JPH0146835B2 - - Google Patents
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- JPH0146835B2 JPH0146835B2 JP54015382A JP1538279A JPH0146835B2 JP H0146835 B2 JPH0146835 B2 JP H0146835B2 JP 54015382 A JP54015382 A JP 54015382A JP 1538279 A JP1538279 A JP 1538279A JP H0146835 B2 JPH0146835 B2 JP H0146835B2
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- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 16
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000033001 locomotion Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000011002 quantification Methods 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
- G01R25/08—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents by counting of standard pulses
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
- G01S1/30—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being continuous waves or intermittent trains of continuous waves, the intermittency not being for the purpose of determining direction or position line and the transit times being compared by measuring the phase difference
- G01S1/308—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being continuous waves or intermittent trains of continuous waves, the intermittency not being for the purpose of determining direction or position line and the transit times being compared by measuring the phase difference particularly adapted to Omega systems
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06J—HYBRID COMPUTING ARRANGEMENTS
- G06J1/00—Hybrid computing arrangements
Description
本発明は既知の周波数における信号の位相を検
出するための装置および方法に関し、特にオメガ
航法用システムと共に使用するためのデイジタル
位相デテクタに関する。 オメガ航法用システムは、ナビゲータが地球上
のある地点から自らの位置を正確に決定すること
ができる手段を提供するために開発された。この
オメガ・システムは、全地球上にある距離をおい
て設置された地点に位置される８つの送信ステー
シヨンを用いる。これ等の送信ステーシヨンは
各々10KHz程度の非常に低い周波数（VLF）で信
号電波を放送する。その結果、これ等の信号は
8000乃至12000Km（5000乃至8000マイル）の有効
測定里程を有する。このような里程のため８つの
オメガ送信ステーシヨンの内いくつかのステーシ
ヨンからの信号は世界中どこでも受信可能とな
る。 各オメガ・ステーシヨンは、ある時間間隔内で
既知の周波数の連続的な波形信号を発信する。各
ステーシヨンの信号は他のオメガ・ステーシヨン
からの同様な信号と同期させられ、これにより各
信号は独自の時点に反復パターンで生じる。適正
な受信装置および翻訳装置を備えたナビゲータは
そのパターンに含まれる受信した各信号のそれぞ
れの発信源を識別して各対の受信信号間の相対的
な位相関係を決定することができる。これ等の対
をなす信号間の一定の位相差を示す各点が双曲線
に沿つて幾何学的に生じ、オメガ航法チヤートに
おいてはこのような双曲線上にプロツトされた位
置が線描されている。このようなチヤートと受信
したオメガ信号からの位相情報を用いて、ナビゲ
ータは自らの現在位置を非常に正確に決定するこ
とができる。 送信されたオメガ信号は同期情報即ち位相の基
準情報を提供するものではないため、受信側での
位相計算をその局地基準値と照合しなければなら
ない。このように、オメガ・システムのレシーバ
は、着信するオメガ信号と同じ周波数でそれ自体
の基準信号を生成するよう設計されている。この
時適当な基準信号が着信する各オメガ信号と比較
され、基準信号と着信信号間の位相差が測定され
る。これ等の予備的な位相測定から、着信するオ
メガ信号のどの対の間の位相差でも計算すること
ができる。 着信するオメガ信号における位相情報を２進法
に変換することにより、例えば米国特許No.
3849671に記載されているように位相計算はデイ
ジタル論理装置を用いて便利に実施することがで
きる。所望の位相差をデイジタル的に計算するた
めの１つの手法としては、先ず着信オメガ信号を
フイルタし、この信号を中間周波数（IF）に落
し、次にこの中間周波数信号を厳密に限定する。
その結果得た矩形波信号は、同じ中間周波数でオ
メガ・システムのレシーバにより生成される基準
矩形波と比較される。オメガ信号と基準信号の位
相を比較するため、排他的OR論理ゲートの入力
としてこの２つの信号が与えられる。この入力に
より、排他的ORゲートは両方の入力信号が同じ
２進数値である時は第１の２進数の出力を生じる
が、入力信号が異なる２進数値の時には第２の２
進数出力が生じる。このように、作用的には排他
的ORゲートはオメガ信号と基準信号の積を生じ
る。 排他的ORゲートの積の出力は可逆カウンタの
カウント方向を制御する。ある時間間隔で蓄積さ
れるカウントは、このように着信信号と基準信号
間の位相差と関連させられ、これ等の信号の位相
が一致する時はカウントは最小となり、その位相
が180゜異なる時は記録されるカウントは最大とな
る。次に記録されたカウントは位相固定ループに
おける誤差信号として用いられ、次に着信するオ
メガ信号の位相から約90゜異なるように基準信号
を移相するため基準信号発生装置に与れられる。 このようなデイジタル位相検出法は、厳密な周
波数限定装置に対する入力における良形の信号に
対しては非常に良好に用いられる。しかし、比較
的ノイズの多い信号に対しては、このような位相
デテクタの感度はノイズが増大するにつれて益々
低下し、位相固定ループにおけるトラツキング・
エラーは、もしオメガ信号の位相が変化するなら
ば最後には１サイクルの４分の１にも達する。こ
のトラツキング・エラーが４分の１サイクルに達
する時、ループ特性は直線性を失し、ループのロ
ツク作用がなくなつて測定の忠実度が喪失する。 このような位相固定ループの誤差を避けるた
め、オメガ信号の位相測定に対して例えば米国特
許No.4071821に記載されているように直角位相信
号処理法が応用される。直角位相構成において
は、各々が位相固定ループ・デテクタの構成と類
似の方法で位相測定を行う２つの位相検出回路が
用いられる。位相固定ループ構造における如く、
直角位相デテクタは排他的ORゲートの入力側に
基準信号と中間周波のオメガ信号を与える。 しかし、直角位相構成においては２つの基準信
号が生成され、その一方は他方と90゜だけ位相が
ずらされ、即ち基準信号が直角位相で形成され
る。オメガ信号と第１の基準信号は第１の排他的
ORゲートの入力側に与えられ、オメガ信号と90゜
移相された基準信号は第２の排他的ORゲートの
入力側に与えられる。この構成によつて、１つの
可逆カウンタが位相差の正弦波形と近似する和を
累積し、第２の可逆カウンタはこの位相差の余弦
を表わすカウントを記録する。従つて、位相差の
値はこれ等の２つの和の比の逆正接を計算するこ
とにより得られる。 実際には、測定された和は小さな信号ノイズ
（Ｓ／Ｎ）比においてのみ位相差の関数として厳
密に正弦波形であるが、Ｓ／Ｎ比が大きくなると
三角波形に近似する。このように、得られる測定
結果は更に正確には擬似正弦又は擬似余弦波形と
