JPS60143793A - 無線方向探知方法およびその装置 - Google Patents
無線方向探知方法およびその装置Info
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- JPS60143793A JPS60143793A JP25221683A JP25221683A JPS60143793A JP S60143793 A JPS60143793 A JP S60143793A JP 25221683 A JP25221683 A JP 25221683A JP 25221683 A JP25221683 A JP 25221683A JP S60143793 A JPS60143793 A JP S60143793A
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- wave
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/52—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using a receiving antenna moving, or appearing to move, in a cyclic path to produce a Doppler variation of frequency of the received signal
- G01S3/54—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using a receiving antenna moving, or appearing to move, in a cyclic path to produce a Doppler variation of frequency of the received signal the apparent movement of the antenna being produced by coupling the receiver cyclically and sequentially to each of several fixed spaced antennas
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は円周上に等間隔に多数の無指向性アンテナを配
置し、これを順次切替走査して得た受信信号の位相変化
成分を抽出して、電波の到来方向を測定すると同時にそ
の位相変化成分の振幅値を測定して基準値と比較するこ
とにより到来牝、波の仰角（入射角）をめ、更にめた仰
角よシ到来電波の発射点迄の距離を割７３： Ｌ、電波
の到来方位。
置し、これを順次切替走査して得た受信信号の位相変化
成分を抽出して、電波の到来方向を測定すると同時にそ
の位相変化成分の振幅値を測定して基準値と比較するこ
とにより到来牝、波の仰角（入射角）をめ、更にめた仰
角よシ到来電波の発射点迄の距離を割７３： Ｌ、電波
の到来方位。
仰角及び電波発射点迄の距ｈｌ［を同時に表示せしめる
どとを特徴とする静止形ドプラ方式無線方向探知機に関
するものである。
どとを特徴とする静止形ドプラ方式無線方向探知機に関
するものである。
第１図０）の如く同一特性を有する多数の無指向性アン
テナＡ ｔ −Ａｎを円周上に等間隔て配置して、これ
を第３図に示すようにアンテナの中央に設けたアンテナ
切替走査回路に導き、これを順次切替え走査して受信機
に接続する。
テナＡ ｔ −Ａｎを円周上に等間隔て配置して、これ
を第３図に示すようにアンテナの中央に設けたアンテナ
切替走査回路に導き、これを順次切替え走査して受信機
に接続する。
しかるとき電波が地平面に対して水平に伝播すると仮定
すれば、受信信号の位相成分φ。は電波の到来方向とア
ンテナの相対位置に従って第（１）式の如く表わされ、
第１図（ハ）のような正弦波的階段状に変化することに
なる。
すれば、受信信号の位相成分φ。は電波の到来方向とア
ンテナの相対位置に従って第（１）式の如く表わされ、
第１図（ハ）のような正弦波的階段状に変化することに
なる。
πＤ
φｎ”２・邸（ｎα−〇） ・・・・・・・・（１）Ｄ
＝アンテナ直径 λ：受信電波の波長 α：隣同志のアンテナ間の角度 θ：基準Ｎに対する到来電波の角度 ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ） ここでｍ＝ 乎とおき、とのｍは変調指数と呼ばれるも
ので得られた方位信号の振幅そのものである。
＝アンテナ直径 λ：受信電波の波長 α：隣同志のアンテナ間の角度 θ：基準Ｎに対する到来電波の角度 ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ） ここでｍ＝ 乎とおき、とのｍは変調指数と呼ばれるも
ので得られた方位信号の振幅そのものである。
従って、この受信信号を増幅検波すると第１図ｅ）のよ
うな方位信号が得られるので、基準点Ｎからこの方位信
号の最大振幅点（又は零クロス点Ｌｌｓあるいはｔ２を
め、これに９０°を加算又は減算する）迄計数すると電
波の到来方向を測定することが出来ることは特公昭５６
−３５８２８にょシ公知のことである。
うな方位信号が得られるので、基準点Ｎからこの方位信
号の最大振幅点（又は零クロス点Ｌｌｓあるいはｔ２を
め、これに９０°を加算又は減算する）迄計数すると電
波の到来方向を測定することが出来ることは特公昭５６
−３５８２８にょシ公知のことである。
しかしながら、よく知られている如く電波は地平面に対
して水平に伝播する地表波伝播と大気上空に存在するイ
オン化大気層いわゆる電離層に反射しながら伝播する電
離層伝播とが存在する。
して水平に伝播する地表波伝播と大気上空に存在するイ
オン化大気層いわゆる電離層に反射しながら伝播する電
離層伝播とが存在する。
もし、仰角βをもって上空より到来する電波を直径りな
る円周上に無指向性アンテナを配置した第１図（イ）の
アンテナ群によって電波を受信すると第（１）式のアン
テナ直径りは見掛上小さくなり、従ってφ。も小さくな
シアンテナを切替受信後検波して得られる第１図（ハ）
の方位信号も小さくなる。
る円周上に無指向性アンテナを配置した第１図（イ）の
アンテナ群によって電波を受信すると第（１）式のアン
テナ直径りは見掛上小さくなり、従ってφ。も小さくな
シアンテナを切替受信後検波して得られる第１図（ハ）
の方位信号も小さくなる。
すなわち第１図（ロ）Ｋ於て、電波が水平面に対してβ
なる角度をもって到来すると、電波の波面がＡ４アンテ
ナ圧到達してから１８０°反対方向にあるＡｎ−２アン
テナに到達する迄の距離、すなわち実効アンテナ直径Ｄ
′は Ｄ’＝Ｄ−かβ ・叩・・・曲（２） となり鳴βに比例して減少することになる。
なる角度をもって到来すると、電波の波面がＡ４アンテ
ナ圧到達してから１８０°反対方向にあるＡｎ−２アン
テナに到達する迄の距離、すなわち実効アンテナ直径Ｄ
′は Ｄ’＝Ｄ−かβ ・叩・・・曲（２） となり鳴βに比例して減少することになる。
作って仰角を持って受信された電波のドプラ効果によっ
て生ずる位相変化へは 礼＝（弓Ｄ’）・幅（ｎα−θ） ＝（÷・Ｄ−一）・傷（ｎα−θ） ＝ｍ ” ａｓβ” ｃｏｓ （ｎα−θ） −＝−＝
（３）（３）式に於ける変調指数ｍ′は ｍ’＝ｍ−邸β ・曲間・・・（４） と々り電波の仰角βの余弦に比例して変調指数ｍ′が小
さくなシ、従って位相変化φｈも小さくなるので第１図
を→の方位信号の振幅も小さくなる。
て生ずる位相変化へは 礼＝（弓Ｄ’）・幅（ｎα−θ） ＝（÷・Ｄ−一）・傷（ｎα−θ） ＝ｍ ” ａｓβ” ｃｏｓ （ｎα−θ） −＝−＝
（３）（３）式に於ける変調指数ｍ′は ｍ’＝ｍ−邸β ・曲間・・・（４） と々り電波の仰角βの余弦に比例して変調指数ｍ′が小
さくなシ、従って位相変化φｈも小さくなるので第１図
