JPH05297120A - Fm−cw測距方式及びfm−cw測距装置 - Google Patents

Fm−cw測距方式及びfm−cw測距装置

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JPH05297120A
JPH05297120A JP10481992A JP10481992A JPH05297120A JP H05297120 A JPH05297120 A JP H05297120A JP 10481992 A JP10481992 A JP 10481992A JP 10481992 A JP10481992 A JP 10481992A JP H05297120 A JPH05297120 A JP H05297120A
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JP
Japan
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beat signal
error
frequency
signal
amplitude
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JP10481992A
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English (en)
Inventor
Koichi Kataue
晃一 片上
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Japan Radio Co Ltd
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Japan Radio Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 同一変調周波数幅でもステップエラーを低減
させるFM−CW測距装置の提供。 【構成】 振幅変調されたビート信号を受け、該ビート
信号の位相切り換り点の振幅をゼロにして、スペクトラ
ムの広がりを押えたビート信号を生成する変調器8と、
予め設定された周波数とスペクトラムの広がりを押えた
ビート信号との誤差信号を出力する周波数弁別器10
と、誤差信号を積分する積分器11と、積分された誤差
信号に基づいて、当該誤差を低減するように規定される
のこぎり波の傾斜を、高度に変換する高度変換器12と
を有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ビート信号周波数を検
出する周波数変調連続波(Frequency Modulation Conti
nuous Wave,以下FM−CWと略する。)測距方式に関
し、特にステップエラーを低減させるためのFM−CW
測距方式に関する。
【0002】
【従来の技術】FM−CWの測距原理は、一定の変調傾
斜におけるビート信号の周波数が高度に比例することを
利用しているため、測高精度は、変調傾斜の制御とビー
ト信号周波数の検出精度とに依存する。ステップエラー
は、このうち、ビート信号周波数の検出の誤差である。
【0003】図5に示すように、変調波の繰り返し点
で、ビート信号の位相が不連続になると、位相連続した
と仮定した時の真の周波数を中心に、変調周期の逆数の
間隔で線スペクトラムが広がる。
【0004】通常のビートカウント方式では、ピークの
線スペクトラムを検出することに相当するため、得られ
る周波数情報が離散的になり、ステップエラーの原因と
なる。
【0005】一般的には、この欠点を除くため、スペク
トラムを平均し、連続な周波数情報を得るが、ビート信
号の初位相、終位相に依存し分布のバランスが変化する
ため、ステップエラーが完全に除去されない。
【0006】すなわち、従来のFM−CW測距方式にお
いて得られるビート信号は、不連続であり、その不連続
性がステップエラーと呼ばれる一定の誤差を生じさせて
いた。この誤差の大きさは、変調周波数幅に反比例する
ため、誤差を低減するには、変調周波数幅をできる限り
大きくしなければならない。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
FM−CW測距では、発振器の直線性を保ちながら変調
周波数幅を拡大するのは困難であり、又、電波資源の見
地からも、おのずと制限を受けてしまい、ステップエラ
ーの低減には限界があった。
【0008】そこで、本発明の技術的課題は、上記欠点
に鑑み、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せるFM−CW測距方式を提供することである。
【0009】また、本発明の他の技術的課題は、多重同
時装備時の互いの電波干渉を完全に除去できるFM−C
W測距方式を提供することである。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、不連続
な受信ビート信号の位相切り換り点で、振幅を限りなく
ゼロに近ずける振幅変調を施して、等価的に連続なビー
ト信号を作り出すことにより、変調周波数幅を拡大せず
にステップエラーを低減させるFM−CW測距方式が得
られる。
【0011】また、本発明によれば、のこぎり波を用い
て、高度を得るFM−CW測距装置において、振幅変調
されたビート信号を受け、該ビート信号の位相切り換り
点の振幅をゼロにして、スペクトラムの広がりを押えた
ビート信号を生成する変調手段と、予め設定された周波
数と前記スペクトラムの広がりを押えたビート信号との
誤差信号を出力する周波数弁別手段と、前記誤差信号を
積分する積分手段と、前記積分された誤差信号に基づい
て、当該誤差を低減するように規定される前記のこぎり
波の傾斜を、前記高度に変換する高度変換手段とを有す
ることを特徴とするFM−CW測距装置が得られる。
【0012】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
【0013】図1に、本発明の第1の実施例によるサー
ボスロープ方式によるFM−CW測距装置を示す。1は