考えられる。しかし、この近似法は、適当な擬似
逆正接関数又は更に逆正接関数を用いることによ
り正確な位相測定結果が得られる程十分に近似す
る。更に又、このデイジタル位相検出法は、前記
の位相固定ループ法において生じる如く、Ｓ／Ｎ
比が小さくなるにつれてその感度が低下すること
がない。 位相検出のための直角位相法は、航法用に用い
る時オメガ・システムのレシーバの位置の正確な
表示を行うように十分に正確な結果をもたらす。
しかし、オメガ航法システムにおいて送信される
信号は別の重要な測定を行う際に有用であること
が判つた。オメガ信号が使用される可能性のある
重要な用途の一分野としては気象学がある。天候
の研究においては、地球上の各地点に対する、又
これ等地点の種々の高度における期間の風の速度
および方向をチヤートすることが屡々必要とな
る。これ等の測定値はオメガ・システムを用いて
有効に得られる。 このような風の観測を行うためには、計器を積
載した天候観測バルーンを種々の位置で放つて大
気中を上昇させる。バルーンは放出された後、バ
ルーンの位置における風速および風向と実質的に
同じ速度および方向を有する水平方向の運動成分
で移動する。バルーンに備えられた計器は時間の
関数としてその高度を送信する。オメガ信号を用
いて、時間の関数としてバルーンの水平位置およ
びバルーンの移動速度および方向に関する情報も
又得られる。 バルーンに搭載されたオメガ・システムのレシ
ーバは地上ステーシヨンに対して受信した信号を
再び送信するように計設される。従つて地上の設
備は、前記の如く航法に使用されるものと類似の
方法で位相差情報を検出する。このように、バル
ーンの位置は時間の関数として入手され記録され
る。更に、バルーンにより受信されるオメガ信号
間の位相差の変化の時間率を検出することによ
り、バルーンの位置における風速および風向に対
応するものと仮定されるバルーンの移動の速度お
よび方向を計算することができる。前述した直角
位相法は元の信号の位相から僅かに数度異なる逆
正接の値を得るが、この誤差は、風の観測法にお
ける位相差の対時間変化率を計算する時に必要な
如く非常に正確な測定が必要とされる場合には好
ましくない。その結果、精度の高い位相差測定を
行う方法を採用する位相検出装置に対する需要が
当技術において生じて来た。 従つて、本発明の特徴は位相差の非常に正確な
測定が可能な改善された位相デテクタの提供にあ
る。 本発明の別の目的は、位相差の対時間変化率の
正確な測定を可能にする十分に正確な改善された
位相デテクタの提供にある。 本発明の別の目的は、デイジタル補正要因を直
角位相検出回路に包含させるようプログラム化で
きる改善された位相デテクタの提供にある。 本発明の別の目的は、オメガ航法用システムが
風の観測を行うため使用できる改善された位相デ
テクタの提供にある。 デイジタル位相デテクタは既知の周波数の着信
信号を矩形波に変換するハード・リミツタを含
む。基準信号発生装置は、基準になる矩形波と
90゜移相された基準的な矩形波を生じ、その各々
は着信信号の周波数を有する。信号の矩形波は、
第１の論理素子において基準矩形波と比較され、
第２の論理素子において90゜移相された基準矩形
波と比較される。位相変調されたクロツクが第１
と第２の論理素子の出力により制御される２つの
カウンタを駆動し、前記第１のカウンタは第１の
出力により制御され、第２のカウンタは第２の出
力により制御される。デイジタル・プロセサは、
第１および第２のカウンタに記録されるカウント
を用いて信号位相の評価を行う。 望ましい実施態様においては、本発明の位相変
調クロツクはプログラム可能な分周器を駆動する
高速デイジタル・クロツクを含む。読出し専用メ
モリーをプログラム可能な分周器の分周率を制御
するよう接続され、固定分周器はプログラム可能
な分周器から出力を受取つて読出し専用メモリー
をアドレス指定する。 明細書の一部をなす添付図面は、本発明の１つ
の望ましい実施態様を示し、これにより本発明に
より達成される特徴、長所および目的を明確にす
る。しかし、添付図面は本発明の典型的な実施例
を示すのみであつて、従つて他の同等な有効な実
施態様において本発明の概念が実施可能であるた
め、その範囲を限定するものではないことを留意
すべきである。 本文に示す位相デテクタおよび方法は既知の周
波数のデイスクリート信号の位相が測定されるべ
きシステムに応用されるが、本文においてはこの
手法はオメガ航法システムに関して説明される。 オメガ双曲線航法システムは、世界中に点在さ
れる８つの送信局の各々から３つの航法周波数
（10.2、11 1/3、および13.6KHz）の逐次送信を用
いる。多重周波数を用いて実質的に連続する位相
信号の位相測定と関連する推定進路の不明瞭さの
問題を低減させるのである。 第１図においては基本的なオメガ信号様式が示
され、８つの送信ステーシヨンをグラフの縦座標
に沿つて示し、送信の時間的シーケンスおよび持
続時間は横座標に示される。周波数F1（オメガ・
システムにおいては10.2KHz）がステーシヨンＡ
から零に等しい時点Ｔで放送される。この信号は
0.9秒間放送され、これに続いて送信される信号
の各時間に0.2秒の遅れがある。ステーシヨンＡ
は、時点1.1秒において13.6KHzの周波数F2を送
り、時点2.3秒においてオメガ・システムにおけ
る11 1/3ＫHzに対応する周波数F3を放送する。
ステーシヨンＢは、時点1.1秒において周波数F1
の放送を開始し、時点2.3秒において周波数F2の
放送を、又時点3.6秒において周波数F3の放送を
開始する。周波数F1は合計0.9秒の時間ステーシ
ヨンＡにより放送され、ステーシヨンＢは合計１
秒の間周波数F1を放送し、又ステーシヨンＢは
合計1.1秒間周波数F2を放送する。このように、
送信されるべき周波数のシーケンスと共に３つの
デイスクリート信号の各持続時間を知ることによ
り、特定のステーシヨンが識別される。第１図に
示す如く、信号様式の10秒間には８つのセグメン
トがあつて、全10秒は各ステーシヨンの各デイス
クリート周波数の送信の開始の間に経過する。本
発明の装置および方法の本文の記述は、この装置
および方法が等しくどのステーシヨンおよび周波
数に対しても適用できるものであることは理解す
べきであるが、１つの送信機から１つの周波数で
送信される１連の信号に関して限定される。 次に第２図において、ブロツク図で示されるの
は３つのデイスクリート周波数の１つで送信され
る放送オメガ信号を受信するための典型的なオメ
ガ・システムのレシーバの一部である。信号は最
初アンテナ１０により受信され、このアンテナか
らアンテナ・カプラー１２を経て適当な電子的処
理装置に送られる。前置増巾器１４はこの信号を
増巾し、これをRFフイルタ１６に送り、これか
らフイルタされた信号は周波数コンバータ１８に
送られる。周波数コンバータ１８においては、信
号は例えば200Hzの如き比較的低い周波数に変換
され、次いで増巾器２０に送られる。中間周波数
（IF）信号は増巾され、その後IFフイルタ２２で
フイルタされる。ハード・リミツタ２４はこの
IF信号を同じ周波数で矩形波に変換する制限増
巾器である。ハード・リミツタ２４からの信号は
次に入力信号の位相の評価を行う位相デテクタ２
６によりデイジタル形態で処理される。 次に第３図において、本発明による直角位相法
を用いるデイジタル位相デテクタをブロツク図で
示す。入力する処理されたオメガ信号２８は、第
２図に示した方法でオメガ・レシーバによつて最
初に処理された後最終IFフイルタ段に入るよう
示される。最終のIFフイルタ処理の後、信号２
８はハード・リミツタ２４により矩形波に変換さ
れる。この時、オメガ信号は２進数信号として取
扱われ、デイジタル論理素子によつて処理され
る。 基準信号発生装置３０は、それぞれオメガ信号
２８の周波数である２つの基準矩形波を生じる。
第１の基準矩形波はオメガ信号として排他的OR
ゲート３２に対する入力として与えられる。第２
の基準矩形波は第１の基準矩形波に対し90゜の位
相の遅れで基準信号発生装置３０によつて生成さ
れ、オメガ信号も入力として与えられる排他的
ORゲート３４に与れられる。 排他的ORゲート３２と３４は乗算機能を有す
る。排他的ORゲートは、その両入力が２進数
「１」又は２進数「０」である時２進数「０」を
生じる。この排他的ORゲートは、その入力が異
なる２進数値、即ち２進数「１」と「０」又は２
進数「０」と「１」である時２進数「１」を生成
する。排他的ORゲート３２の積の出力はカウン
タ４２に与えられるが、排他的ORゲート３４の
積出力はカウンタ４４に与えられる。この排他的
ORゲートは位相変調クロツク４０からのクロツ
ク信号により駆動される時可逆カウンタ４２と４
４がカウントする方向を制御する。 位相デテクタが作用する位相関数は実際には正
弦波形ではなく三角波形状であるが、カウンタ４
２と４４に記録されるカウントはそれぞれ位相差
の余弦と正弦値に近似する。この測定値はこのよ
うに擬似余弦および擬似正弦値として表わすこと
ができる。これ等測定値の比をとつてこの比に逆
