JPH02167486A - 無線方向距離探知方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は円周上に間隔配置した無指向性アンテナを順次
に切替えて走査しながら電波を受信することにより得ら
れる受信信号中の前記切替えにより生ずる位相変化の位
相差を検出した信号にもとづいて方位信号を得る無線方
向探知方法、つまり、いわゆる静止形ドツプラ方式の無
線方向探知方法に、地平面に対する垂直面内における電
波の到来角度を測定する機能とアンテナの設置位置から
電波の発射点までの距離を計測する機能とを付加する方
法およびその方法を実施する装置に関するものである。

〔従来の技術〕

静止形ドツプラ方式の方向探知方法としては、その実施
装置により説明すると、 第１図（イ）の如く同−砦性を有する多数の無指向性ア
ンテナＡＩ−ＡＨを円周上に等間隔に配置して、−　　
　　アンテナの中央に設け たアンテナ切替走査回路に導き、これを順次切替え走査
して受信機に接続する。

しかるとき電波が地平面に対して水平に伝播すると仮定
すれば、受信信号の位相成分φ□は電波の到来方向とア
ンテナの相対位置に従って第（１）式の如く表わされ、
第１図（ハ）のような正弦波的階段状に変化することに
なる。

πＤ φＦ下・ｃｔｌｓ（ｎα−θ）　　　　・・・・・・・
・・・・・（１）Ｄ＝アンテナ直径 λ：受信電波の波長 α：隣同志のアンテナ間の角度 θ：基準Ｎに対する到来電波の角度 ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ） 一πＤ ここでｍ　−７とおき、とのｍは変調指数と呼ばれるも
ので得られた方位信号の振幅そのものである。

従って、この受信信号を増幅検波すると第１図←）のよ
うな方位信号が得られるので、基準点Ｎからこの方位信
号の最大振幅点（又は零クロス点ｔ１、あるいはｔ２を
求め、これに９０’を加算又は減算する）迄計数すると
電波の到来方向を測定することがてきるようにしたもの
が、特公昭５６−３５８２８・特開昭５６−１３７１６
９などにり開示されている。

また、地平面に対する垂直面内における電波の到来角度
、いわゆる入射角を仰角または俯角により測定する方法
としては、従来、インクへフェロメータ方式によるもの
、つまり、直線上に間隔配置した複数のアンテナにより
電波の受信して得られる各受信信号の受信位相の変化に
より入射角を検出する方法などが周知である。

そして、上記の入射角と電離層の高さとにもとづいてア
ンテナから受信電波の発射地点までの距離を算定し、こ
の距離値と無線方向探知によって得られた方位値とによ
り電波の発射地点を知るすることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような静止形ドツプラ方式の無線方向探知方法を
用いた装置は、既に広く普及しており、こうした装置を
設置した電波監視施設においても、上記の入射角を測定
するとともに、測定した入射角にもとづいて電波の発射
地点を知ることができるように設備することが望まれて
いる。

そこで、上記のようなインタフェロメータ方式のものを
新たに増設することなく、既設の静止形ドツプラ方式の
無線方向探知施設を用いて上記の入射角および発射地点
までの距離を測定し得るものが提供されれば設備投資を
軽減でき、至極、便利である。

また、新規の施設の場合にも比較的安価な投資で済ませ
られるという利点がある。

このため、そうした測定方法をどのように構成して提供
するか、という課題がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、 こうした静止形ドツプラ方式の無線方向探知方法の測定
により得られた方位信号に含まれるＳＩＮ波状変化成分
の振幅を計測した値を計測振幅値として得る振幅計測と
、 電波が地平面を伝播して到来した場合に得られるべき上
記の計測振幅値に相当する振幅値（以下、相当振幅値と
いう）を作成する相当振幅値作成と、上記の計測振幅値
と相当振幅値とによる三角函数にもとづいて地平面に垂
直な面内における電波の到来角度、つまり、到来入射角
を測定する垂直面内到来角測定と 電離層の高さの値と、前記到来入射角の値と、地球半径
とによる三角函数にもとづいて前記無指向性アンテナの
設置地点から前記電波の発射点までの距離を算定する発
射点演算と を設ける方法とその方法を具体化した装置を提供するこ
とにより上記の課題を解決し得るようにしたものである
。

〔実施例〕

以下、実施例を図面により説明する。

第１図１０）において、もし、仰角βもって上空より到
来する電波を、直径りなる円周上に無指向性アンテナを
配置した第１図１イ１のアンテナ群によって電波を受信
したとすると、電波の到来方向における第１１１式のア
ンテナ直径りは、見掛上、小さくなり、従って、Ｉｎも
小さくなるので、第１図（ハ）の方位信号の振幅ｍも、
それに応じて小さくなる。