を→の方位信号の振幅も小さくなる。
従って仰角零、すなわち地表波の電波を受信した時の方
位信号の振幅ｍをめてこれを基準値としてメモリに記憶
しておき、仰角βで到来した電波の方位信号の振幅すな
わちｍ′を測定すれば第（４）式よシミ波の仰角βをめ
ることが出来るのである。
位信号の振幅ｍをめてこれを基準値としてメモリに記憶
しておき、仰角βで到来した電波の方位信号の振幅すな
わちｍ′を測定すれば第（４）式よシミ波の仰角βをめ
ることが出来るのである。
次に上でめた仰角にょシミ波発射点を推定する原理につ
いて説明する。第２図は到来電波の仰角βと電離層の高
さｈによって距離を推定する原理図である。
いて説明する。第２図は到来電波の仰角βと電離層の高
さｈによって距離を推定する原理図である。
円弧Ｐは地球表面、０は地球の中心点、ｒは地球の半径
、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、ＱはＳとＲの円弧
の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、ｈは電離層の高さ、β
は到来電波の大地に対する仰角（入射角）であって、電
波がＳ点から発射されて電離層高さＨの点で反射して８
点で受信した様子を示している。電離層反射波がＲ点に
於て仰角０で受信される時の電離層高さはＨｏであシ、
電離層高さが高くなってＨになると電波の仰角はβとな
る。
、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、ＱはＳとＲの円弧
の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、ｈは電離層の高さ、β
は到来電波の大地に対する仰角（入射角）であって、電
波がＳ点から発射されて電離層高さＨの点で反射して８
点で受信した様子を示している。電離層反射波がＲ点に
於て仰角０で受信される時の電離層高さはＨｏであシ、
電離層高さが高くなってＨになると電波の仰角はβとな
る。
従って電離層反射波の仰角β、電離層の高さり。
電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点０から見た
角度Ｙとの間には、第（５）式のような関係が存在する
のでこれを変形し第（６）式のように関係が得られる。
角度Ｙとの間には、第（５）式のような関係が存在する
のでこれを変形し第（６）式のように関係が得られる。
一一日下０β
β十）＝傷−１〔−１−ｉｌ−１ｉ−一〕Ｙ ＝ ２ｃ
ｍ−” （−、−’に５ ｃｏｓ ｐ 〕−２β 、、
、、、、、、、、、、 （６）更に円弧の長さＱとＳと
Ｒをはさむ角Ｙとの間には次の関係がある。
ｍ−” （−、−’に５ ｃｏｓ ｐ 〕−２β 、、
、、、、、、、、、、 （６）更に円弧の長さＱとＳと
Ｒをはさむ角Ｙとの間には次の関係がある。
Ｑ−π・２πｒ＝Ｙｒ
＝１−”（ホ１〕−β）ｒ ・・・・・・・・・・（７
）ｒは地球の半径で約６３７８に＋１（理科年表による
）、ｈは測定地点で実測された電離層の高さで既知の値
であるからβをめれば、電波発射点迄の距離Ｑをめるこ
とが出来るのである。
）ｒは地球の半径で約６３７８に＋１（理科年表による
）、ｈは測定地点で実測された電離層の高さで既知の値
であるからβをめれば、電波発射点迄の距離Ｑをめるこ
とが出来るのである。
次に本発明による実施例について詳細に説明する０
第ｘ［Ｅｎｒ）はアンテナ配置を示す説明図、（ロ）は
仰角βで電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテ
ナを切替受信して生じた位相変化成分、つまり方位信号
を示す図である。
仰角βで電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテ
ナを切替受信して生じた位相変化成分、つまり方位信号
を示す図である。
第２図は電離層反射による電波の仰角と電離層高さとの
関係を示す図、第３図は本発明一実施例を示す系統図で
ある。第４図はＤＡＣ（ＤＩＧＩＴＡＬ Ｔ。
関係を示す図、第３図は本発明一実施例を示す系統図で
ある。第４図はＤＡＣ（ＤＩＧＩＴＡＬ Ｔ。
ＡＮＡＬＯＧ Ｃ０ＮＶＥＲＴＥＲ）の回路例を、第５
図り本発明による周波数補正回路の１実施例を示す。第
６図は第３図に示す位相比較回路８の詳細を示す図、第
７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図は電離
層高さ３００ Ｋｍで反射した電波の各仰角に対する方
位信号の振幅ｍ′と電波発射源迄の距離を計算したデー
タ値とこのデータ値をメモリに記憶するだめのメモリ配
置を示す図である。
図り本発明による周波数補正回路の１実施例を示す。第
６図は第３図に示す位相比較回路８の詳細を示す図、第
７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図は電離
層高さ３００ Ｋｍで反射した電波の各仰角に対する方
位信号の振幅ｍ′と電波発射源迄の距離を計算したデー
タ値とこのデータ値をメモリに記憶するだめのメモリ配
置を示す図である。
第３図に於て１は中心に補助アンテナＡＯを、又円周上
に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを配置したアンテ
ナ群である０２は基準信号発生回路でクロックパルスを
発生し、これを分周して各目的の周期のパルスを発生す
る。
に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを配置したアンテ
ナ群である０２は基準信号発生回路でクロックパルスを
発生し、これを分周して各目的の周期のパルスを発生す
る。
３は前記アンテナ群の中心に設けただ各アンテナ素子を
切替えるためのアンテナ切替走査回路で特願５７−２２
７４７４にて公知の如くダイオードに流れる電流を制御
して各アンテナ出力を順次切替えてその出力を受信機４
に接続する。４は一つの周波数ツマミを操作することに
より、両チャンネル共に受信周波数を同時に調整出来る
ような主受信機、従受信機によ多構成された２チャンネ
ル受信機で補助アンテナＡｏの出力を一方のチャンネル
に、アンテナ切替回路出力を他方のチャンネルに接続し
それぞれ増幅する。
切替えるためのアンテナ切替走査回路で特願５７−２２
７４７４にて公知の如くダイオードに流れる電流を制御
して各アンテナ出力を順次切替えてその出力を受信機４
に接続する。４は一つの周波数ツマミを操作することに
より、両チャンネル共に受信周波数を同時に調整出来る
ような主受信機、従受信機によ多構成された２チャンネ
ル受信機で補助アンテナＡｏの出力を一方のチャンネル
に、アンテナ切替回路出力を他方のチャンネルに接続し
それぞれ増幅する。
５はＦＭ成分除去回路と周波数弁別回路よシなる方位信
号検出回路で、主及び従受信機からの出力をそれぞれ周
波数変換し、その出力を混合回路によシ更に周波数変換
して周波数変化を伴う受信電波の変調成分を除去１て、
アンテナ切替にもと−Ｐ（ドプラ稍要に１ス膚分のみを
含んだ信号にする。
号検出回路で、主及び従受信機からの出力をそれぞれ周
波数変換し、その出力を混合回路によシ更に周波数変換
して周波数変化を伴う受信電波の変調成分を除去１て、
アンテナ切替にもと−Ｐ（ドプラ稍要に１ス膚分のみを
含んだ信号にする。
このＦＭ成分除去回路の目的は、周波数変調を受けた電
波を受信するとアンテナ切替走査忙よる方位信号に、も
ともと電波に附与されている大きな変調波が重畳して到
来電波の方位が定まらなくなるので、ＦＭ成分除去回路
を通して安定な方位を指示させるために用いるのであっ
て、受信電波がＦＭ変調を受けていない場合でもこの回
路を通すことによって、不都合を生ずる仁となく目的の
アンテナ切替走査による信号成分のみを取出すことが出
来るのである。
波を受信するとアンテナ切替走査忙よる方位信号に、も