正接関数を用いることにより、オメガ信号と基準
信号間の位相差の値が計算できる。この計算はデ
イジタル・プロセサ４６において行われる。 しかし、カウンタ４２と４４は可逆カウンタで
ある必要はない。同じ結果が一方向カウンタを用
いて更に経済的に得ることができる。前述の実施
態様においては、各可逆カウンタは各クロツク・
パルスをカウントし、カウントの方向は対応する
排他的ORゲートによつて決定される。換言すれ
ば、このようなカウンタは各パルス毎に＋１又は
−１をカウントする。一方向のカウンタを用いる
時は、これ等カウンタは対応する排他的ORゲー
トの出力に応じて各カウンタが各パルス毎にカウ
ントしたりカウントしないように作用的に接続さ
れる。このように、一方向カウンタは＋１又は０
をカウントする。これ等の値はそれぞれ＋1/2又
は−1/2のカウントとして考えられ、同時に＋1/2
のカウントも生じる。 従つて、もしカウント間隔の期間が既知であれ
ば、可逆カウンタに対する同じカウントが各結果
を２倍した後カウントできる既知数のクロツク・
パルスに等しいずれを差引くことによりデイジタ
ル・プロセサ４６において得ることができる。こ
のように、可逆カウンタ又は一方向カウンタにい
ずれも本発明においては同じ結果を生じるが、以
降の記述においては可逆カウンタを用いるものと
する。 本発明の漸新かつ有利な点は、カウンタ４２と
４４の駆動には位相変調クロツク４０を使用する
ことにある。デイジタル位相デテクタにおける補
正要因の必要については、第４図における如くグ
ラフによつて示す。第４図は、デイジタル位相デ
テクタにより測定される如き信号の位相に対する
実際の信号の位相の関係を示す。理想的なデテク
タにおけるこの関係は直線により示されることに
なる。しかし、ベクトルの読みを形成するカウン
タの数量化の故に、ある一定の位相の値のみがデ
イジタル・デテクタによつて測定される。測定さ
れる値は、1.024MHzのクロツク時間を単位とし
て縦軸上に表示されている。測定される位相の値
における誤差を最小にするため、位相デテクタ回
路は、１つの数量化された測定位相値から次の測
定位相値へ各適当な点ごとに移行を惹起して次の
クロツク時間における測定された位相と実際の位
相間のずれを最小にするように構成されている。
このような補正された変換が行われる１つの方法
は、直角位相タイプのデイジタル位相デテクタに
おいて信号をゲートするため使用されるクロツク
４０の位相を変調することによる。なお、第４図
の太い線は、この変調によつて達成されるデイジ
タル位相測定値である。第４図の垂直軸は、測定
位置が最小分解能当り1.6゜のデイジタル数量化値
であることを示し、このため垂直軸上の目盛は
1.6゜で増分する。そこで、カウンタ４２と４６へ
供給されて位相差を数量化するクロツク信号を変
調することにより、実際の位相差と被測定位相差
間の不一致を最小化することが必要である。第４
図に示す直線と太い線の差は、前記不一致を最小
化する試みを示す。このような手法については更
に詳細に第５図に示される。 第５図は第３図の位相変調クロツク４０をブロ
ツク図で示す。高速クロツク４８を用いてプログ
ラム可能な分周器５０を駆動する。読出し専用メ
モリー５２は、プログラム可能分周器５０が高速
クロツク４８を分周する比率を制御して位相変調
クロツク信号５４を生成する。このように分周器
を制御することによつて、プログラム可能な分周
器５０の出力として得られる変調クロツク信号５
４は読出し専用メモリー５２にロードされる内容
により正確に指定される変化する速度で実際にカ
ウントする。変調クロツク信号５４を用いて第３
図のカウンタ４２，４４を制御する時、このカウ
ンタは、記録されたカウントが実際の各位相値に
対して測定された信号位相の最も正確な評価を行
うような望ましい方法で変動を生じるようにする
ことができる。プログラム可能な分周器５０から
の出力は固定分周器５６に与えられる。この時こ
の固定分周器５６は順次更に大きな２進数値にカ
ウントを進め、この２進数値は読出し専用メモリ
ー５２における対応する場所をアドレス指定する
ために使用される。次にこの内容はプログラム可
能分周器５０によつて使用される次の分周率を指
定する。 プログラム可能な分周器５０の機能は、その終
端カウントに達するごとに読出し専用メモリ５２
からロードされるプリセツト可能カウンタによつ
て実施することができる。このようなカウンタを
使用する時、読出し専用メモリー５２は、プログ
ラム可能な分周器５０が分周率そのものよりもそ
の出力パルスを生じると同時にカウンタをしてそ
の終端カウントに達成させる如き値を含む。いず
れの実施態様も同じ結果をもたらすものである
が、望ましい実施態様の以下の記述を明瞭にする
ため、プログラム可能な分周器を使用するものと
する。 位相デテクタに対する適当な誤差補正値を与え
るため、クロツクの各パルスに存在する誤差につ
いて補正因数が計算される。この計算は、逆正接
関数を計算し、位相の各可能値に対する前記関数
により生じる値を決定することにより行うことが
可能である。即ち、カウンタ４２，４４の特定組
のカウント値は特定の角度に対応している。本発
明はカウントが所望の角度に対応する時点でカウ
ンタ４２，４４が特定のカウント値に達するよう
にする。このため、該カウンタがいつ特定の対の
値に達したかを見出しそして実際にその時点での
位相であるようにクロツクパルスの数を調整す
る。この時点でカウントの数は訂正されるべきで
ある。デイジタル・プロセサ４６からの位相の前
記出力値に対応するカウンタ４２，４４において
和を得ることが必要なクロツク・パルス数がこの
時計算でき、適当な２進カウント値は読出し専用
メモリー５２の適当なアドレスにロードされる。
誤差は逆正接関数により計算されるから、実際に
は、生じる誤差は位相90゜毎に反復することが判
つた。従つて、０乃至90゜の位相差範囲にわたり
補正因数を計算して適当な２進数のタイミング値
を読出し専用メモリー５２にロードすることのみ
が必要である。この時読出し専用メモリーは位相
360゜毎に４回その全内容についてアドレス指定す
ることができる。 例示した本発明の望ましい実施態様において
は、1.024MHzの周波数でカウントする高速クロ
ツク４８が使用される。変調クロツク信号出力の
平均カウント周波数は409.6KHzである。このよ
うに、平均して読出し専用メモリーの値は2.5（因
数１、２、３、４の平均値）の因数で高い周波数
のクロツクを分周する。しかし、個々のクロツ
ク・パルスは各位相値に対して必要な補正により
必要とされる如く１、２、３、又は４の因数によ
り分周される。この補正を行う読出し専用メモリ
ーの内容の完全なリストは表１に含まれている。
表１は読出し専用メモリーの各アドレスとこのア
ドレスに位置する対応関係の分周比が示されてい
る。
出するための装置および方法に関し、特にオメガ
航法用システムと共に使用するためのデイジタル
位相デテクタに関する。 オメガ航法用システムは、ナビゲータが地球上
のある地点から自らの位置を正確に決定すること
ができる手段を提供するために開発された。この
オメガ・システムは、全地球上にある距離をおい
て設置された地点に位置される８つの送信ステー
シヨンを用いる。これ等の送信ステーシヨンは
各々10KHz程度の非常に低い周波数（VLF）で信
号電波を放送する。その結果、これ等の信号は
8000乃至12000Km（5000乃至8000マイル）の有効
測定里程を有する。このような里程のため８つの
オメガ送信ステーシヨンの内いくつかのステーシ
ヨンからの信号は世界中どこでも受信可能とな
る。 各オメガ・ステーシヨンは、ある時間間隔内で
既知の周波数の連続的な波形信号を発信する。各
ステーシヨンの信号は他のオメガ・ステーシヨン
からの同様な信号と同期させられ、これにより各
信号は独自の時点に反復パターンで生じる。適正
な受信装置および翻訳装置を備えたナビゲータは
そのパターンに含まれる受信した各信号のそれぞ
れの発信源を識別して各対の受信信号間の相対的
な位相関係を決定することができる。これ等の対
をなす信号間の一定の位相差を示す各点が双曲線
に沿つて幾何学的に生じ、オメガ航法チヤートに
おいてはこのような双曲線上にプロツトされた位
置が線描されている。このようなチヤートと受信
したオメガ信号からの位相情報を用いて、ナビゲ
ータは自らの現在位置を非常に正確に決定するこ
とができる。 送信されたオメガ信号は同期情報即ち位相の基
準情報を提供するものではないため、受信側での
位相計算をその局地基準値と照合しなければなら
ない。このように、オメガ・システムのレシーバ
は、着信するオメガ信号と同じ周波数でそれ自体
の基準信号を生成するよう設計されている。この
時適当な基準信号が着信する各オメガ信号と比較
され、基準信号と着信信号間の位相差が測定され
る。これ等の予備的な位相測定から、着信するオ
メガ信号のどの対の間の位相差でも計算すること
ができる。 着信するオメガ信号における位相情報を２進法
に変換することにより、例えば米国特許No.