すなわち第１図（ロ）に於て、電波が水平面に対してβ
なる角度をもって到来すると、電波の波面がＡ４アンテ
ナに到達してから１８００反対方向にあるＡｎ−２アン
テナに到達する迄の距離、すなわち実効アンテナ直径Ｄ
′は Ｄ’　＝　Ｄ−ａ＝β ・・・・・・・・・・・・（２） となシ■βに比例して減少することになる。

従って仰角を持って受信された電波のドプラ効果によっ
て生ずる位相変化輪は φ士＝（７Ｄ’）・■（ｎα−θ） ＝（）・Ｄ−■β）・■（ｎα−θ） ＝ｍ一部β・傷（ｎα−θ）　　　　　・・・・・・・
・・・・・（３）ｍ’＝ｍ−乾β　　　　　　　　　　
　・・・曲曲・（４）となりｔ波の仰角βの余弦に比例
して変調指数ｍ′が小さくなり１従って位相変化へも小
さくなるので第１図そ→の方位信号の振幅も小さくなる
。

従って仰角零、すなわち地表波の電波を受信した時の方
位信号の振幅用を求めてこれを基準値としてメモリに記
憶しておき、仰角βで到来した電波の方位信号の振幅す
なわちｍ′を測定すれば第（４１式より電波の仰角βを
求めることが出来るのである。

つまり、電波が地平面を伝播して到来した場合に得られ
るべき振幅ｍと、実際に測定して得られる振１１１１ｒ
ｍ’とによる三角函数にもとづいて、地平面と垂直な面
内における電波の到来角度βを求めるわけである。

（３）式に於ける変調指数ｍ′は 次に上で求めた仰角によシミ波発射点を推定する原理に
ついて説明する。第２図は到来電波の仰角βと電離層の
高さｈによって距離を推定する原理図である。

円弧Ｐは地球表面、０は地球の中心点、ｒは地球の半径
、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、ＱはＳとＲの円弧
の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、ｈは電離層の高さ、β
は到来電波の大地に対する仰角（入射角）であって、電
波が８点から発射されて電離層高さＨの点で反射してＲ
点で受信した様子を示している。電離層反射波がＲ点に
於て仰角Ｏで受信される時の電離層高さはＨｏであう、
電離層高さが高くなってＨになると電波の仰角はβとな
る。

従って電離層反射波の仰角β、電離層の高さり。

電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点０から見た
角度Ｙとの間には、第（５）式のような関係が存在する
のでこれを変形し第（６）式のよう々関係力（得られる
。

ａｌｌＩ（β＋２　）＝ＦＴＫ　ａｌＩｓββ＋￥＝ｃ
ｍ　”　［（２）β］ ２　　　７千１ Ｙ　＝　２ａｘ−”　（Ｔ四ｃｃｓ　ｆｉ　〕２β・・
・・・・・・・・・・（６） 更に円弧の長さＱとＳとＲをはさむ角Ｙとの間には次の
関係がある。

Ｑ　＝Ｔ−−２ｘｒ　＝Ｙｒ ＝２（ｃｏｓ−”（≠１−〕−β）ｒ ・・・・・・・・・・・・（７） ｒは地球の半径で約６３７８　ｂ　（理科年表による）
、ｈＦｉ測定地点で実測された電離層の高さで既知の値
であるからβを求めれば、電波発射点迄の距離Ｑを求め
ることが出来るのである。

つまり、地平面と垂直な面内における電波の到来角度β
と、地球半径ｒと、電離層の高さｈとによる三角函数に
もとづいて、電波の発射点までの距離Ｑを求めるわけで
ある。

次に、本発明の実施装置について、実施例を説明する。

第３図は上記の測定方法を具体化した実施装置を示す系
統図である。第４図はＤＡＣ（ＤＩＧＩＴＡＬ　Ｔ。

ＡＮＡＬＯＧ　ＣＯ出弔ＲＴＥＲ）の回路例を、第５図
は本発明による周波数補正回路の１実施例を示す０第６
図は第３図に示す位相比較回路８の詳細を示す図、第７
図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図は電離層
高さ３００　Ｋｍで反射した電波の各仰角に対する方位
信号の振幅ｍ′と電波発躬源迄の距離を計算したデータ
値とこのデータ値をメモリに記憶するためのメモリ配置
を示す図である。

第３図に於て１は中心に補助アンテナＡｏを、又円周上
に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを配置したアンテ
ナ群である。２は基準信号発生回路でクロックパルスを
発生し、これを分周して各目的の周期のパルスを発生す
る。