ともと電波に附与されている大きな変調波が重畳して到
来電波の方位が定まらなくなるので、ＦＭ成分除去回路
を通して安定な方位を指示させるために用いるのであっ
て、受信電波がＦＭ変調を受けていない場合でもこの回
路を通すことによって、不都合を生ずる仁となく目的の
アンテナ切替走査による信号成分のみを取出すことが出
来るのである。
次にＦＭ成分除去回路の出力を周波数弁別回路、例えば
ディスクリ又はＰＬＬ等のような回路を通して、前記ア
ンテナ切替走査によって生じたドプラ効果による方等信
号を検出する。
ディスクリ又はＰＬＬ等のような回路を通して、前記ア
ンテナ切替走査によって生じたドプラ効果による方等信
号を検出する。
６は周波数補正回路で、周波数ツマミしてその振幅が増
加する方位信号、すなわち方位信号検出回路５の出力を
入力として受信周波数信号Ｆｉ（複数ビットで栴成され
たバイナリディジタル信号）によって周波数が低くなる
と、周波数補正回路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが
周波数に無関係に常に一定の値となるように動作する。
加する方位信号、すなわち方位信号検出回路５の出力を
入力として受信周波数信号Ｆｉ（複数ビットで栴成され
たバイナリディジタル信号）によって周波数が低くなる
と、周波数補正回路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが
周波数に無関係に常に一定の値となるように動作する。
なお第７図ａの方位信号は第１図（ハ）の信号と同じで
あるが簡単のため階段的変化を省略し、その平編のＳＩ
Ｎ波で表わしてあり、しかも周波数補正回路を通したこ
とにより周波数に無関係に一定振幅の信号である。第４
図には説明のための一般的なりＡＣ用の回路例を、又第
５図に本発明如よる周波数補正回路の一実施例を示す。
あるが簡単のため階段的変化を省略し、その平編のＳＩ
Ｎ波で表わしてあり、しかも周波数補正回路を通したこ
とにより周波数に無関係に一定振幅の信号である。第４
図には説明のための一般的なりＡＣ用の回路例を、又第
５図に本発明如よる周波数補正回路の一実施例を示す。
図に於て６１は例えばＡＤ７５２３Ｊのよう々マルチプ
ライングＤＡＣ用ＩＣで、６２は二人力を持つオペレー
ショナルアンプである。第４図のＤＡＣ用ＩＣ６１のデ
ータ入力端子Ｔ１に複数ビット（例えば８ビツトあるい
は１２ビツト等）のＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を加え、基
準入力端子Ｆ２ （ＶＲＥＦ ） Ｋアナログ基準電圧
Ｆ２を加えると端子Ｔ３（ＲＦ）には入力Ｆ１と入力Ｆ
２のｆ）ｆＦ３が出力するように動作するのでＦｌが増
加すれば出力Ｆ３も増加し、Ｆｌ、Ｆ２．Ｆ３の間には
次の関係がある。
ライングＤＡＣ用ＩＣで、６２は二人力を持つオペレー
ショナルアンプである。第４図のＤＡＣ用ＩＣ６１のデ
ータ入力端子Ｔ１に複数ビット（例えば８ビツトあるい
は１２ビツト等）のＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を加え、基
準入力端子Ｆ２ （ＶＲＥＦ ） Ｋアナログ基準電圧
Ｆ２を加えると端子Ｔ３（ＲＦ）には入力Ｆ１と入力Ｆ
２のｆ）ｆＦ３が出力するように動作するのでＦｌが増
加すれば出力Ｆ３も増加し、Ｆｌ、Ｆ２．Ｆ３の間には
次の関係がある。
ＦＩＸＦ２＝Ｆ３ ・・・・・・・・・・（８）従って
本発明による周波数補正回路の一実施例第５図のような
接続とし、入力Ｔ１には複数ビットの受信周波数り工Ｇ
ＩＴＡＬ信号Ｆ１を入力し、端子Ｔ３には受信周波数に
よって振幅の変化する方位信号、つまシ方位信号検出回
路５の出力を加えると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は
（８）式より３ Ｆ ２−ｐ 、ｔ となる。Ｆｌは受信周波数に比例するＤＩＧＩＴＡＬ信
号であるから、比例常数をｋとすればＦ１＝ｋｆと表わ
される。
本発明による周波数補正回路の一実施例第５図のような
接続とし、入力Ｔ１には複数ビットの受信周波数り工Ｇ
ＩＴＡＬ信号Ｆ１を入力し、端子Ｔ３には受信周波数に
よって振幅の変化する方位信号、つまシ方位信号検出回
路５の出力を加えると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は
（８）式より３ Ｆ ２−ｐ 、ｔ となる。Ｆｌは受信周波数に比例するＤＩＧＩＴＡＬ信
号であるから、比例常数をｋとすればＦ１＝ｋｆと表わ
される。
又端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受信周波数
に比例して振幅が変化するから比例常数をＶとすればＦ
３＝に’ｆと表わされ、 ｐ３ ｋ’ｆ ｋ’ Ｆ２＝−−一−−（一定常数） Ｆｌ ｋｆｋ となシ端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一定の方
位信号が得られることになる。
に比例して振幅が変化するから比例常数をＶとすればＦ
３＝に’ｆと表わされ、 ｐ３ ｋ’ｆ ｋ’ Ｆ２＝−−一−−（一定常数） Ｆｌ ｋｆｋ となシ端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一定の方
位信号が得られることになる。
なお周波数信号Ｆ１の反対極性の信号ｐ〕が得られる場
合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方位信号検出回路
５の出力を加えれば端子Ｔ３には周波数に無関係に常に
一定な振幅の方位信号が得られる。
合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方位信号検出回路
５の出力を加えれば端子Ｔ３には周波数に無関係に常に
一定な振幅の方位信号が得られる。
７はオペアンプとダイオードで構成した両波整流回路で
周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂのような両波整
流信号とすると同時に、Ｃのような方位信号ａと周期の
一致した矩形波を発生する。
周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂのような両波整
流信号とすると同時に、Ｃのような方位信号ａと周期の
一致した矩形波を発生する。
８は位相比較回路で第６図に於て内部信号発生器８１と
掛算器８２．半導体スイッチ８３ 、 ＡＤＣ（ＡＮＡ
ＬＯＧ Ｔｏ ＤＩＧＩＴＡＬ Ｃ０ＮＶＥＲＴＥＲ）
８４ 、ラッチ回路８５．ＥＸＣＬＵＳＩｖＥＯＲＧＡ
ＴＥ８６より構成されている。前述しである通り検波し
た方位信号ａから電波到来方位をめるためには、方位信
号の最大据幅点をめ（又はＯクロス点をめこれに９０’
を加算又は減算して方位とする）電波の到来方位とすれ
ば良いのであるが、方位信号には普通雑音が多く、その
ままでは方位が変動して測定は困難である。
掛算器８２．半導体スイッチ８３ 、 ＡＤＣ（ＡＮＡ
ＬＯＧ Ｔｏ ＤＩＧＩＴＡＬ Ｃ０ＮＶＥＲＴＥＲ）
８４ 、ラッチ回路８５．ＥＸＣＬＵＳＩｖＥＯＲＧＡ
ＴＥ８６より構成されている。前述しである通り検波し
た方位信号ａから電波到来方位をめるためには、方位信
号の最大据幅点をめ（又はＯクロス点をめこれに９０’
を加算又は減算して方位とする）電波の到来方位とすれ
ば良いのであるが、方位信号には普通雑音が多く、その
ままでは方位が変動して測定は困難である。
そのため内部信号発生回路を設けて方位信号と同一周期
のＳＩＮ波の両波整流波第７図ｅを作シ、この信号と方
位信号すとを掛算しその出力Ｊの波形の面積をめて平均
処理を行い、この結果にょシ前記内部信号発生回路出カ
の位相を制御してよシ正確で安定な方位をめることが出
来るのである。
のＳＩＮ波の両波整流波第７図ｅを作シ、この信号と方