3849671に記載されているように位相計算はデイ
ジタル論理装置を用いて便利に実施することがで
きる。所望の位相差をデイジタル的に計算するた
めの１つの手法としては、先ず着信オメガ信号を
フイルタし、この信号を中間周波数（IF）に落
し、次にこの中間周波数信号を厳密に限定する。
その結果得た矩形波信号は、同じ中間周波数でオ
メガ・システムのレシーバにより生成される基準
矩形波と比較される。オメガ信号と基準信号の位
相を比較するため、排他的OR論理ゲートの入力
としてこの２つの信号が与えられる。この入力に
より、排他的ORゲートは両方の入力信号が同じ
２進数値である時は第１の２進数の出力を生じる
が、入力信号が異なる２進数値の時には第２の２
進数出力が生じる。このように、作用的には排他
的ORゲートはオメガ信号と基準信号の積を生じ
る。 排他的ORゲートの積の出力は可逆カウンタの
カウント方向を制御する。ある時間間隔で蓄積さ
れるカウントは、このように着信信号と基準信号
間の位相差と関連させられ、これ等の信号の位相
が一致する時はカウントは最小となり、その位相
が180゜異なる時は記録されるカウントは最大とな
る。次に記録されたカウントは位相固定ループに
おける誤差信号として用いられ、次に着信するオ
メガ信号の位相から約90゜異なるように基準信号
を移相するため基準信号発生装置に与れられる。 このようなデイジタル位相検出法は、厳密な周
波数限定装置に対する入力における良形の信号に
対しては非常に良好に用いられる。しかし、比較
的ノイズの多い信号に対しては、このような位相
デテクタの感度はノイズが増大するにつれて益々
低下し、位相固定ループにおけるトラツキング・
エラーは、もしオメガ信号の位相が変化するなら
ば最後には１サイクルの４分の１にも達する。こ
のトラツキング・エラーが４分の１サイクルに達
する時、ループ特性は直線性を失し、ループのロ
ツク作用がなくなつて測定の忠実度が喪失する。 このような位相固定ループの誤差を避けるた
め、オメガ信号の位相測定に対して例えば米国特
許No.4071821に記載されているように直角位相信
号処理法が応用される。直角位相構成において
は、各々が位相固定ループ・デテクタの構成と類
似の方法で位相測定を行う２つの位相検出回路が
用いられる。位相固定ループ構造における如く、
直角位相デテクタは排他的ORゲートの入力側に
基準信号と中間周波のオメガ信号を与える。 しかし、直角位相構成においては２つの基準信
号が生成され、その一方は他方と90゜だけ位相が
ずらされ、即ち基準信号が直角位相で形成され
る。オメガ信号と第１の基準信号は第１の排他的
ORゲートの入力側に与えられ、オメガ信号と90゜
移相された基準信号は第２の排他的ORゲートの
入力側に与えられる。この構成によつて、１つの
可逆カウンタが位相差の正弦波形と近似する和を
累積し、第２の可逆カウンタはこの位相差の余弦
を表わすカウントを記録する。従つて、位相差の
値はこれ等の２つの和の比の逆正接を計算するこ
とにより得られる。 実際には、測定された和は小さな信号ノイズ
（Ｓ／Ｎ）比においてのみ位相差の関数として厳
密に正弦波形であるが、Ｓ／Ｎ比が大きくなると
三角波形に近似する。このように、得られる測定
結果は更に正確には擬似正弦又は擬似余弦波形と
考えられる。しかし、この近似法は、適当な擬似
逆正接関数又は更に逆正接関数を用いることによ
り正確な位相測定結果が得られる程十分に近似す
る。更に又、このデイジタル位相検出法は、前記
の位相固定ループ法において生じる如く、Ｓ／Ｎ
比が小さくなるにつれてその感度が低下すること
がない。 位相検出のための直角位相法は、航法用に用い
る時オメガ・システムのレシーバの位置の正確な
表示を行うように十分に正確な結果をもたらす。
しかし、オメガ航法システムにおいて送信される
信号は別の重要な測定を行う際に有用であること
が判つた。オメガ信号が使用される可能性のある
重要な用途の一分野としては気象学がある。天候
の研究においては、地球上の各地点に対する、又
これ等地点の種々の高度における期間の風の速度
および方向をチヤートすることが屡々必要とな
る。これ等の測定値はオメガ・システムを用いて
有効に得られる。 このような風の観測を行うためには、計器を積
載した天候観測バルーンを種々の位置で放つて大
気中を上昇させる。バルーンは放出された後、バ
ルーンの位置における風速および風向と実質的に
同じ速度および方向を有する水平方向の運動成分
で移動する。バルーンに備えられた計器は時間の
関数としてその高度を送信する。オメガ信号を用
いて、時間の関数としてバルーンの水平位置およ
びバルーンの移動速度および方向に関する情報も
又得られる。 バルーンに搭載されたオメガ・システムのレシ
ーバは地上ステーシヨンに対して受信した信号を
再び送信するように計設される。従つて地上の設
備は、前記の如く航法に使用されるものと類似の
方法で位相差情報を検出する。このように、バル
ーンの位置は時間の関数として入手され記録され
る。更に、バルーンにより受信されるオメガ信号
間の位相差の変化の時間率を検出することによ
り、バルーンの位置における風速および風向に対
応するものと仮定されるバルーンの移動の速度お
よび方向を計算することができる。前述した直角
位相法は元の信号の位相から僅かに数度異なる逆
正接の値を得るが、この誤差は、風の観測法にお
ける位相差の対時間変化率を計算する時に必要な
如く非常に正確な測定が必要とされる場合には好
ましくない。その結果、精度の高い位相差測定を
行う方法を採用する位相検出装置に対する需要が
当技術において生じて来た。 従つて、本発明の特徴は位相差の非常に正確な
測定が可能な改善された位相デテクタの提供にあ
る。 本発明の別の目的は、位相差の対時間変化率の
正確な測定を可能にする十分に正確な改善された
位相デテクタの提供にある。 本発明の別の目的は、デイジタル補正要因を直
角位相検出回路に包含させるようプログラム化で
きる改善された位相デテクタの提供にある。 本発明の別の目的は、オメガ航法用システムが
風の観測を行うため使用できる改善された位相デ
テクタの提供にある。 デイジタル位相デテクタは既知の周波数の着信
信号を矩形波に変換するハード・リミツタを含
む。基準信号発生装置は、基準になる矩形波と
90゜移相された基準的な矩形波を生じ、その各々
は着信信号の周波数を有する。信号の矩形波は、
第１の論理素子において基準矩形波と比較され、
第２の論理素子において90゜移相された基準矩形
波と比較される。位相変調されたクロツクが第１
と第２の論理素子の出力により制御される２つの
カウンタを駆動し、前記第１のカウンタは第１の
出力により制御され、第２のカウンタは第２の出
力により制御される。デイジタル・プロセサは、
第１および第２のカウンタに記録されるカウント
を用いて信号位相の評価を行う。 望ましい実施態様においては、本発明の位相変
調クロツクはプログラム可能な分周器を駆動する
高速デイジタル・クロツクを含む。読出し専用メ
モリーをプログラム可能な分周器の分周率を制御
するよう接続され、固定分周器はプログラム可能
な分周器から出力を受取つて読出し専用メモリー
をアドレス指定する。 明細書の一部をなす添付図面は、本発明の１つ
の望ましい実施態様を示し、これにより本発明に
より達成される特徴、長所および目的を明確にす
る。しかし、添付図面は本発明の典型的な実施例
を示すのみであつて、従つて他の同等な有効な実
施態様において本発明の概念が実施可能であるた
め、その範囲を限定するものではないことを留意
すべきである。 本文に示す位相デテクタおよび方法は既知の周
波数のデイスクリート信号の位相が測定されるべ
きシステムに応用されるが、本文においてはこの
手法はオメガ航法システムに関して説明される。 オメガ双曲線航法システムは、世界中に点在さ
れる８つの送信局の各々から３つの航法周波数
（10.2、11 1/3、および13.6KHz）の逐次送信を用
いる。多重周波数を用いて実質的に連続する位相
信号の位相測定と関連する推定進路の不明瞭さの
問題を低減させるのである。 第１図においては基本的なオメガ信号様式が示
され、８つの送信ステーシヨンをグラフの縦座標