３は前記アンテナ群の中心に設けた厳冬アンテナ素子を
切替えるためのアンテナ切替走査回路で特願５７−２２
７４７４にて公知の如くダイオードに流れる電流を制御
して各アンテナ出力を順次切替えてその出力を受信機４
に接続する。４は一つの周波数ツマミを操作することに
よシ、両チャンネル共に受信周波数を同時に調整出来る
ような主受信機、従受信機によう構成された２チャンネ
ル受信機で補助アンテナＡｏの出力を一方のチャンネル
に、アンテナ切替回路出力を他方のチャンネルに接続し
それぞれ増幅する。

５はＦＭ成分除去回路と周波数弁別回路よりなる方位信
号検出回路で、主及び従受信機からの出力をそれぞれ周
波数変換し、その出力を混合回路にニジ更に周波数変換
して周波数変化を伴う受信電波の変調成分を除去して、
アンテナ切替にもとすくドブン効果による成分のみを含
んだ信号とする。

このＦＭ成分除去回路の目的は、周波数変調を受けた電
波を受信するとアンテナ切替走査による方位信号に、も
ともと電波に附与されている大きな変調波が重畳して到
来電波の方位が定壕らなくなるので、ＦＭ成分除去回路
を通して安定な方位を指示させるために用いるのであっ
て、受信電波がＦＭ変調を受けていない場合でもこの回
路を通すことによって、不都合を生ずることなく目的の
アンテナ切替走査による信号成分のみを取出すことが出
来るのである。

次にＦＭ成分除去回路の出力を周波数弁別回路、例えば
ディスクリ又はＰＬＬ等のような回路を通して、前記ア
ンテナ切替走査によって生じたドプラ振幅が均加する方
位信号、すなわち方位信号検出回路５の出力を入力とし
て受傷周波数係号Ｆｉ　（複数ビットで構成されたバイ
ナリディジタル信号）によって周波数が低くなると、周
波数補正回路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが周波数
に無関係に一定の値となるように動作する。

この周波数補正回路６による補正は、上記の第ｆｉ＋式
により説明したように、受信電波の波長λが大きくなる
と、つまり、周波数が低くなると、それに比例して変調
指数ｍ（方位信号の振幅）が逆に小さくなるため、入射
角βによって小さくなった量のほかに、周波数によって
小さくなった量が加わるから、広い周波数帯にわたって
方向探知を行う場合には、そのままでは、上記の第（４
）式の条件が成立しなくなってしまうので、これを救済
するために設けるたものである。

なお第７図ａの方位信号は第１図ｅ→の信号と同じであ
るが簡単のため階段的変化を省略し、その平均のＳＩＮ
波で表わしてあシ、シかも周波数補正回路を通したこと
によう周波数に無関係に一定振幅の信号でちる。第４図
には説明のための一般的なりＡＣ用の回路例を、又第５
図に本発明による周波数補正回路の一実施例を示す。

図に於て６１は例えばＡＤ７５２３Ｊのよう々マルチプ
ライングＤＡＣ用ＩＣで、６２は二人力を持つオペレー
ショナルアンプである。第４図のＤＡＣ用Ｉｃ、１のデ
ータ入力端子Ｔ１に複数ビット（例えば８ピツトあるい
は１２ビツト等）のＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を加信号差
１入力端子Ｔ２ｆｆＲＥＦ）にアナログ基準電圧Ｆ２を
加えると端子Ｔ３（ＲＦ）には入力Ｆ１と入力Ｆ２の積
Ｆ３が出力するように動作するのでＦｌが増加すれば出
力Ｆ３も増加し、Ｆｌ、Ｆ２．Ｆ３の間には次の関係力
；ある。

ＦＩＸＦ２＝Ｆ３　　　　　　　　　　　・・・・・・
・・・・・・（８）従って、第５図のように、入力Ｔｌ
には複数ビットの受信周波数ＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を
入力し、端子Ｔ３には受信周波数によって振幅の変化す
る方位信号、つ１シ方位信号検出回路５の出力を加える
と端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は（８）式ようＦ２＝
汗 となる。Ｆｌは受信周波数に比例するＤＩＧＩＴＡＬ信
号であるから、比例常数をｋとすればＦ１＝ｋｆと表わ
される。

又端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受信周波数
に比例して振幅が変化するから比例常数をＶとすればＦ
３＝に’ｆと表わされ、 とな）端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一定の方
位信号が得られることになる。

なお周波数信号Ｆｌの反対極性の信号Ｆ１が得られる場
合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方位信号検出回路
５の出力を加えれば端子Ｔ３には周波数にＩ９− 無関係に常に一定な振幅の方位信号か得られる。