位信号すとを掛算しその出力Ｊの波形の面積をめて平均
処理を行い、この結果にょシ前記内部信号発生回路出カ
の位相を制御してよシ正確で安定な方位をめることが出
来るのである。
又、方位信号はいつも第７図ａのような比較的きれいな
ＳＩＮ波であるとは限らず電波の状況によって複雑な形
の波形となシ高次高調波を含むようになると、もし内部
信号として矩形波を用いると両信号の高調波（例えば３
次高調波、５次高調波等）同志の位相差成分が出力に重
畳してくるので、内部信号がＳＩＮ波（基本波）の時に
対して方位誤差を生ずることになる。このため前述のよ
うに、二つの信号の一方、っまシ内部信号をＳｌＮＲＯ
ＭによりＳＩＮ波として方位信号と掛算すれば方位信号
の方が高調波を含んだ波形であっても基本波以外の周波
数成分については掛算した結果の平均値は０となるので
、方位誤差に対する影響はなくなシ正しい方位を指示す
ることが出来るのである。
ＳＩＮ波であるとは限らず電波の状況によって複雑な形
の波形となシ高次高調波を含むようになると、もし内部
信号として矩形波を用いると両信号の高調波（例えば３
次高調波、５次高調波等）同志の位相差成分が出力に重
畳してくるので、内部信号がＳＩＮ波（基本波）の時に
対して方位誤差を生ずることになる。このため前述のよ
うに、二つの信号の一方、っまシ内部信号をＳｌＮＲＯ
ＭによりＳＩＮ波として方位信号と掛算すれば方位信号
の方が高調波を含んだ波形であっても基本波以外の周波
数成分については掛算した結果の平均値は０となるので
、方位誤差に対する影響はなくなシ正しい方位を指示す
ることが出来るのである。
第６図は本発明の位相比較回路の一実施例を示す０
８１１はプリセッタプルアップ・ダウンノ（イナリカウ
ンタで複数ビットからなるプリセント端子にプリセット
人力Ｆ４与えてアンテナ基準信号発生回路２より与えら
れたクロックＣＬＫによシダラン計数し、出力側に複数
ビットのカウンク出力が得られる。
ンタで複数ビットからなるプリセント端子にプリセット
人力Ｆ４与えてアンテナ基準信号発生回路２より与えら
れたクロックＣＬＫによシダラン計数し、出力側に複数
ビットのカウンク出力が得られる。
８１２はＲＯＭ （ＲＥＡＤ ０ＮＬＹ ＭＥＭＯＲＹ
）でＳＩＮ波の半周期又は１周期分が記憶されており、
ＳＩＮ ＲＯＭの入力側にプリセッタブルアップダウン
バイナリカウンタ８１２の出力でアドレスＬ内部に記憶
しであるＳＩＮ波ｅの変化をするＤ Ｉ Ｇ Ｉ ＴＡ
Ｌ信号が得られる０ ８２は第４図のようなりＡＣ用ＩＣとオペアンプで構成
した掛算回路で、一方の入力端子に前記ＳＩＮ波のＤＩ
ＧＩＴＡＬ信号を与えて、他方の入力端子に前述した方
位信号の両波整流波すを加えて両入力の掛算を行い、第
７図Ｊのようなアナログ、出力を作り、これを半導体ス
イッチ８３を通してＡＤＣ８４に入力する。ＡＤＣ８４
はＳＣ（スタートコンバージョン）信号の立上りで変換
を開始し、変換終了時にＥＯＣ（エンド オプ コンバ
ージョン）信号を発生し、この信号によシ半導体スイッ
チを導通させて掛算回路出力第７図ＪをＡＤＣの入力端
子に加える。前記ＳＣは円周上に配置したアンテナを順
次切替えて１期のパルスを用いる。
）でＳＩＮ波の半周期又は１周期分が記憶されており、
ＳＩＮ ＲＯＭの入力側にプリセッタブルアップダウン
バイナリカウンタ８１２の出力でアドレスＬ内部に記憶
しであるＳＩＮ波ｅの変化をするＤ Ｉ Ｇ Ｉ ＴＡ
Ｌ信号が得られる０ ８２は第４図のようなりＡＣ用ＩＣとオペアンプで構成
した掛算回路で、一方の入力端子に前記ＳＩＮ波のＤＩ
ＧＩＴＡＬ信号を与えて、他方の入力端子に前述した方
位信号の両波整流波すを加えて両入力の掛算を行い、第
７図Ｊのようなアナログ、出力を作り、これを半導体ス
イッチ８３を通してＡＤＣ８４に入力する。ＡＤＣ８４
はＳＣ（スタートコンバージョン）信号の立上りで変換
を開始し、変換終了時にＥＯＣ（エンド オプ コンバ
ージョン）信号を発生し、この信号によシ半導体スイッ
チを導通させて掛算回路出力第７図ＪをＡＤＣの入力端
子に加える。前記ＳＣは円周上に配置したアンテナを順
次切替えて１期のパルスを用いる。
つまシ第１図（ハ）の方位信号の振幅の変化が急岐でな
い平坦部分の値をＡＤ変換するのである。なおＡＤ変換
が開始されると同時にＥＯＣ信号が“Ｌ″′になり、半
導体スイッチ８３を断として変換中にはチーターが変化
しないようにする。ＡＤ変換された複数ビットの出力は
ラッチ回路８５にラッチした抜法の回路Ｉに転送される
。
い平坦部分の値をＡＤ変換するのである。なおＡＤ変換
が開始されると同時にＥＯＣ信号が“Ｌ″′になり、半
導体スイッチ８３を断として変換中にはチーターが変化
しないようにする。ＡＤ変換された複数ビットの出力は
ラッチ回路８５にラッチした抜法の回路Ｉに転送される
。
８６はＥＸＣＬＵＳＩＶＥ ＯＲＧＡＴＥで方位信号す
と同期した矩形波Ｃと内部信号の最上ビット、つまりプ
リセッタプルアップダウンカウンタ８１１の最上ビット
出力ｄを入力として、第７図にの極性信号を出力し、前
述のランチ回路８５の出力と一諸に次のＤＩＧＩＴＡＬ
平均回路９へに転送する。
と同期した矩形波Ｃと内部信号の最上ビット、つまりプ
リセッタプルアップダウンカウンタ８１１の最上ビット
出力ｄを入力として、第７図にの極性信号を出力し、前
述のランチ回路８５の出力と一諸に次のＤＩＧＩＴＡＬ
平均回路９へに転送する。
９はメモリを持ったＤＩＧＩＴＡＬ平均回路で、８の位
相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応じて第７図
ｊの波形の面積を積算平均する。この平均結果を１次的
に平均回路内のメモＩＪ−［記憶して、これを前記位相
比較回路のプリセッタブルアンプダウンバイナリカウン
タ８１１のプリセット人力Ｆ４として加え、プリセッタ
ブルアップダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を
進め又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に９
０°になるようにじよじよ位相を動かし、最終的にＪの
波形が対称、つまシ１周期の積算結果が０になる迄制御
し安定する。
相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応じて第７図
ｊの波形の面積を積算平均する。この平均結果を１次的
に平均回路内のメモＩＪ−［記憶して、これを前記位相
比較回路のプリセッタブルアンプダウンバイナリカウン
タ８１１のプリセット人力Ｆ４として加え、プリセッタ
ブルアップダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を
進め又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に９
０°になるようにじよじよ位相を動かし、最終的にＪの
波形が対称、つまシ１周期の積算結果が０になる迄制御
し安定する。
プリセットした数値は前述のように１次的にメモリに積
算記憶しであるので、その総和は内部信号の位相制御量
つまシ基準Ｎからの電波の到来方位となる。これを表示
器１２に転送し適当な表示周期に従って表示せしめるの
である。１１は振幅比較器、１０はメモリで電波の仰角
に対する振幅ｍ、ｍ’。
算記憶しであるので、その総和は内部信号の位相制御量
つまシ基準Ｎからの電波の到来方位となる。これを表示
器１２に転送し適当な表示周期に従って表示せしめるの
である。１１は振幅比較器、１０はメモリで電波の仰角
に対する振幅ｍ、ｍ’。
及び電波発射源迄の距離Ｑのデーターを記憶する。
受信した電波の方位信号の振幅ｍ′を測定し、メモリに
記憶しであるｍとによシ仰角βの大きさをその都度計算
してめるのは計算装置を必要としたり又計算に時間がか
かるなど実際的でない。又仰角βと基準の振幅ｍと測定
した振幅ｍ′とには第（４）式の関係があるのは前述の
通シであるが、電離層の高さそのものが大きな広がシを