に沿つて示し、送信の時間的シーケンスおよび持
続時間は横座標に示される。周波数F1（オメガ・
システムにおいては10.2KHz）がステーシヨンＡ
から零に等しい時点Ｔで放送される。この信号は
0.9秒間放送され、これに続いて送信される信号
の各時間に0.2秒の遅れがある。ステーシヨンＡ
は、時点1.1秒において13.6KHzの周波数F2を送
り、時点2.3秒においてオメガ・システムにおけ
る11 1/3ＫHzに対応する周波数F3を放送する。
ステーシヨンＢは、時点1.1秒において周波数F1
の放送を開始し、時点2.3秒において周波数F2の
放送を、又時点3.6秒において周波数F3の放送を
開始する。周波数F1は合計0.9秒の時間ステーシ
ヨンＡにより放送され、ステーシヨンＢは合計１
秒の間周波数F1を放送し、又ステーシヨンＢは
合計1.1秒間周波数F2を放送する。このように、
送信されるべき周波数のシーケンスと共に３つの
デイスクリート信号の各持続時間を知ることによ
り、特定のステーシヨンが識別される。第１図に
示す如く、信号様式の10秒間には８つのセグメン
トがあつて、全10秒は各ステーシヨンの各デイス
クリート周波数の送信の開始の間に経過する。本
発明の装置および方法の本文の記述は、この装置
および方法が等しくどのステーシヨンおよび周波
数に対しても適用できるものであることは理解す
べきであるが、１つの送信機から１つの周波数で
送信される１連の信号に関して限定される。 次に第２図において、ブロツク図で示されるの
は３つのデイスクリート周波数の１つで送信され
る放送オメガ信号を受信するための典型的なオメ
ガ・システムのレシーバの一部である。信号は最
初アンテナ１０により受信され、このアンテナか
らアンテナ・カプラー１２を経て適当な電子的処
理装置に送られる。前置増巾器１４はこの信号を
増巾し、これをRFフイルタ１６に送り、これか
らフイルタされた信号は周波数コンバータ１８に
送られる。周波数コンバータ１８においては、信
号は例えば200Hzの如き比較的低い周波数に変換
され、次いで増巾器２０に送られる。中間周波数
（IF）信号は増巾され、その後IFフイルタ２２で
フイルタされる。ハード・リミツタ２４はこの
IF信号を同じ周波数で矩形波に変換する制限増
巾器である。ハード・リミツタ２４からの信号は
次に入力信号の位相の評価を行う位相デテクタ２
６によりデイジタル形態で処理される。 次に第３図において、本発明による直角位相法
を用いるデイジタル位相デテクタをブロツク図で
示す。入力する処理されたオメガ信号２８は、第
２図に示した方法でオメガ・レシーバによつて最
初に処理された後最終IFフイルタ段に入るよう
示される。最終のIFフイルタ処理の後、信号２
８はハード・リミツタ２４により矩形波に変換さ
れる。この時、オメガ信号は２進数信号として取
扱われ、デイジタル論理素子によつて処理され
る。 基準信号発生装置３０は、それぞれオメガ信号
２８の周波数である２つの基準矩形波を生じる。
第１の基準矩形波はオメガ信号として排他的OR
ゲート３２に対する入力として与えられる。第２
の基準矩形波は第１の基準矩形波に対し90゜の位
相の遅れで基準信号発生装置３０によつて生成さ
れ、オメガ信号も入力として与えられる排他的
ORゲート３４に与れられる。 排他的ORゲート３２と３４は乗算機能を有す
る。排他的ORゲートは、その両入力が２進数
「１」又は２進数「０」である時２進数「０」を
生じる。この排他的ORゲートは、その入力が異
なる２進数値、即ち２進数「１」と「０」又は２
進数「０」と「１」である時２進数「１」を生成
する。排他的ORゲート３２の積の出力はカウン
タ４２に与えられるが、排他的ORゲート３４の
積出力はカウンタ４４に与えられる。この排他的
ORゲートは位相変調クロツク４０からのクロツ
ク信号により駆動される時可逆カウンタ４２と４
４がカウントする方向を制御する。 位相デテクタが作用する位相関数は実際には正
弦波形ではなく三角波形状であるが、カウンタ４
２と４４に記録されるカウントはそれぞれ位相差
の余弦と正弦値に近似する。この測定値はこのよ
うに擬似余弦および擬似正弦値として表わすこと
ができる。これ等測定値の比をとつてこの比に逆
正接関数を用いることにより、オメガ信号と基準
信号間の位相差の値が計算できる。この計算はデ
イジタル・プロセサ４６において行われる。 しかし、カウンタ４２と４４は可逆カウンタで
ある必要はない。同じ結果が一方向カウンタを用
いて更に経済的に得ることができる。前述の実施
態様においては、各可逆カウンタは各クロツク・
パルスをカウントし、カウントの方向は対応する
排他的ORゲートによつて決定される。換言すれ
ば、このようなカウンタは各パルス毎に＋１又は
−１をカウントする。一方向のカウンタを用いる
時は、これ等カウンタは対応する排他的ORゲー
トの出力に応じて各カウンタが各パルス毎にカウ
ントしたりカウントしないように作用的に接続さ
れる。このように、一方向カウンタは＋１又は０
をカウントする。これ等の値はそれぞれ＋1/2又
は−1/2のカウントとして考えられ、同時に＋1/2
のカウントも生じる。 従つて、もしカウント間隔の期間が既知であれ
ば、可逆カウンタに対する同じカウントが各結果
を２倍した後カウントできる既知数のクロツク・
パルスに等しいずれを差引くことによりデイジタ
ル・プロセサ４６において得ることができる。こ
のように、可逆カウンタ又は一方向カウンタにい
ずれも本発明においては同じ結果を生じるが、以
降の記述においては可逆カウンタを用いるものと
する。 本発明の漸新かつ有利な点は、カウンタ４２と
４４の駆動には位相変調クロツク４０を使用する
ことにある。デイジタル位相デテクタにおける補
正要因の必要については、第４図における如くグ
ラフによつて示す。第４図は、デイジタル位相デ
テクタにより測定される如き信号の位相に対する
実際の信号の位相の関係を示す。理想的なデテク
タにおけるこの関係は直線により示されることに
なる。しかし、ベクトルの読みを形成するカウン
タの数量化の故に、ある一定の位相の値のみがデ
イジタル・デテクタによつて測定される。測定さ
れる値は、1.024MHzのクロツク時間を単位とし
て縦軸上に表示されている。測定される位相の値
における誤差を最小にするため、位相デテクタ回
路は、１つの数量化された測定位相値から次の測
定位相値へ各適当な点ごとに移行を惹起して次の
クロツク時間における測定された位相と実際の位
相間のずれを最小にするように構成されている。
このような補正された変換が行われる１つの方法
は、直角位相タイプのデイジタル位相デテクタに
おいて信号をゲートするため使用されるクロツク
４０の位相を変調することによる。なお、第４図
の太い線は、この変調によつて達成されるデイジ
タル位相測定値である。第４図の垂直軸は、測定
位置が最小分解能当り1.6゜のデイジタル数量化値
であることを示し、このため垂直軸上の目盛は
1.6゜で増分する。そこで、カウンタ４２と４６へ
供給されて位相差を数量化するクロツク信号を変
調することにより、実際の位相差と被測定位相差
間の不一致を最小化することが必要である。第４
図に示す直線と太い線の差は、前記不一致を最小
化する試みを示す。このような手法については更
に詳細に第５図に示される。 第５図は第３図の位相変調クロツク４０をブロ
ツク図で示す。高速クロツク４８を用いてプログ
ラム可能な分周器５０を駆動する。読出し専用メ
モリー５２は、プログラム可能分周器５０が高速
クロツク４８を分周する比率を制御して位相変調
クロツク信号５４を生成する。このように分周器
を制御することによつて、プログラム可能な分周
器５０の出力として得られる変調クロツク信号５
４は読出し専用メモリー５２にロードされる内容
により正確に指定される変化する速度で実際にカ
ウントする。変調クロツク信号５４を用いて第３
図のカウンタ４２，４４を制御する時、このカウ
ンタは、記録されたカウントが実際の各位相値に
対して測定された信号位相の最も正確な評価を行
うような望ましい方法で変動を生じるようにする
ことができる。プログラム可能な分周器５０から
の出力は固定分周器５６に与えられる。この時こ
の固定分周器５６は順次更に大きな２進数値にカ