７はオペアンプとダイオードで構成した両波整流回路で
周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂのような両波整
流信号とすると同時に、Ｃのよう器８１と掛算器８２．
半導体スイッチ８３　、　ＡＤＣ（ＡＮＡＬＯＧ　Ｔｏ
　ＤＩＧＩＴＡＬ　ｃ、ＮＶＥＲＴＥＲ）８４　、ラッ
チ回路８５　、　ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ　ＯＲＧＡＴＥ８
６より構成されている。前述しである通シ検波した方位
信号ａから電波到来方位を求めるためには、方位信号の
最大振幅点を求め（又は０クロス点を求めこれに９０″
を加算又は減算して方位とする）電波の到来方位とすれ
ば良いのであるが、第２図のように、電離層反射して伝
播してくるような遠方の電波の場合には、方位信号には
雑音信号が多く含まれ、そのままでは、方位が変動して
測定が困難になりやすｌ、％。

そのため内部信号発生回路を設けて方位信号と同一周期
のＳＩＮ波の両波整流波（第７図ｅ）を作り、この信号
と方位信号すとを掛算しその出力ｊの波形の面積を求め
て平均処理を行い、この結果によシ前記内部信号発生回
路出力の位相を制御してよう正確で安定な方位を求める
ことが出来るのである。

又、方位信号はいつも第７図ａのような比較的きれいな
ＳＩＮ波であるとは限らず電波の状況によって複雑な形
の波形となう高次高調波を含むようになると、もし内部
信号として矩形波を用いると両信号の高調波（例えば３
次高調波、５次高調波等）同志の位相差成分が出力に重
畳してくるので、内部信号がＳＩＮ波（基本波）の時に
対して方位誤差を生ずることになる。このため前述のよ
うに、二つの信号の一方、つまシ内部信号をＳｌＮＲＯ
Ｍによ、り　ＳＩＮ波として方位信号と掛算すれば方位
信号の方が高調波を含んだ波形であっても基本波以外の
周波数成分については掛算した結果の平均値は０となる
ので、方位誤差に対する影響はなくなり正しい方位を指
示することが出来るのである。

第６図は本発明の位相比較回路の一実施例を示す０ ８１１はブリセツタブルアップタダウンバイナリ路２よ
り与えられたクロックＣＬＫにようダウン計数し、出力
側に複数ビットのカウンタ出力が得られる。

８１２はＲＯＭ　（ＲＥＡＤ　０ＮＬＹ　ＭＥＭＯＲＹ
）でＳＩＮ波の半周期又は１周期分が記憶されて唱つ、
Ｓ工Ｎ　ＲＯＭの入力側にブリセンタプルアップダウン
バイナリカウンタ８１２の出力でアドレスＬ内部に記憶
しであるＳＩＮ波ｅの変化をするＤ　Ｉ　Ｇ　Ｉ　ＴＡ
Ｌ信号が得られる。

８２は第４図のようなりＡＣ用ＩＣとオペアンプで構成
した掛算回路で、一方の入力端子に前記ＳＩＮ波のＤＩ
ＧＩＴＡＬ信号を与えて、他方の入力端子に前述した方
位信号の両波整流波すを加えて両入力の掛算を行い、第
７図ｊのよう乙アナログ出力を作シ、これを半導体スイ
ッチ８３を通してＡＤＣ８４に入力する。ＡＤＣ８４は
ＳＣ（スタートコンバージョン）信号の立上うで変換を
開始し、変換終了時にＥＯＣ（エンド　オフ　コンバー
ジョン）信号を発生し、この信号によシ半導体スイッチ
を導通させて掛算回路出力第７図ｊをＡＤＣの入力端子
に加える。前記ＳＣは円周上に配置したアンテナを順次
切替えて１期のパルスを用いる。

つまシ第１図（ハ）の方位信号の振幅の変化が急峻で彦
い平坦部分の値をＡＤ変換するのである。なおＡＤ変換
が開始されると同時にＥＯＣ信号が′Ｌ″になシ、半導
体スイッチ８３を断として変換中にはデーターが変化し
彦いようにする。ＡＤ変換された複数ビットの出力はラ
ッチ回路８５にラッチした後火の回路に転送される。

８６はＥＸＣＬＵＳＩＶＥ　ＯＲＧＡＴＥで方位信号す
と同期した矩形波Ｃと内部信号の最上ビット、つｔｂプ
リセッタブルアンプダウンカウンタ８１１の最上ビット
出力ｄを入力として、第７図にの極性信号を出力し、前
述のラッチ回路８５の出力と一諸に次のＤＩＧＩＴＡＬ
平均回路９に転送する。