持ったものであり、又その状態は常に変化しているもの
であるからβをあまシこまかくめて見ても意味がないの
で数度おきにめるのが実際的である。
記憶しであるｍとによシ仰角βの大きさをその都度計算
してめるのは計算装置を必要としたり又計算に時間がか
かるなど実際的でない。又仰角βと基準の振幅ｍと測定
した振幅ｍ′とには第（４）式の関係があるのは前述の
通シであるが、電離層の高さそのものが大きな広がシを
持ったものであり、又その状態は常に変化しているもの
であるからβをあまシこまかくめて見ても意味がないの
で数度おきにめるのが実際的である。
従って仰角０度の時の振幅値ｍをある値、例えば２５６
０ ｍＶ （１０進）と定めるとｒは既知であるから本
発明の実施例ではｈをある値、例えば３００ Ｋｍとし
て角βに対する振幅ｍ′及び距離Ｑを計算すると第９図
のデータ値が得られるので、これを前記メモリ１０に第
９図メモリ配置に示したように各アドレスごとに記憶し
ておく。
０ ｍＶ （１０進）と定めるとｒは既知であるから本
発明の実施例ではｈをある値、例えば３００ Ｋｍとし
て角βに対する振幅ｍ′及び距離Ｑを計算すると第９図
のデータ値が得られるので、これを前記メモリ１０に第
９図メモリ配置に示したように各アドレスごとに記憶し
ておく。
電波を測定し方位信号が得られるとその方位信号の振幅
ｍ′と、第９図のメモリ配置に従ってメモリ１０に記憶
されたｍ′を順次振幅比較回路に読出して電波を受信し
て得られた方位信号の振幅ｍ′と比較してその値が一致
又は一番近い時のβ及びＱが電離層高さが３００１の時
の仰角及び電波発射源迄の距離である。−例を示せば今
電波を受信した時の方位信号の振幅が２５５７ｍＶだっ
たとすれば、第９図のデータ値のｍ′の値を順々に比較
すると２番目のｍ’：＝ ２５５８ｍＶに最も近いので
この時の仰角及び距離はβ−０００２度、 Ｑ＝ ３８
３８−となりこれを読出し次の表示器１２に転送し、電
波の到来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に瞬間
的に表示せしめるのである。
ｍ′と、第９図のメモリ配置に従ってメモリ１０に記憶
されたｍ′を順次振幅比較回路に読出して電波を受信し
て得られた方位信号の振幅ｍ′と比較してその値が一致
又は一番近い時のβ及びＱが電離層高さが３００１の時
の仰角及び電波発射源迄の距離である。−例を示せば今
電波を受信した時の方位信号の振幅が２５５７ｍＶだっ
たとすれば、第９図のデータ値のｍ′の値を順々に比較
すると２番目のｍ’：＝ ２５５８ｍＶに最も近いので
この時の仰角及び距離はβ−０００２度、 Ｑ＝ ３８
３８−となりこれを読出し次の表示器１２に転送し、電
波の到来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に瞬間
的に表示せしめるのである。
次に総合動作を説明する。
アンテナＡ１〜Ａｌｌで受信した出力は、アンテナ走査
基準信号発生回路２より得られた切替信号によりアンテ
ナ切替走査回路３で各アンテナを順次に切替えて２チャ
ンネル受信機４の一方のＲＦ大入力、又補助アンテナＡ
。の出力は他方のＲＦ入力端子にそれぞれ加えて増幅し
、そのＩＦ高出力方位信号検出回路５０入力にそれぞれ
加える。
基準信号発生回路２より得られた切替信号によりアンテ
ナ切替走査回路３で各アンテナを順次に切替えて２チャ
ンネル受信機４の一方のＲＦ大入力、又補助アンテナＡ
。の出力は他方のＲＦ入力端子にそれぞれ加えて増幅し
、そのＩＦ高出力方位信号検出回路５０入力にそれぞれ
加える。
二つのＩＦ大入力周波数変換し電波に与えられている周
波数変調成分を除去し、アンテナ回転による変調成分の
みとした後周波数弁別回路により方位信号を抽出する。
波数変調成分を除去し、アンテナ回転による変調成分の
みとした後周波数弁別回路により方位信号を抽出する。
この信号は周波数に比例してその振幅が増加するので、
次の周波数補正回路６を通して周波数情報Ｆ１により周
波数に無関係に常に一定振幅の出力が得られる。この信
号の一部を増幅して第７図Ｃの矩形波信号とし又他の一
部を両波整流回路７によシ両波整流した第７図すの方位
信号と共に位相比較回路８に加える。
次の周波数補正回路６を通して周波数情報Ｆ１により周
波数に無関係に常に一定振幅の出力が得られる。この信
号の一部を増幅して第７図Ｃの矩形波信号とし又他の一
部を両波整流回路７によシ両波整流した第７図すの方位
信号と共に位相比較回路８に加える。
この方位信号すとプリセッタブルアップダウンバイナリ
カウンタ８１１．およびＳｌＮＲＯＭ ８１２で得られ
た第７図ｅの信号を掛算回路８２により掛算すれば第７
図ｊのようなアナログ積出力が得られる。
カウンタ８１１．およびＳｌＮＲＯＭ ８１２で得られ
た第７図ｅの信号を掛算回路８２により掛算すれば第７
図ｊのようなアナログ積出力が得られる。
このプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタのプ
リセット入力には次のＤＩＧＩＴＡＬ平均回路より必要
な数値Ｆ４がプリセットされ、内部信号出力の位相を前
後に進み遅れするように制御する。
リセット入力には次のＤＩＧＩＴＡＬ平均回路より必要
な数値Ｆ４がプリセットされ、内部信号出力の位相を前
後に進み遅れするように制御する。
掛算回路８２の出力はＡＤＣ回路８４によυＤＩＧＩＴ
ＡＬ値として前述した極性信号第７図にと共に平均回路
に加えて極性信号の符号に従って、１周期又は数周期間
積算し平均する。
ＡＬ値として前述した極性信号第７図にと共に平均回路
に加えて極性信号の符号に従って、１周期又は数周期間
積算し平均する。
今、第７図ｊの１．ＩＩ、ｍ、ＩＶの各区間の面積をに
Ａｌ ＋ ＩＩ ＝Ａ２ ＋ ｍ ＝Ａｌ＋ ■＝Ａ２
とすれば、各区間の面積を極性信号ｋに応じて和と差を
取れば１＋Ｉ＋ｎｌ＋ＩＶ＝２（Ａｔ Ａ２ ） ・−
−・−（９）１−ＩＩ＋１ｌＩ−ＩＶ＝２（Ａ＋＋Ａ２
） ・・・・ αＱとなり（９）人は第７図ｊの面積の
差すなわち位相誤差成分であわ、（［）式は面積の総和
つまり平均の振幅値となるのである。
Ａｌ ＋ ＩＩ ＝Ａ２ ＋ ｍ ＝Ａｌ＋ ■＝Ａ２
とすれば、各区間の面積を極性信号ｋに応じて和と差を
取れば１＋Ｉ＋ｎｌ＋ＩＶ＝２（Ａｔ Ａ２ ） ・−
−・−（９）１−ＩＩ＋１ｌＩ−ＩＶ＝２（Ａ＋＋Ａ２
） ・・・・ αＱとなり（９）人は第７図ｊの面積の
差すなわち位相誤差成分であわ、（［）式は面積の総和
つまり平均の振幅値となるのである。
従って方位信号（ａ−Ｖ）と内部信号（ｅ−Ｖ）が完全
に９０°位相差の時には、面積ＡＩとＡ２は等しいので
（９）式の結果は零となシ、内部信号の位相もその点で
安定化し基準Ｎからの位相θ。となる。
に９０°位相差の時には、面積ＡＩとＡ２は等しいので
（９）式の結果は零となシ、内部信号の位相もその点で
安定化し基準Ｎからの位相θ。となる。
ここで方位信号が（ａ−Ｕ）のように変化した瞬間には
内部信号ｄ、ｅの位相は末だ制御されていないので、元
の捷まつまシ（ｄ−Ｖ） 、 （ｅ−Ｖ）であるから掛
算回路８２の出力は方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ
−Ｖ）との積であるからｆのような信号トナリ、ＦＪＸ
ＣＬＵＳＩＶ ＯＲＧＡＴＥノ出力つまシ（ｃ−Ｕ）と
（ｄ−’、’）との積はｇのようになる。又方位信号が
（ａ−Ｗ）のよう【変化した場合には方位が変化した瞬
間には前述の理由により掛算回路の出力及びＥＸＣＬＵ
ＳＩＶ ＯＲＧＡＴＥの出力はり、ｉのようになる。
内部信号ｄ、ｅの位相は末だ制御されていないので、元
の捷まつまシ（ｄ−Ｖ） 、 （ｅ−Ｖ）であるから掛
算回路８２の出力は方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号（ｅ
−Ｖ）との積であるからｆのような信号トナリ、ＦＪＸ
ＣＬＵＳＩＶ ＯＲＧＡＴＥノ出力つまシ（ｃ−Ｕ）と