ウントを進め、この２進数値は読出し専用メモリ
ー５２における対応する場所をアドレス指定する
ために使用される。次にこの内容はプログラム可
能分周器５０によつて使用される次の分周率を指
定する。 プログラム可能な分周器５０の機能は、その終
端カウントに達するごとに読出し専用メモリ５２
からロードされるプリセツト可能カウンタによつ
て実施することができる。このようなカウンタを
使用する時、読出し専用メモリー５２は、プログ
ラム可能な分周器５０が分周率そのものよりもそ
の出力パルスを生じると同時にカウンタをしてそ
の終端カウントに達成させる如き値を含む。いず
れの実施態様も同じ結果をもたらすものである
が、望ましい実施態様の以下の記述を明瞭にする
ため、プログラム可能な分周器を使用するものと
する。 位相デテクタに対する適当な誤差補正値を与え
るため、クロツクの各パルスに存在する誤差につ
いて補正因数が計算される。この計算は、逆正接
関数を計算し、位相の各可能値に対する前記関数
により生じる値を決定することにより行うことが
可能である。即ち、カウンタ４２，４４の特定組
のカウント値は特定の角度に対応している。本発
明はカウントが所望の角度に対応する時点でカウ
ンタ４２，４４が特定のカウント値に達するよう
にする。このため、該カウンタがいつ特定の対の
値に達したかを見出しそして実際にその時点での
位相であるようにクロツクパルスの数を調整す
る。この時点でカウントの数は訂正されるべきで
ある。デイジタル・プロセサ４６からの位相の前
記出力値に対応するカウンタ４２，４４において
和を得ることが必要なクロツク・パルス数がこの
時計算でき、適当な２進カウント値は読出し専用
メモリー５２の適当なアドレスにロードされる。
誤差は逆正接関数により計算されるから、実際に
は、生じる誤差は位相90゜毎に反復することが判
つた。従つて、０乃至90゜の位相差範囲にわたり
補正因数を計算して適当な２進数のタイミング値
を読出し専用メモリー５２にロードすることのみ
が必要である。この時読出し専用メモリーは位相
360゜毎に４回その全内容についてアドレス指定す
ることができる。 例示した本発明の望ましい実施態様において
は、1.024MHzの周波数でカウントする高速クロ
ツク４８が使用される。変調クロツク信号出力の
平均カウント周波数は409.6KHzである。このよ
うに、平均して読出し専用メモリーの値は2.5（因
数１、２、３、４の平均値）の因数で高い周波数
のクロツクを分周する。しかし、個々のクロツ
ク・パルスは各位相値に対して必要な補正により
必要とされる如く１、２、３、又は４の因数によ
り分周される。この補正を行う読出し専用メモリ
ーの内容の完全なリストは表１に含まれている。
表１は読出し専用メモリーの各アドレスとこのア
ドレスに位置する対応関係の分周比が示されてい
る。
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
第６図は、クロツク位相変調がされていない場
合にカウンタ４２と４４から出力される擬似正弦
および擬似余弦信号から計算される測定位相を概
念的に例示した図であり、曲線ａで示されてい
る。第６図において横軸には実際の位相が、縦軸
には測定位相が0゜から90゜の範囲にわたつて示さ
れている。第６図中、直線ｂは実際の位相が測定
位相と一致する理想線を示している。この発明は
曲線ａを直線ｂに近付けるように、カウンタ４２
と４４に供給されるクロツクパルスの時間調整即
ち１以上のパルスを除去することにより、第６図
中矢印で示す誤差を訂正する。第４図を参照する
と、実際の位相が３と５の時点では測定されるク
ロツクパルスは除去され、このため曲線ａは直線
ｂへ近付く。もしクロツク位相変調がされないな
ら測定位相はステツプ状に曲線ａに沿つて変化す
るであろう。換言すれば、クロツク変調がされず
にカウンタ４２と４４が各期間において等しくク
ロツクされるならば、第６図の曲線ａに示すよう
に、測定位相は0゜近くでは実際の位相よりもゆつ
くりと増加し、45゜近くでは速く増加するであろ
う。 本発明は0゜から90゜の全期間において位相変調
クロツクのクロツク要素としての高速クロツク４
８は所要以上のクロツクパルスを出力し、そのあ
るパルスを除去するように動作する。0゜と90゜付
近では少しのパルスがブロツクされて位相変調ク
ロツクパルスは速くなり、45゜付近では多くのパ
ルスがブロツクされて位相変調クロツクパルスは
遅くなる。前記表１に示す内容１と２は第６図の
曲線ａの比較的低い傾斜の領域に対して訂正し、
３と４は比較的高い傾斜の領域に対して訂正す
る。このため、表１の内容１と２は0゜と90゜付近
を、３と４は45°付近を支配していることが理解
されよう。表１の内容、即ち補正因数は第６図の
理想の直線ｂに可能な限り近似するように測定位
相を維持するために注意深く選択されている。 第５図に示される実施態様においては、固定分
周器５６は９ビツトの２進カウンタで、従つて変
調クロツク信号５４の周波数を512で分周する。
４で除算するカウンタ５８を固定分周器５６と組
合せることにより11ビツトカウンタとして動作
し、変調クロツク信号を2048で分周するから、基
準出力６０は200Hzの周波数で得られる。前記位
相の90゜ごとに生じる変調は、誤差が位相の90゜ご
とに繰り返されるので、４分周カウンタ５８の基
準出力６０は変調による出力変化を生ぜず一定に
維持される。このように、第３図の位相変調クロ
ツク４０は基準周波数発生装置３０として作用し
必要な基準信号を生じるため使用される。 又第５図においては、固定分周器５６が読出し
専用メモリー５２をアドレス指定し、メモリー５
２は512の記憶場所でプログラムされることも判
る。 本発明の方法および装置については本文中では
本発明の１つの望ましい実施態様に関して論述し
たが、当業者にとつては本発明の漸新な特徴が他
の多くの実施態様において実施できることは明ら
かであろう。例えば、本発明は特にオメガ航法シ
ステムと共に使用されるためのデイジタル位相デ
テクタ構造について論述したが、本発明は他の用
途のためのデイジタル位相検出に関して使用して
も同様に有利である。又、更に詳細に本文中に論
述した如く、デイジタル位相デテクタにおいて可
逆カウンタは一方向カウンタのいずれも使用で
き、又当業者にとつて認識されるようにプログラ
ム可能分周器をプロセツト可能なカウンタで置換
することもできる。
合にカウンタ４２と４４から出力される擬似正弦
および擬似余弦信号から計算される測定位相を概
念的に例示した図であり、曲線ａで示されてい
る。第６図において横軸には実際の位相が、縦軸
には測定位相が0゜から90゜の範囲にわたつて示さ
れている。第６図中、直線ｂは実際の位相が測定
位相と一致する理想線を示している。この発明は
曲線ａを直線ｂに近付けるように、カウンタ４２
と４４に供給されるクロツクパルスの時間調整即
ち１以上のパルスを除去することにより、第６図
中矢印で示す誤差を訂正する。第４図を参照する
と、実際の位相が３と５の時点では測定されるク
ロツクパルスは除去され、このため曲線ａは直線
ｂへ近付く。もしクロツク位相変調がされないな
ら測定位相はステツプ状に曲線ａに沿つて変化す
るであろう。換言すれば、クロツク変調がされず
にカウンタ４２と４４が各期間において等しくク
ロツクされるならば、第６図の曲線ａに示すよう
に、測定位相は0゜近くでは実際の位相よりもゆつ
くりと増加し、45゜近くでは速く増加するであろ
う。 本発明は0゜から90゜の全期間において位相変調
クロツクのクロツク要素としての高速クロツク４
８は所要以上のクロツクパルスを出力し、そのあ
るパルスを除去するように動作する。0゜と90゜付
近では少しのパルスがブロツクされて位相変調ク
ロツクパルスは速くなり、45゜付近では多くのパ
ルスがブロツクされて位相変調クロツクパルスは
遅くなる。前記表１に示す内容１と２は第６図の
曲線ａの比較的低い傾斜の領域に対して訂正し、
３と４は比較的高い傾斜の領域に対して訂正す
る。このため、表１の内容１と２は0゜と90゜付近
を、３と４は45°付近を支配していることが理解
されよう。表１の内容、即ち補正因数は第６図の