一２斗− ９はメモリを持ったＤＩＧＩＴＡＬ平均回路で、８の位
相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応じて第７図
ｊの波形の面積を積算平均する。この平均結果を１次的
に平均回路内のメモリ♂に記憶して、これを前記位相比
較回路のプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ
８１１のプリセット入力Ｆ４として加え、ブリセンタプ
ルアップダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を進
め又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に９０
０になるようにじよじよ位相を動かし、最終的にｊの波
形が対称、つ１シ１周期の積算結果が０になる迄制御し
安定する。

プリセットした数値は前述のように１次的にメモリに積
算記憶しであるので、その総和は内部信号の位相制御量
つ１ル基準Ｎからの電波の到来方位となる。これを表示
器１２に転送し適轟な表示周期に従って表示せしめるの
である。１１は振幅比較器、１０はメモリで電波の仰角
に対する振幅ｍ、ｍ’。

及び電波発射源迄の距離Ｑのデータタを記憶する。

受信した電波の方位信号の振幅ｍ′を測定し、メモリに
記憶しであるｍとによシ仰角βの大きさをその都度計算
して求めるのは計算装置を必要としたシ又計算に時間が
かかるなど実際的でない。又仰角βと基準の振幅ｍと測
定した振幅ｍ′とには第（４）式の関係があるのは前述
の通シであるが、電離層の高さそのものか大きな広７５
＝シを持ったものであ多、又その状態は常に変化してい
るものであるからβをあ咬シこ壕かく求めて見ても意味
がないので数度おきに求めるのが実際的である。

従って仰角０度の時の振幅値ｍをある値、例えば２５６
０　ｍＶ　（１０進）と定めるとτは既知であるから本
発明の実施例ではｈをある値、例えば３００１ｍとして
角βに対する振幅ｍ′及び距離Ｑを計算すると第９図の
データ値が得られるので、これを前記メモリ１０に第９
図メモリ配置に示したように各アドレスごとに記憶して
かく。

電波を測定し方位信号が得られるとその方位信号の振＠
ｍ’と、第９図のメモリ配置に従ってメモリ１０に記憶
されたｍ′を順次振幅比較回路に読出して電波を受信し
て得られた方位信号の振幅ｍ′と比較してその値が一致
又は一番近い時のβ及びＱが電離層高さが３００ｈの時
の仰角及び電波発射源迄の距離である。例を示せば今電
波を受信した時の方位信号の振幅が２５５７ｍＶだった
とすれば、第９図のデータ値のｍ′の値を順々に比較す
ると２番目のｍ’＝　２５５８ｍＶに最も近いのでこの
時の仰角及び距離はβ＝　０００２度、　Ｑ＝　３８３
８．　Ｋｍとなうこれを読出し次の表示器１２に転送し
、電波の到来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に
瞬間的に表示せしめるのである。

次に総合動作を説明する。

アンテナＡ１〜Ａｎで受信した出力は、アンテナ走査基
準信号発生回路２よシ得られた切替信号によシアンテナ
切替走査回路３で各アンテナを順次に切替えて２チャン
ネル受信機４の一方のＲＦ大入力、又補助アンテナＡＩ
、の出力は他方のＲＦ入力端子にそれぞれ加えて増幅し
、そのＩＦ出力を方位信号検出回路５の入力にそれぞれ
加える。

二つのＩＦ大入力周波数変換し電波に与えられている周
波数変調成分を除去し、アンテナ回転による変調成分の
みとした後周波数弁別回路によシ方位信号を抽出する。

この信号は周波数に比例してその振幅力（増加するので
、次の周波数補正回路６を通して周波数情報Ｆ１によう
周波数に無関係に常に一定振幅の出力が得られる。この
信号の一部を増幅して第７図Ｃの矩形波信号とし又他の
一部を両波整流回路７によシ両波整流した第７図すの方
位信号と共に位相比較回路８に力６える。

この方位信号すとプリセッタブルアップダウンバイナリ
カウンタ８１１　、　＄−よびＳｌＮＲＯＭ　８１２で
得られた第７図ｅの信号を掛算回路８２によう掛算すれ
ば第７図ｊのようなアナログ積出力が得られる。

このプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタのプ
リセット入力には次のＤＩＧＩＴＡＬ平均回路よシ必要
な数値Ｆ４がプリセットされ、内部信号出力の位相を前
後に進み遅れするように制御する。

掛算回路８２の出力はＡＤＣ回路８４によシＤＩＧＩＴ
ＡＬ値として前述した極性信号第７図にと共に平均回路
に加えて極性信号の符号に従って、１周期又は数周期間
積算し平均する。