（ｄ−’、’）との積はｇのようになる。又方位信号が
（ａ−Ｗ）のよう【変化した場合には方位が変化した瞬
間には前述の理由により掛算回路の出力及びＥＸＣＬＵ
ＳＩＶ ＯＲＧＡＴＥの出力はり、ｉのようになる。
この出力を次の平均回路９により１周期又は数周期間〃
（算し２、平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）の場合には
ｆの信号を積算するのでその平均値は−となシ、又方位
信号が（ａ、−Ｗ）の場合には）］の信号を積算するの
でその平均値は＋となる。
（算し２、平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）の場合には
ｆの信号を積算するのでその平均値は−となシ、又方位
信号が（ａ、−Ｗ）の場合には）］の信号を積算するの
でその平均値は＋となる。
この平均値を前述したプリセッタブルアップダウンバイ
ナリカウンタのプリセット入力端子に加え、基準Ｎの時
点でプリセットして分周を行うと、その出力の位相はプ
リセット値分だけ前後に変化する。
ナリカウンタのプリセット入力端子に加え、基準Ｎの時
点でプリセットして分周を行うと、その出力の位相はプ
リセット値分だけ前後に変化する。
力８図はプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ
のプリセット入力とカウンタ出力の関係を示す説明図で
ある。（１）はプリセッタブルアンプダウンバイナリカ
ウンタの出力の総和を示し、最大点がカウンタが最大に
なったことを示し７ておシカウンタの総和が順次減少し
最小点でカウンタの内容が０になったことを、又（２）
〜（４）はカウンターの最大ビット出力を示している。
のプリセット入力とカウンタ出力の関係を示す説明図で
ある。（１）はプリセッタブルアンプダウンバイナリカ
ウンタの出力の総和を示し、最大点がカウンタが最大に
なったことを示し７ておシカウンタの総和が順次減少し
最小点でカウンタの内容が０になったことを、又（２）
〜（４）はカウンターの最大ビット出力を示している。
今方位信号が第７図（ａ−Ｖ）の状態で内部信号が前記
方位信号と丁度９０°位相差ｅ−Ｖに制御されていたと
するとＮの時点で平均回路９で積算した結果によシブリ
セットする数値Ｆ４をθ。、としてブ１ノセットすれば
プリセットバイナリーカウンタの最大出力ビットの波形
は第８図（２）のようになる０次に方位信号が第７図（
ａ−Ｕ）のように変化しだとすれば、内部信号（ｅ−■
）は末だ制御されていないので、方位信号（ｂ−Ｕ）と
内部信号（ｅ−Ｖ）（ＤｆＪｔ出力及びＥＸＣＬＵＳＩ
Ｖ ＯＲＧＡＴＥ８６（７）出力、つまり第７図の０と
ｄの積出力である極性信号はそれぞれｆ、ｇとなシ、ｆ
の面積をｇの極性信号に応じて積算し平均すると結局−
分が残るので、これを前述のメモリに積算しこの金側の
θ夏をプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタに
Ｎの時点でプリセットを行う。その結果カウ、ンクーの
出力は第８図（１）の曲線Ｕのようになりカウンターの
最大出力ビットは、第８図（３）のように位相がじよじ
ょに遅れて最終的には第７図ｄ−ｕ ＋ ｅ −Ｕ ｌ
ｊ−Ｕ！に−（Ｊとなシ、最初の時点よりΔθだけ位
相が遅れ基準Ｎよりθ１の点で安定する。
方位信号と丁度９０°位相差ｅ−Ｖに制御されていたと
するとＮの時点で平均回路９で積算した結果によシブリ
セットする数値Ｆ４をθ。、としてブ１ノセットすれば
プリセットバイナリーカウンタの最大出力ビットの波形
は第８図（２）のようになる０次に方位信号が第７図（
ａ−Ｕ）のように変化しだとすれば、内部信号（ｅ−■
）は末だ制御されていないので、方位信号（ｂ−Ｕ）と
内部信号（ｅ−Ｖ）（ＤｆＪｔ出力及びＥＸＣＬＵＳＩ
Ｖ ＯＲＧＡＴＥ８６（７）出力、つまり第７図の０と
ｄの積出力である極性信号はそれぞれｆ、ｇとなシ、ｆ
の面積をｇの極性信号に応じて積算し平均すると結局−
分が残るので、これを前述のメモリに積算しこの金側の
θ夏をプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタに
Ｎの時点でプリセットを行う。その結果カウ、ンクーの
出力は第８図（１）の曲線Ｕのようになりカウンターの
最大出力ビットは、第８図（３）のように位相がじよじ
ょに遅れて最終的には第７図ｄ−ｕ ＋ ｅ −Ｕ ｌ
ｊ−Ｕ！に−（Ｊとなシ、最初の時点よりΔθだけ位
相が遅れ基準Ｎよりθ１の点で安定する。
次に方位信号がａ−Ｗとなった時は同様動作によりΔθ
だけ位相が進み基準Ｎからθ２の点で安定する。
だけ位相が進み基準Ｎからθ２の点で安定する。
このように内部信号ｄ、ｅの位相は方位信号の位相に追
随することになシ、プリセット値Ｆ４の総和が到来電波
の方位となる。
随することになシ、プリセット値Ｆ４の総和が到来電波
の方位となる。
電波の到来方位がめられると次の時点で前梼のα０式の
積算、つまり区間１〜■の総和をめ方位信号の振幅ｍ′
をめる。このｍ′を前述したようにメモリー１０の内容
と比較してその値が一致又は１番近い値の時の仰角、電
波発射源迄の距離を読出し方位指示器１２によυ瞬間的
に方位仰角距離を表示するのである。
積算、つまり区間１〜■の総和をめ方位信号の振幅ｍ′
をめる。このｍ′を前述したようにメモリー１０の内容
と比較してその値が一致又は１番近い値の時の仰角、電
波発射源迄の距離を読出し方位指示器１２によυ瞬間的
に方位仰角距離を表示するのである。
普通電離層の高さは送信機から持続時間の短いインパル
ス波を一定間隔（例えは１／５Ｏ（ＳＥＣ） ）で垂直
上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離層反射波との
時間差ｔをオシロスコープで測定するのが普通であるが
、この値は電離層の平均値である。電離層の幅は一般的
には１００ Ｋｍ以上にもおよぶ比較的広い幅を持ちこ
れが時々刻々と一変化するものである。従って電離層の
高さをあまシこまかく区切って測定することは無意味で
ある。
ス波を一定間隔（例えは１／５Ｏ（ＳＥＣ） ）で垂直
上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離層反射波との
時間差ｔをオシロスコープで測定するのが普通であるが
、この値は電離層の平均値である。電離層の幅は一般的
には１００ Ｋｍ以上にもおよぶ比較的広い幅を持ちこ
れが時々刻々と一変化するものである。従って電離層の
高さをあまシこまかく区切って測定することは無意味で
ある。
電離層の高さは普通１００ Ｋｍ〜５００−と言われて
いるので、１．００ＫＩｌ＋単位で測定しても充分であ
るから地上から５００−位迄の間を１００う単位で区切
り、それぞれの電離層について計算した第９図のデータ
値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０に記憶
させ必要な電離層高さを入力して、その電離層高さに相
当する記憶回路の内容を検索照合し読み出して指示させ
るのが実際的である。
いるので、１．００ＫＩｌ＋単位で測定しても充分であ
るから地上から５００−位迄の間を１００う単位で区切
り、それぞれの電離層について計算した第９図のデータ
値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０に記憶
させ必要な電離層高さを入力して、その電離層高さに相
当する記憶回路の内容を検索照合し読み出して指示させ
るのが実際的である。
具体的にはアンテナの近傍から小型発振器によシミ波を
発射して受信し、その時の方位信号の振幅を基準値ｍ−
）ｔ り本実施例では２５６０ｍＶに合せるだけでよく
調整も極めて簡単である。なおこの基準値ｍはＡＤＣ８
４が飽和しない範囲で自由に選定出来る。
発射して受信し、その時の方位信号の振幅を基準値ｍ−