のこぎり波発生器、2はVCO(電圧制御発振器)、3
は方向性結合器、4は送信アンテナ、5は受信アンテ
ナ、6はミキサ、7はアンプ、8は変調器、9は変調波
発生器、10は周波数弁別器、11は積分器、12は高
度変換器である。
【0014】のこぎり波発生器1より発生されたのこぎ
り波状の変調電圧が、VCO2に印加され、周波数変調
を受けた送信波が発振する。方向性結合器3は、送信波
を受け、その一部を、ミキサ6に供給し、他方を送信ア
ンテナ4を通して対象面に放射する。
【0015】対象面で反射された信号は、距離に比例し
た遅延時間で、受信アンテナ5に入いる。反射された信
号は、ミキサ6で送信波の一部と混合され、差の周波数
成分、すなわちビート信号が得られる。
【0016】ビート信号は、アンプ7で所定のレベルま
で増幅された後、変調器8に出力される。変調器8は、
変調波発生器9より発生された変調波により、増幅され
たビート信号を、振幅変調する。
【0017】ここで、変調波発生器9は、のこぎり波発
生器1より発生されたのこぎり波を入力とする、一種の
関数発生器である。
【0018】図2に示すように、変調波発生器9は、の
こぎり波のVmax ,Vmin で出力電圧が0、ノコギリ波
の中心電圧(Vmax +Vmin )/2で出力電圧が最大に
なり、対称形になるような波形を発生させる。これによ
り、のこぎり波に同期した変調波が得られ、ビート信号
の位相切り換り点の振幅を、ゼロにして、スペクトラム
の広がりを押えたビート信号が、周波数弁別器10に入
力される。
【0019】図1において、周波数弁別器10では、設
定された周波数との誤差が正確に得られる。積分器11
は、得られた誤差電圧を積分し、のこぎり波発生器1に
出力する。
【0020】これにより、のこぎり波の傾斜は、誤差を
小さくするよう作用し、最終的に誤差がなくなるような
傾斜となる。よって、ビート信号周波数は、周波数弁別
器10の中心周波数に一定になるため、その時の、のこ
ぎり波の傾斜を、高度変換器12で高度に変換すること
により、高度を得る。
【0021】この時、本発明の実施例により、スペクト
ラムの広がりが押えられているため、周波数弁別器10
の誤差出力がより正確になるため、結果的にステップエ
ラーが低減される。
【0022】即ち、図3に示すように、変調波の周期に
同期し、ビート信号の位相切り換り点が、なめらかに減
衰するような対象波形による振幅変調を施こす。する
と、その分布の広がりは、ビー信号の真の周波数を中心
に、振幅変調波形で決定される左右対称の形となり、結
果的に分布の広がりが押えられる。この分布の形は、ビ
ート信号の初位相、終位相にほとんど左右されなくな
り、その平均値はより真の周波数に近ずき、ステップエ
ラーをさらに低減する。
【0023】図4に、本発明の第2の実施例によるディ
ジタル信号処理方式によるFM−CW測距装置を示
す。。13はA/D(アナログ/ディジタル)変換器、
14はマルチプライヤ、15はアドレスゼネレータ、1
6はタイミングゼネレータ、17はCPU(中央処理ユ
ニット)、18はFFT(高速フーリエ変換)処理器、
19は変調波ROM(リードオンリメモリ)、20はD
/A(ディジタル/アナログ)変換器である。
【0024】第1の実施例におけるサーボスロープ方式
との違いは、ビート信号周波数の検出方法の違いであ
る。すなわち、サーボスロープ方式が、アナログの周波
数弁別器10(図1参照)を使用し、スペクトラムの平
均値が、設定周波数に一致すると、誤差電圧が0になる
ことを利用していたのに対し、本実施例におけるディジ
タル信号処理では、直接スペクトラムを計測し、平均周
波数を求めている。
【0025】アンプ7より得られたビート信号は、A/
D変換器13で量子化され、マルチプライヤ14に出力
される。マルチプライヤ14は、変調波ROM19より
出力されるデータと量子化されたビート信号とをかけ合
わせ、ディジタル的に振幅変調する。
【0026】このとき、タイミングゼネレータ6によ
り、A/D変換器13のA/D変換されるタイミング
と、変調波ROM19のデータを変化させるためのアド
レスゼネレータ15とは互いに同期させられる。
【0027】結果的には、1サンプルごとに、振幅変調
波が得られ、FFT処理器18でフーリエ変換され、ス
ペクトラム分布を得る。なお、アドレスゼネレータ15
は、タイミングゼネレータ16により、のこぎり波発生
器1とも同期させられ、このため、ビート信号の振幅ゼ
ロ点は、のこぎり波の周期に一致する。
【0028】従って、得られたスペクトラム分布は広が
りを押えられたものとなり、CPU17により、平均周
波数が演算され、より正確なビート信号周波数が得られ
る。そして、CPU17は、のこぎり波発生器1の傾斜
を制御しているD/A変換器20のデータを基に高度に
変換し、出力する。
【0029】
【発明の効果】以上の説明から分かるように、本発明に
よれば、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せることができる。
【0030】また、本発明によれば、現状のステップエ
ラーと同等なシステムを変調周波数幅を小さくして実現
できるため電波資源の節約が達成できる他、従来の送信
帯域幅内に縮小された変調周波数幅のシステムを複数並
べることが可能になるため、多重同時装備時の互いの電
波干渉を完全に除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例のブロック図。
【図2】図1内の変調発生器9の入出力波形を示す図。
【図3】本発明による振幅変調を施こしたビート信号波
形とそのスペクトラムの例を示す図。
【図4】本発明の第2の実施例のブロック図。
【図5】従来のビート信号の波形とそのスペクトラムの
例を示す図。
【符号の説明】
1 のこぎり波発生器 2 VCO 3 方向性結合器 4 送信アンテナ 5 受信アンテナ 6 ミキサ 7 アンプ 8 変調器 9 変調波発生器 10 周波数弁別器 11 積分器 12 高度変換器 13 A/D変換器 14 マルチプライヤ 15 アドレスゼネレータ 16 タイミングゼネレータ 17 CPU 18 FET処理器 19 変調波ROM 20 D/A変換器