今、第７図ｊのＩ、Ｉ［、Ｉｌｌ、Ｆ／の各区間の面積
をＩ　＝Ａｔ　ｒ　Ｉｆ　”’Ａ２１１［１＝Ａｘ　＋
　ｒＶ　＝Ａ２とすれば、各区間の面積を極性信号ｋに
応じて和と差を取れば１＋Ｉｌ＋Ｉ［ｌ＋１Ｖ＝２（Ａ
ｔ　　Ａ２）　　　　・・・・・・・・・・・・（９）
１−１１＋ＩＩＩ　　Ｒ／＝２（ＡＩ＋Ａ２）　　　　
　・−−−（１０となシ（９）式は第７図ｊの面積の差
すなわち位相誤差成分であう、００式は面積の総和つま
シ平均の振幅値となるのである。

従って方位信号（ａ−Ｖ）と内部信号（、ｅ−Ｖ）が完
全に９０°位和差の時には、面積ＡＩとＡ２は等しいの
で（９）式の結果は零となシ、内部信号の位相もその点
で安定化し基準Ｎからの位相θ。と々る。

ここで方位信号−２５ｚ（ａ−Ｕ）のように変化した瞬
間には内部信号ｄ、ｅの位相は末だ制御されていないの
で、元の１１つまｌ：＞　（ｄ−ｖ）　、　（ｅ−ｖ）
　−ｃあるから掛算回路８２の出力は方位信号（ｂ−Ｕ
）と内部信号（ｅ−Ｖ）との積であるからｆのような信
号となＬ　ＥＸＣＬＵＳＩＶＥＯＲＧＡＴＥ（７）出力
つ１シ（ｃ−Ｕ）と（ｄ−Ｖ）との積はｇのようにｉる
。又方位信号が（ａ−Ｗ）のように変化した場合には方
位が変化した瞬間には前述の理由によう掛算回路の出力
及びＥＸＣＬＵＳＩＶＥＯＲＧＡＴＥの出力はり、ｔの
ようになる。

この出力を次の平均回路９によシ１周期又は数周期間積
算し、平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）の場合にはｆの
信号を積算するのでその平均値は（−）となり１又方位
信号が（ａ−Ｗ）の場合にはｈの信号を積算するのでそ
の平均値は（＋）となる。

この平均値を前述したプリセッタブルアップダウンバイ
ナリカウンタのプリセット入力端子に加え、基準Ｎの時
点でプリセットして分局を行うと、その出力の位相はプ
リセット個分だけ前後に変化する。

第８図はプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ
のプリセット入力とカウンタ出力の関係を示す説明図で
ある。（１〉はプリセッタブルアップダウンバイナリカ
ウンタの出力の総和を示し、最大点がカウンタが最大に
なったことを示しておりカウンタの総和が順次減少し最
小点でカウンタの内容が０にｋったことを、又（２）〜
（４）はカウンタ枦の最大ビット出力を示している。

今方位信号が第７図（ａ−Ｖ）の状態で内部信号が前記
方位信号と丁度９０°位相差ｅ−Ｖに制御されていたと
するとＮの時点で平均回路９で積算した結果によシブリ
セットする数値Ｆ４をθ。、としてプリセットすればプ
リセットバイナリ−カウンタの最大出力ビットの波形は
第８図（２）のようになる。

次に方位信号が第７図（ａ−Ｕ）のように変化したとす
れば、内部信号（ｅ−Ｖ）は末だ制御されていないので
、方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ−Ｖ）の積出力及
びＥＸＣＬＵＳＩＶ　ＯＲＧＡＴＥ８６の出力、つｔｂ
第７図のＣとｄの積出力である極性信号はそれぞれｆ、
ｇとなり、ｆの面積をｇの極性信号に応じて積算し平均
すると結局（−）分が残るので、これを前述のメモリに
積算しこの合計のθｌをプリセッタブルアップダウンバ
イナリカウンタにＮの時点でプリセットを行う。その結
果カウンターの出力は第８図（１）の曲線Ｕのようにな
シカウンタ枦の最大出力ビットは、第８図（３）のよう
に位相がじｔじょに遅れて最終的には第７図ｄ−Ｕ、　
ｅ　−Ｕ　、　ｊ　−Ｕ。

ｋ−Ｕとなシ、最初の時点よりｉθだけ位相が遅れ基準
Ｎよりθｌの点で安定する。

次に方位信号がａ−Ｗとなった時は同様動作によＪ）７
ｆθだけ位相Ａｆ進み基準Ｎからθ２の点で安定する。

このように内部信号ｄ、ｅの位相は方位信号の位相に追
随することになシ、プリセット値Ｆ４の総和が到来電波
の方位となる。

電波の到来方位が求められると次の時点で前述の００式
の積算、つ筐シ区間■〜■の総和を求め方位信号の振幅
ｍ′を求める。このｍ′を前述したようにメモリ１１０
の内容と比較してその値が一致又は１番近い値の時の仰
角、電波発躬源迄の距離を読出し方位指示器１２によう
瞬間的に方位仰角距離を表示するのである。