）ｔ り本実施例では２５６０ｍＶに合せるだけでよく
調整も極めて簡単である。なおこの基準値ｍはＡＤＣ８
４が飽和しない範囲で自由に選定出来る。
又第３図の６以降の信号処理を特別の関数発生器を用い
てアナログ的に行うことも可能であるが、デジタル化し
た上でデジタルマイクロコシビュー・−タ等を用いて行
うのが実際的で゛ある。
てアナログ的に行うことも可能であるが、デジタル化し
た上でデジタルマイクロコシビュー・−タ等を用いて行
うのが実際的で゛ある。
以上説明したように本発明による方式によれば、安定な
方位指示を得ると同時に電波の仰角と電波発射点迄の距
離を推定し、同時に表示せしめることが出来る極めて有
効な無線方向探知機を実現することが出来る。
方位指示を得ると同時に電波の仰角と電波発射点迄の距
離を推定し、同時に表示せしめることが出来る極めて有
効な無線方向探知機を実現することが出来る。
第１図（イ）はアンテナの配置を示す図、←）は仰角β
で電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテナを切
替受信して生じた位相変化成分を示す波形図であ゛る。 第２図は電離層反射による電波の仰角の説明図、第３図
は本発明の１実施例を示す系統図、第４図はＤＡＣ（Ｄ
ＩＧＩＴＡＬ ＴＯＩＡＮＡＬＯＧＩ Ｃ０ＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の回路例を、第５図は本発明による周波数補正回
路の１実施例を示す。第６図は位相比較回路の詳細説明
図、第７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図
は仰角に対する振幅ｍ′及び電波発射源迄の距離を計算
したデータ値とこの結果を記憶回路に記憶させるだめの
アドレス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発生回路、
３：アンテナ切替走査回路、４：受信機、５：方位信号
検出回路、６：周波数補正回路、７：両波整流回路、８
：位相比較回路、９ ： ＤＩＧＩＴＡＬ平均回路、１
０：記憶回路、１１：振幅比較回路、１２：方位指示器
、Ｆｌ：受信周波数デジタル信号、Ｆ２ ： ＡＤＣ用
ＩＣの端子■の信号、Ｆ３ ： ＡＤＣ用ＩＣの端子■
の信号、Ｆ４：プリセソタブルアツプダウンカウンタ８
１１へのプリセット数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準
（真北）Ｄ′：実効アンテナ直径、β：到来電波の犬地
妬対する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約６３８７
ＫＩｎ）、０：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、Ｓ：
電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射点Ｓと電波
受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、Ｑ：円弧Ｓ−Ｈの
距離、ｍ：変調指数。 將γ「出願人 図面の浄書（内容に変更なし） 牛 １ 口 オ ５ 図 オ ６図 １ −「−シ」−−ロロ 坩 ７因 十 ８回 オ ９０ “ト続補正書（方式） 昭和５９年 ４．Ｊ１／／日 １、腎′ｌ庁艮官 殿 １、事１’ｌの表示 特願昭５８−２５２２１６ ２、発明の名称 無線方向探知（蔑 ３、補正をする者 １１件との関係 特許出願人 〒１４１ 東京部品用区上大崎２−１０−４５昭和５９
年３１１２７日（発送口） ５、補正の対象 明細書・図面 ６、補正の内容 明細書・図面の浄書 （内容に変更なし）手続補正書（
自発） 昭和５９年１１月２ｇ１」 特許庁長官 殿 １、事件の表示 特願昭５８−２５２２１６ ２、発明の名称 無線方向探知機 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 〒１４１ 東京部品用区上大崎２−１０−４５明細書 ５、補正の内容 別紙補正内容書のとおり ６、添付書類の目録 （１）補正内容書 １通 補正内容書 １、明細書中、特許請求の範囲を次のように補正する。 １ 垂直無指向性アンテナを円周上に等間隔に配置し、
これを順次切替走査して電波を受信し受信信号の位相変
化により電波の到来方向を検出する静止形ドプラ方式無
線方向探知機に於て４周波数補正回路を設けて周波数に
比例して振幅が変化する方位信号を周波数に無関係に一
定振幅の方位信号とする手段と、方位信号と同−周波数
及び整数倍の周波数関係よりなる矩形波群を発生する内
部信号発生回路を設けてその出力信号と同期したＳＩＮ
波を発生せしめて前記方位信号の両波整流波とを掛算し
てその積出力信号の面積を極性信号により積算する手段
と、その積算結果により前記内部信号の位相を制御して
、方位信号に高調波を含んだ場合でも正確な電波の到来
方向を測定する手段とを有することを特徴とする無線方
向探知機。 ２ 特許請求範囲第１項の無線方向探知機に於て一定振
幅の方位信号の両波整流波と内部信号発生回路より得た
ＳＩＮ波とを掛算した出力信号の面積の総和を積算平均
して平均振幅をめる手段と、到来電波の各仰角に対する
振幅及び電波発射源の距離を事前に計算してこれを記憶
回路に記憶せしめて、前記平均振幅を記憶せしめた振幅
値と振幅の多い方から検索比較して、振幅が一致又は小
さくなった時車、の各仰角及び距離を瞬間に表示器に表
示せしめることを特徴とする無線方向探知機。 ２、明細書中、発明の詳細な説明を次のように補正する
。
で電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテナを切
替受信して生じた位相変化成分を示す波形図であ゛る。 第２図は電離層反射による電波の仰角の説明図、第３図
は本発明の１実施例を示す系統図、第４図はＤＡＣ（Ｄ
ＩＧＩＴＡＬ ＴＯＩＡＮＡＬＯＧＩ Ｃ０ＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の回路例を、第５図は本発明による周波数補正回
路の１実施例を示す。第６図は位相比較回路の詳細説明
図、第７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図
は仰角に対する振幅ｍ′及び電波発射源迄の距離を計算
したデータ値とこの結果を記憶回路に記憶させるだめの
アドレス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発生回路、
３：アンテナ切替走査回路、４：受信機、５：方位信号
検出回路、６：周波数補正回路、７：両波整流回路、８
：位相比較回路、９ ： ＤＩＧＩＴＡＬ平均回路、１
０：記憶回路、１１：振幅比較回路、１２：方位指示器
、Ｆｌ：受信周波数デジタル信号、Ｆ２ ： ＡＤＣ用
ＩＣの端子■の信号、Ｆ３ ： ＡＤＣ用ＩＣの端子■
の信号、Ｆ４：プリセソタブルアツプダウンカウンタ８
１１へのプリセット数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準
（真北）Ｄ′：実効アンテナ直径、β：到来電波の犬地
妬対する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約６３８７
ＫＩｎ）、０：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、Ｓ：
電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射点Ｓと電波
受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、Ｑ：円弧Ｓ−Ｈの