理想の直線ｂに可能な限り近似するように測定位
相を維持するために注意深く選択されている。 第５図に示される実施態様においては、固定分
周器５６は９ビツトの２進カウンタで、従つて変
調クロツク信号５４の周波数を512で分周する。
４で除算するカウンタ５８を固定分周器５６と組
合せることにより11ビツトカウンタとして動作
し、変調クロツク信号を2048で分周するから、基
準出力６０は200Hzの周波数で得られる。前記位
相の90゜ごとに生じる変調は、誤差が位相の90゜ご
とに繰り返されるので、４分周カウンタ５８の基
準出力６０は変調による出力変化を生ぜず一定に
維持される。このように、第３図の位相変調クロ
ツク４０は基準周波数発生装置３０として作用し
必要な基準信号を生じるため使用される。 又第５図においては、固定分周器５６が読出し
専用メモリー５２をアドレス指定し、メモリー５
２は512の記憶場所でプログラムされることも判
る。 本発明の方法および装置については本文中では
本発明の１つの望ましい実施態様に関して論述し
たが、当業者にとつては本発明の漸新な特徴が他
の多くの実施態様において実施できることは明ら
かであろう。例えば、本発明は特にオメガ航法シ
ステムと共に使用されるためのデイジタル位相デ
テクタ構造について論述したが、本発明は他の用
途のためのデイジタル位相検出に関して使用して
も同様に有利である。又、更に詳細に本文中に論
述した如く、デイジタル位相デテクタにおいて可
逆カウンタは一方向カウンタのいずれも使用で
き、又当業者にとつて認識されるようにプログラ
ム可能分周器をプロセツト可能なカウンタで置換
することもできる。
第１図はオメガ航法システムの信号様式を示す
図、第２図は典型的なオメガ・システムのレシー
バを示すブロツク図、第３図は本発明により作用
するデイジタル位相デテクタのブロツク図、第４
図はデイジタル位相デテクタにより測定される如
き実際の信号位相と位相値間の関係を示すグラ
フ、および第５図は第３図に示されたデイジタル
位相デテクタに使用される位相変調クロツクの望
ましい実施態様を示すブロツク図、第６図はこの
発明の概念を説明する図である。 １０……アンテナ、１２……アンテナ・カプラ
ー、１４……前置増巾器、１６……RFフイルタ、
１８……周波数コンバータ、２０……増巾器、２
２……IFフイルタ、２４……ハード・リミツタ、
２６……位相デテクタ、３０……基準信号発生装
置、３２，３４……排他的ORゲート、４０……
位相変調クロツク、４２，４４……カウンタ、４
６……デイジタル・プロセサ、４８……高速クロ
ツク、５０……プログラム可能分周器、５２……
読出し専用メモリー、５６……固定分周器、５８
……カウンタ。
図、第２図は典型的なオメガ・システムのレシー
バを示すブロツク図、第３図は本発明により作用
するデイジタル位相デテクタのブロツク図、第４
図はデイジタル位相デテクタにより測定される如
き実際の信号位相と位相値間の関係を示すグラ
フ、および第５図は第３図に示されたデイジタル
位相デテクタに使用される位相変調クロツクの望
ましい実施態様を示すブロツク図、第６図はこの
発明の概念を説明する図である。 １０……アンテナ、１２……アンテナ・カプラ
ー、１４……前置増巾器、１６……RFフイルタ、
１８……周波数コンバータ、２０……増巾器、２
２……IFフイルタ、２４……ハード・リミツタ、
２６……位相デテクタ、３０……基準信号発生装
置、３２，３４……排他的ORゲート、４０……
位相変調クロツク、４２，４４……カウンタ、４
６……デイジタル・プロセサ、４８……高速クロ
ツク、５０……プログラム可能分周器、５２……
読出し専用メモリー、５６……固定分周器、５８
……カウンタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 既知の周波数を有する矩形波信号を生じるよ
う前記既知の周波数の入力信号を作用的に接続さ
れたハード・リミツタと、 それぞれ前記の既知の周波数を有する基準矩形
波と90゜移相された基準矩形波を生成する基準信
号発生装置と、 前記矩形波信号と基準矩形波の入力から乗算出
力を生じるよう作用的に接続された第１の論理素
子と、 前記矩形波信号と90゜移相された基準矩形波の
入力から乗算出力を生じるよう作用的に接続され
た第２の論理素子と、 次のクロツク時間に測定される位相と実際の位
相間のずれを最小化するような点に、ひとつの数
量化され測定された位相値から次の数量化され測
定される位相値へと移行を生じるように位相が変
調される位相変調クロツクと、 前記第１の論理素子からの出力の制御下で前記
位相変調クロツクをカウントするよう作用的に接
続された第１のカウンタと、 前記第２の論理素子からの出力の制御下で前記
位相変調クロツクを作用的に接続された第２のカ
ウンタと、 前記第１と第２のカウンタにより記録されたカ
ウントから位相の評価計算を行うよう作用的に接
続されたデイジタル・プロセサとを設けることを
特徴とするデイジタル位相デテクタ。 ２ 前記第１の論理素子は排他的ORゲートであ
り、 前記第２の論理素子は排他的ORゲートである
ことを特徴とする特許請求の範囲１項記載の位相
デテクタ。 ３ 前記第１と第２の論理素子が、 排他的NORゲートであることを特徴とする特
許請求の範囲１項記載の位相デテクタ。 ４ 前記第１と第２のカウンタは、 カウント方向がそれぞれ前記第１と第２の論理
素子の出力により制御される二方向カウンタであ
ることを特徴とする特許請求の範囲１項記載の位
相デテクタ。 ５ 前記第１と第２のカウンタは、 前記位相変調クロツクのカウントがそれぞれ前
記第１と第２の論理素子の出力により使用可能お
よび使用禁止の状態になる二方向カウンタである
ことを特徴とする特許請求の範囲１項記載の位相
デテクタ。 ６ 前記第１のカウンタのカウントは前記信号の
位相角の擬似正弦関数に相当し、 前記第２のカウンタのカウントは前記信号の位
相角の擬似余弦関数に相当し、 前記デイジタル・プロセサは前記カウントの比
から前記位相の評価計算を行うため逆正接関数を
用いることを特徴とする特許請求の範囲１記載の
位相デテクタ。 ７ 前記位相変調クロツクは、 高速デイジタル・クロツクと、 前記第１と第２のカウンタを駆動するため変調
クロツク信号を出力する前記高速クロツクにより
駆動されるプログラム可能な分周器と、 位相変調値を用いて前記プログラム可能な分周
器の分周比を制御するよう作用的に接続された読
出し専用メモリーと、 前記プログラム可能な分周器から出力を受取る
と同時にカウントして前記読出し専用メモリーに
おける次の場所をアドレス指定するよう作用的に
接続された固定分周器を有することを特徴とする
特許請求の範囲１項記載の位相デテクタ。 ８ 前記読出し専用メモリーは、前記カウンタが
変化する速度でカウントするよう強制される如き
値でロードされることを特徴とする特許請求の範
囲７項記載の位相デテクタ。 ９ 前記読出し専用メモリーは本文の表に実質
的に規定される如き２進数値をロードされること
を特徴とする特許請求の範囲８項記載の位相デテ
クタ。 １０ 前記２進数値は前記位相デテクタにより測
定された位相差と実際の位相差間の不一致を最小
にするように構成されていることを特徴とする特
許請求の範囲８項記載の位相デテクタ。 １１ 前記基準信号発生装置は、 前記固定分周器の出力に作用的に接続されて前
記出力を分周し、これにより前記基準矩形波と前
記の90゜移相された基準矩形波を生成する基準信
号カウンタを有することを特徴とする特許請求の
範囲７項記載の位相デテクタ。 １２ 既知の周波数の入力信号を厳密に制限し、 前記信号を同じ周波数で基準矩形波と組合せて
第１の乗算出力を生じ、 前記信号を同じ周波数で90゜移相された基準矩
形波と組合せて第２の乗算出力を生じ、 次のクロツク時間に測定される位相と実際の位
相間のずれを最小化するような点に、ひとつの数
量化され測定された位相値から次の数量化され測
定される位相値へと移行を生じるように位相変調
クロツク・パルスで前記第１と第２の乗算出力を
ゲートさせ、 前記のゲートされた第１と第２の乗算出力を
別々にカウントし、 前記カウントの比に対して逆正接関数を印加す