普通電離層の高さは送信機から持続時間の短いインパル
ス波を一定間隔（例えば１１５０（ＳＥＣ）　）で垂直
上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離層反射波との
時間差多をオシロスコープで測定するのが普通であるが
、この値は電離層の平均値であ一’Ｂ２− る。電離層の幅は一般的には１００　Ｋｍ以上にもおよ
ぶ比較的広い幅を持ちこれが時々刻々と変化するもので
ある。従って電離層の高さをあ！ｂと１かく区切って測
定することは無意味である。

電離層の高さは普通１００　Ｋｍ〜５００　ｒｘと言わ
れているので、１００　ｂ単位で測定しても充分である
から地上から５００ｈ位迄の間を１００ｂ単位で区切ｂ
１それぞれの電離層について計算した第９図のデータ値
及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０に記憶さ
せ必要々電離層高さを入力して、その電離層高さに相当
する記憶回路の内容を検索照合し読み出して指示させる
のが実際的である。

具体的にはアンテナの近傍から小型発振器によシミ波を
発射して受信し、その時の方位信号の振幅を基準値ｍつ
一１本実施例では２５６０ｍＶに合せるだけでよく調整
も極めて簡単である。なおこの基準値ｍはＡＤＣ８４が
飽和しない範囲で自由に選定出来る。

又第３図の６以降の信号処理を特別の関数発生器を用い
てアナログ的に行うことも可能であるが、デジタル化し
た上でデジタルマイクロコンピュータ等を用いて行うの
が実際的である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、以上のように、 静止形ドツプラ方式の無線方向探知方法を用いるものに
おいて、 ａ、予め地平面に水平に電波が伝播してきた場合の方位
信号の振幅を知っておき、方位信号の振幅値を計測する
機能と演算機能を付加するだけで、電波の入射角と発射
地点までの距離を測定できるようになるので、測定方法
がきわめて簡単である。

ｂ、方位信号の振幅値に対応して入射角と距離を記憶し
たメモリを設けるだけで、演算機能が不要なごく簡単な
構成のものを提供できる。

Ｃ１広い周波数の電波を方向探知するものでは、方位信
号の振幅を周波数に逆比例して大きくする機能を設ける
だけで、入射角と距離の精度を確保し得るものを提供で
きる。