距離、ｍ：変調指数。 將γ「出願人 図面の浄書（内容に変更なし） 牛 １ 口 オ ５ 図 オ ６図 １ −「−シ」−−ロロ 坩 ７因 十 ８回 オ ９０ “ト続補正書（方式） 昭和５９年 ４．Ｊ１／／日 １、腎′ｌ庁艮官 殿 １、事１’ｌの表示 特願昭５８−２５２２１６ ２、発明の名称 無線方向探知（蔑 ３、補正をする者 １１件との関係 特許出願人 〒１４１ 東京部品用区上大崎２−１０−４５昭和５９
年３１１２７日（発送口） ５、補正の対象 明細書・図面 ６、補正の内容 明細書・図面の浄書 （内容に変更なし）手続補正書（
自発） 昭和５９年１１月２ｇ１」 特許庁長官 殿 １、事件の表示 特願昭５８−２５２２１６ ２、発明の名称 無線方向探知機 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 〒１４１ 東京部品用区上大崎２−１０−４５明細書 ５、補正の内容 別紙補正内容書のとおり ６、添付書類の目録 （１）補正内容書 １通 補正内容書 １、明細書中、特許請求の範囲を次のように補正する。 １ 垂直無指向性アンテナを円周上に等間隔に配置し、
これを順次切替走査して電波を受信し受信信号の位相変
化により電波の到来方向を検出する静止形ドプラ方式無
線方向探知機に於て４周波数補正回路を設けて周波数に
比例して振幅が変化する方位信号を周波数に無関係に一
定振幅の方位信号とする手段と、方位信号と同−周波数
及び整数倍の周波数関係よりなる矩形波群を発生する内
部信号発生回路を設けてその出力信号と同期したＳＩＮ
波を発生せしめて前記方位信号の両波整流波とを掛算し
てその積出力信号の面積を極性信号により積算する手段
と、その積算結果により前記内部信号の位相を制御して
、方位信号に高調波を含んだ場合でも正確な電波の到来
方向を測定する手段とを有することを特徴とする無線方
向探知機。 ２ 特許請求範囲第１項の無線方向探知機に於て一定振
幅の方位信号の両波整流波と内部信号発生回路より得た
ＳＩＮ波とを掛算した出力信号の面積の総和を積算平均
して平均振幅をめる手段と、到来電波の各仰角に対する
振幅及び電波発射源の距離を事前に計算してこれを記憶
回路に記憶せしめて、前記平均振幅を記憶せしめた振幅
値と振幅の多い方から検索比較して、振幅が一致又は小
さくなった時車、の各仰角及び距離を瞬間に表示器に表
示せしめることを特徴とする無線方向探知機。 ２、明細書中、発明の詳細な説明を次のように補正する
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 垂直無指向性アンテナを円周上に等間隔に配置し、
これを順次切替走査して電波を受信し受信信号の位相変
化によシミ波の到来方向を検出する静止形ドブ２方式無
線方向探知機に於て周波数補正回路を設けて周波数に圧
′例して振幅が変化する方位信号を周波数に無関係に一
定振幅の方位信号とする手段と、方位信号と同−周波数
及び整数倍の周波数関係よ勺なる矩形波群を発生する内
部信号発生回路を設けてその出力信号と同期したＳＩＮ
波を発生せしめて前記方位信号の両波整流波とを掛算し
てその積出力信号の面積を極性信号によシ積算する手段
と、その積算結果によシ前記内部信号の位相を制御して
、方位信号に高調波を含んだ場合でも正確な電波の到来
方向を測定する手段とを有することを特徴とする無線方
向探知機。 ２ 特許請求範囲第１項の無線方向探知機に於て一定振
幅の方位信号の両波整流波と内部信号発生回路より得た
ＳＩＮ波を掛算した出力信号の面積の総和を積算平均し
て平均振幅をめる手段と、到来電波の各仰角に対する振
幅及び電波発射源の距離を事前に計算してこれを記憶回
路に記憶せしめて、前記平均振幅を記憶せしめた振幅値
と振幅の多い方から検索比較して、振幅が一致又は小さ
くなった時の各仰角及び距離を瞬間に表示器に表示せし
めることを特徴とする無線方向探知機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25221683A JPS60143793A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | 無線方向探知方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25221683A JPS60143793A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | 無線方向探知方法およびその装置 |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8869089A Division JPH01308984A (ja) | 1989-04-08 | 1989-04-08 | 無線方向探知機 |
| JP1293798A Division JPH02167486A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 無線方向距離探知方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60143793A true JPS60143793A (ja) | 1985-07-30 |
| JPH0349075B2 JPH0349075B2 (ja) | 1991-07-26 |
Family
ID=17234120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25221683A Granted JPS60143793A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | 無線方向探知方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60143793A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6316280A (ja) * | 1986-06-13 | 1988-01-23 | Koden Electronics Co Ltd | 無線方向探知機 |
| JPH04157383A (ja) * | 1990-10-19 | 1992-05-29 | Nec Corp | 方位測定装置 |
| JPH0720583U (ja) * | 1990-12-19 | 1995-04-11 | 株式会社光電製作所 | 無線方向探知機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5880991A (ja) * | 1981-10-19 | 1983-05-16 | ア−ルシ−エ− コ−ポレ−ション | 信号給受方式 |
-
1983
- 1983-12-29 JP JP25221683A patent/JPS60143793A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5880991A (ja) * | 1981-10-19 | 1983-05-16 | ア−ルシ−エ− コ−ポレ−ション | 信号給受方式 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6316280A (ja) * | 1986-06-13 | 1988-01-23 | Koden Electronics Co Ltd | 無線方向探知機 |
| JPH04157383A (ja) * | 1990-10-19 | 1992-05-29 | Nec Corp | 方位測定装置 |
| JPH0720583U (ja) * | 1990-12-19 | 1995-04-11 | 株式会社光電製作所 | 無線方向探知機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0349075B2 (ja) | 1991-07-26 |
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