるだけで、入射角の精度を確保し
得るものを提供できる。

などの特長がある。

【図面の簡単な説明】

第１図イはアンテナの配置を示す図、ロは仰角
βで電波が到来する様子を示す図、ハはアンテナ
を切替受信して生じた位相変化成分を示す波形図
である。第２図は電離層反射による電波の仰角の
説明図、第３図は本発明の１実施例を示す系統
図、第４図はDAC（DIGITAL TO ANALOG
CONVERTER）の回路例を、第５図は本発明に
よる周波数補正回路の１実施例を示す。第６図は
位相比較回路の詳細説明図、第７図、第８図は各
部の動作波形図を示す。第９図は仰角に対する振
幅m′及び電波発射源迄の距離を計算したデータ
値とこの結果を記憶回路に記憶させるためのアド
レス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発
生回路、３：アンテナ切替走査回路、４：受信
機、５：方位信号検出回路、６：周波数補正回
路、７：両波整流回路、８：位相比較回路、９：
DIGITAL平均回路、１０：記憶回路、１１：振
幅比較回路、１２：方位指示器、Ｆ１：受信周波
数デジタル信号、Ｆ２：ADC用ICの端子の信
号、Ｆ３：ADC用ICの端子の信号、Ｆ４：プ
リセツタブルアツプダウンカウンタ８１１へのプ
リセツト数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準（真
北）、D′：実効アンテナ直径、β：到来電波の大
地に対する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約
6387Km）、Ｏ：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、
Ｓ：電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射
点Ｓと電波受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、
Ｑ：円弧Ｓ・Ｒの距離、ｍ：変調指数。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 円周上に等間隔配置した無指向性アンテナを
   順次に切替えて走査しながら電波を受信して受信
   信号を得るとともに、前記切替えによつて生じた
   前記受信信号中の位相変化により前記電波の到来
   方向に関連づけられてSIN波状に変化する成分
   （以下、SIN波状変化成分という）をもつ信号を
   方位信号として得ることにより、前記方位信号に
   もとづいて前記電波の到来方向を探知する無線方
   向探知方法であつて、 ａ 前記方位信号に含まれる前記SIN波状変化成
   分の振幅を計測した値を計測振幅値のM′とし
   て得る振幅計測と、 ｂ 前記電波が地平面を伝播して到来した場合に
   得られるべき前記計測振幅値に相当する振幅値
   （以下、相当振幅値という）のＭを作成する相
   当振幅作成と、 ｃ 前記計測振幅値のM′と前記相当振幅値のＭ
   とにより、 M′／Ｍ＝cosβの関係式にもとづいて、前記地平面 に垂直な面内における前記電波の到来角度の値β
   を得る垂直面内到来角測定と を具備することを特徴とする方法。 ２ 円周上に等間隔配置した無指向性アンテナを
   順次に切替えて走査しながら電波を受信して受信
   信号を得るとともに、前記切替えによつて生じた
   前記受信信号中の位相変化により前記電波の到来
   方向に関連づけられてSIN波状に変化する成分
   （以下、SIN波状変化成分という）をもつ信号を
   方位信号として得ることにより、前記方位信号に
   もとづいて前記電波の到来方向を探知する無線方
   向探知機（以下、装置という）であつて、 ａ 前記方位信号に含まれる前記SIN波状変化成
   分の振幅を計測した計測振幅値の信号を計測振
   幅信号として得る振幅計測手段と、 ｂ 前記電波が地平面に垂直な面内（以下、垂直
   面内という）における所定の角度βにより到来
   した場合に得られるべき前記計測振幅値の
   M′を、前記電波が地平面を伝播して到来した
   場合に得られるべき前記計測振幅値のＭと前記
   角度βとにより、 M′／Ｍ＝cosβの関係式にもとづいて、予め求め たM′の値（以下、相当振幅値という）の各値
   と、前記角度βの値（以下、対応角度値とい
   う）の各値とを対応させて記憶する振幅対応角
   度記憶手段と、 ｃ 前記計測振幅値信号にもとづいて得られる読
   出信号によつて、前記記憶した前記計測振幅値
   のM′に相当する前記相当振幅値の部分の記憶
   内容を読み出すことにより、前記計測振幅値の
   M′に対応する前記対応角度値の信号を計測読
   出信号として得る計測角度読出手段と、 ｄ 前記計測読出信号にもとづいて、前記垂直面
   内における前記電波の到来角度（以下、入射角
   という）を表示する入射角表示手段と を具備することを特徴とする装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の装置であつて、
   前記振幅計測手段が、 ａ 前記方位信号を前記電波の周波数にもとづい
   て得られる信号によつて処理することにより、
   前記入射角を一定とした場合における前記SIN
   波状変化成分の振幅が前記周波数によつて変化
   する量を補正して得た信号を補正方位信号とし
   て得る振幅補正手段と、 ｂ 前記SIN状変化成分と同一の周期のSIN波状
   の信号を内部信号として得る内部信号手段と、 ｃ 前記補正方位信号にもとづいて得られる信号
   と前記内部信号にもとづく信号とを掛算して得
   られる正負の極性をもつ信号を掛算極性信号と
   して得る掛算手段と、 ｄ 前記周期の１周期分または複数周期分に対応
   する前記掛算極性信号を記憶しておくための記
   憶手段と、 ｅ 前記記憶した前記掛算極性信号の振幅値を前
   記極性にもとづく和により積算して得られる信
   号にもとづいて前記内部信号の最大振幅点と前
   記SIN波状変化成分の最小振幅点とを一致させ
   るための制御を行う位相制御手段と、 ｆ 前記一致が得られた時点における前記記憶し
   た前記掛算極性信号の振幅値の前記１周期に対
   応する分を前記極性にもとづく差により積算し
   て得られる信号にもとづいて、前記計測振幅値
   信号を得る振幅算定手段と を具備することを特徴とする装置。