などの特長がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（イ）はアンテナの配置を示す図、（ロ）は仰角
βで電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテナを
切替受信して生じた位相変化成分を示す波形図である。 第２図は電離層反射による電波の仰角の説明図、Ｍ３図
は本発明の１実施例を示す系統図、第４　図ハＤＡＣ（
ＤＩＧＩＴＡＬ　Ｔｏ　ＡＮＡＬＯＧ　ｃ、ＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の回路例を、第５図は本発明による周波数補正回
路の１実施例を示す。第６図は位相比較回路の詳細説明
図、第７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図
は仰角に対する振幅ｍ′及び電波発射源迄の距離を計算
したデータ値とこの結果を記憶回路に記憶させるための
アドレス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発生回路、
３：アンテナ切替走査回路、４：受信機、５：方位信号
検出回路、６：周波数補正回路、７二両波整流回路、８
：位相比較回路、９　：　ＤＩＧＩＴＡＬ平均回路、１
０：記憶回路、１１：振幅比較回路、１２：方位指示器
、Ｆｌ：受信周波数デジタル信号、Ｆ２：ＡＤＣ用ＩＣ
の端子■の信号、Ｆ３　：　ＡＤＣ用ＩＣの端子■の信
号、Ｆ４：プリセッタブルアップダウンカウンタ８１１
へのプリセット数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準（真
北）Ｄ′：実効アンテナ直径、β：到来電波の大地に対
する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約６３８７Ｋｉ
ｌ＋）、Ｏ：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、Ｓ：電
波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射点Ｓと電波受
信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、Ｑ：円弧Ｓ−Ｈの距
離、ｍ：変調指数。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　円周上に等間隔配置した無指向性アンテナを順次に
   切替えて走査しながら電波を受信して受信信号を得ると
   ともに、前記切替えによって生じた前記受信信号中の位
   相変化により前記電波の到来方向に関連づけられてＳＩ
   Ｎ波状に変化する成分（以下、ＳＩＮ波状変化成分とい
   う）をもつ信号を方位信号として得ることにより、前記
   方位信号にもとづいて前記電波の到来方向を探知すると
   ともに前記到来方向にもとづいて前記電波の発射点の位
   置を計測する無線方向距離測定方法であって、ａ、前記
   方位信号に含まれる前記ＳＩＮ波状変化成分の振幅を計
   測した値を計測振幅値として得る振幅計測と、 ｂ、前記電波が地平面を伝播して到来した場合に得られ
   るべき前記計測振幅値に相当する振幅値（以下、相当振
   幅値という）を作成する相当振幅値作成と、 ｃ、前記計測振幅値と前記相当振幅値とによる三角函数
   にもとづいて、前記地平面に垂直な面内における前記電
   波の到来角度（以下、到来入射角という）を、測定する
   垂直面内到来角測定とｄ、電離層の高さの値と、前記垂
   直面内到来角度測定により測定された前記到来入射角の
   値と、地球半径とによる三角函数にもとづいて前記無指
   向性アンテナの設置地点から前記電波の発射点までの距
   離を算定する発射点演算と を具備することを特徴とする方法。 ２　円周上に等間隔配置した無指向性アンテナを順次に
   切替えて走査しながら電波を受信して受信信号を得ると
   ともに、前記切替えによって生じた前記受信信号中の位
   相変化により前記電波の到来方向に関連づけられてＳＩ
   Ｎ波状に変化する成分（以下、ＳＩＮ波状変化成分とい
   う）をもつ信号を方位信号として得ることにより、前記
   方位信号にもとづいて前記電波の到来方向を探知すると
   ともに前記到来方向にもとづいて前記電波の発射点の位
   置を計測する無線方向距離計測装置（以下、装置という
   ）であって、 ａ、前記方位信号に含まれる前記ＳＩＮ波状変化成分の
   振幅を計測した計測振幅値の信号を計測振幅値信号とし
   て得る振幅計測手段と、 ｂ、前記電波が地平面に垂直な面内（以下、垂直面内と
   いう）における所定の各角度により到来した場合に得ら
   れるべき前記計測振幅値に相当する各値を前記電波が地
   平面を伝播して到来した場合に得られるべき前記計測振
   幅値と前記各角度とにもとづく三角函数によって予め求
   めた値（以下、相当振幅値という）と、前記各角度の値
   （以下、対応角度値という）と、前記対応角度と電離層
   の高さと地球半径とにもとづく三角函数によって求めた
   前記無指向性アンテナの設置位置から前記電波の発射点
   までの距離の値（以下、発射点距離値という）とを対応
   させて記憶する振幅対応角度距離記憶手段と、 ｃ、前記計測振幅値信号にもとづいて得られる読出信号
   によって、前記記憶した前記計測振幅値に相当する前記
   相当振幅値の部分の記憶内容を読み出すことにより、前
   記計測振幅値に対応する前記発射点距離値の信号または
   前記対応角度値と前記発射点距離値との信号を計測読出
   信号として得る計測角度読出手段と、 ｄ、前記計測読出信号にもとづいて、前記発射点距離値
   、または、前記垂直面内における前記電波の到来角度（
   以下、入射角という）と前記発射点値とを、表示する入
   射角距離表示手段と を具備することを特徴とする装置。 ３　特許請求の範囲第２項記載の装置であって、前記振
   幅計測手段が、 ａ、前記方位信号を前記電波の周波数にもとづいて得ら
   れる信号によって処理することにより、前記入射角を一
   定とした場合における前記ＳＩＮ波状変化成分の振幅が
   前記周波数によって変化する量を補正して得た信号を補
   正方位信号として得る振幅補正手段と、 ｂ、前記ＳＩＮ状変化成分と同一の周期のＳＩＮ波状の
   信号を内部信号として得る内部信号手段と、 ｃ、前記補正方位信号にもとづいて得られる信号と前記
   内部信号にもとづく信号とを掛算して得られる正負の極
   性をもつ信号を掛算極性信号として得る掛算手段と、 ｄ、前記周期の１周期分または複数周期分に対応する前
   記掛算極性信号を記憶しておくための記憶手段と、 ｅ、前記記憶した前記掛算極性信号の振幅値を前記極性
   にもとづく和により積算して得られる信号にもとづいて
   前記内部信号の最大振幅点と前記ＳＩＮ波状変化成分の
   最小振幅点とを一致させるための制御を行う位相制御手
   段と、 ｆ、前記一致が得られた時点における前記記憶した前記
   掛算極性信号の振幅値の前記１周期に対応する分を前記
   極性にもとづく差により積算して得られる信号にもとづ
   いて前記計測振幅値信号を得る振幅算定手段と を具備することを特徴とする装置。