ることからなることを特徴とする位相差検出方
法。 １３ 前記位相変調クロツク・パルスは、 高速クロツク速度でカウントし、 記憶されたクロツク速度補正因数を選択し、 前記補正因数により前記高速クロツク速度を分
周して位相変調クロツク・パルスを生成すること
からなることを特徴とする特許請求の範囲１２項
記載の位相差検出方法。 １４ 前記第１の乗算出力は排他的OR出力であ
り、 前記第２の乗算出力は排他的OR出力であるこ
とを特徴とする特許請求の範囲１２項記載の方
法。 １５ 前記第１の乗算出力は排他的NOR出力で
あり、 前記第２の乗算出力は排他的NOR出力である
ことを特徴とする特許請求の範囲１２項記載の方
法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/877,259 US4178631A (en) | 1978-02-13 | 1978-02-13 | Digital phase detector and method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54116893A JPS54116893A (en) | 1979-09-11 |
| JPH0146835B2 true JPH0146835B2 (ja) | 1989-10-11 |
Family
ID=25369573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1538279A Granted JPS54116893A (en) | 1978-02-13 | 1979-02-13 | Digital phase detector and method of detecting digital phase |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4178631A (ja) |
| JP (1) | JPS54116893A (ja) |
| CA (1) | CA1130382A (ja) |
| DE (1) | DE2905023A1 (ja) |
| DK (1) | DK51479A (ja) |
| FI (1) | FI73547C (ja) |
| FR (1) | FR2417116A1 (ja) |
| GB (1) | GB2014386B (ja) |
| NO (1) | NO148235C (ja) |
| SE (1) | SE441474B (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5537027A (en) * | 1978-09-08 | 1980-03-14 | Hitachi Ltd | Frequency discriminating circuit |
| US4246653A (en) * | 1979-01-08 | 1981-01-20 | Northrop Corporation | In-phase quadrature demodulator for CPSK signals |
| US4246654A (en) * | 1979-01-09 | 1981-01-20 | Northrop Corporation | Digital coherent phase demodulator |
| US4247943A (en) * | 1979-05-21 | 1981-01-27 | Northrop Corporation | Piecewise coherent, combined frequency and phase-shift-keyed signal demodulator |
| US4394618A (en) * | 1981-02-19 | 1983-07-19 | Juzhnoe Proizvodstvennoe Obiedinenie Po Morskim Geologorazvedochnym Rabotam "Juzhmorgeologia" | Digital tracking phase meter |
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| US5619212A (en) * | 1982-03-01 | 1997-04-08 | Western Atlas International, Inc. | System for determining position from suppressed carrier radio waves |
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| US4730257A (en) * | 1985-01-25 | 1988-03-08 | Szeto Lai Wan M | Apparatus for analyzing signals, to obtain parameters of constituents |
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-
1978
- 1978-02-13 US US05/877,259 patent/US4178631A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-02-06 NO NO790372A patent/NO148235C/no unknown
- 1979-02-06 SE SE7901029A patent/SE441474B/sv not_active IP Right Cessation
- 1979-02-06 CA CA320,960A patent/CA1130382A/en not_active Expired
- 1979-02-07 DK DK51479A patent/DK51479A/da unknown
- 1979-02-09 GB GB7904652A patent/GB2014386B/en not_active Expired
- 1979-02-09 DE DE19792905023 patent/DE2905023A1/de not_active Withdrawn
- 1979-02-09 FR FR7903807A patent/FR2417116A1/fr not_active Withdrawn
- 1979-02-12 FI FI790454A patent/FI73547C/fi not_active IP Right Cessation
- 1979-02-13 JP JP1538279A patent/JPS54116893A/ja active Granted
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| DK51479A (da) | 1979-08-14 |
| FI73547B (fi) | 1987-06-30 |
| FI790454A (fi) | 1979-08-14 |
| FI73547C (fi) | 1987-10-09 |
| JPS54116893A (en) | 1979-09-11 |
| NO148235B (no) | 1983-05-24 |
| US4178631A (en) | 1979-12-11 |
| GB2014386B (en) | 1982-02-24 |
| NO790372L (no) | 1979-08-14 |
| NO148235C (no) | 1983-08-31 |
| SE441474B (sv) | 1985-10-07 |
| GB2014386A (en) | 1979-08-22 |
| SE7901029L (sv) | 1979-08-14 |
| DE2905023A1 (de) | 1979-08-16 |
| FR2417116A1 (fr) | 1979-09-07 |
| CA1130382A (en) | 1982-08-24 |
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