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 不連続な受信ビート信号の位相切り換り
    点で、振幅を限りなくゼロに近ずける振幅変調を施し
    て、等価的な連続なビート信号を作り出すことにより、
    変調周波数幅を拡大せずにステップエラーを低減させる
    ことを特徴とするFM−CW測距方式。
  2. 【請求項2】 のこぎり波を用いて、高度を得るFM−
    CW測距装置において、 振幅変調されたビート信号を受け、該ビート信号の位相
    切り換り点の振幅をゼロにして、スペクトラムの広がり
    を押えたビート信号を生成する変調手段と、 予め設定された周波数と前記スペクトラムの広がりを押
    えたビート信号との誤差信号を出力する周波数弁別手段
    と、 前記誤差信号を積分する積分手段と、 前記積分された誤差信号に基づいて当該誤差を低減する
    ように規定される前記のこぎり波の傾斜を、前記高度に
    変換する高度変換手段とを有することを特徴とするFM
    −CW測距装置。
JP10481992A 1992-04-23 1992-04-23 Fm−cw測距方式及びfm−cw測距装置 Pending JPH05297120A (ja)

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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002082164A (ja) * 2000-09-07 2002-03-22 Nec Corp 周波数変調レーダ、及び、レーダの周波数変調方法
JP2007507691A (ja) * 2003-09-29 2007-03-29 エイシー キャピタル マネージメント インコーポレーテッド ソナー・システムおよびプロセス
JP6644207B1 (ja) * 2019-06-06 2020-02-12 三菱電機株式会社 信号処理装置及びレーダ装置

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WO2020246000A1 (ja) * 2019-06-06 2020-12-10 三菱電機株式会社 信号処理装置及びレーダ装置

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Effective date: 20000920