JPH05297120A - Ｆｍ−ｃｗ測距方式及びｆｍ−ｃｗ測距装置 - Google Patents
Ｆｍ−ｃｗ測距方式及びｆｍ−ｃｗ測距装置Info
- Publication number
- JPH05297120A JPH05297120A JP10481992A JP10481992A JPH05297120A JP H05297120 A JPH05297120 A JP H05297120A JP 10481992 A JP10481992 A JP 10481992A JP 10481992 A JP10481992 A JP 10481992A JP H05297120 A JPH05297120 A JP H05297120A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 同一変調周波数幅でもステップエラーを低減
させるＦＭ−ＣＷ測距装置の提供。 【構成】 振幅変調されたビート信号を受け、該ビート
信号の位相切り換り点の振幅をゼロにして、スペクトラ
ムの広がりを押えたビート信号を生成する変調器８と、
予め設定された周波数とスペクトラムの広がりを押えた
ビート信号との誤差信号を出力する周波数弁別器１０
と、誤差信号を積分する積分器１１と、積分された誤差
信号に基づいて、当該誤差を低減するように規定される
のこぎり波の傾斜を、高度に変換する高度変換器１２と
を有する。
させるＦＭ−ＣＷ測距装置の提供。 【構成】 振幅変調されたビート信号を受け、該ビート
信号の位相切り換り点の振幅をゼロにして、スペクトラ
ムの広がりを押えたビート信号を生成する変調器８と、
予め設定された周波数とスペクトラムの広がりを押えた
ビート信号との誤差信号を出力する周波数弁別器１０
と、誤差信号を積分する積分器１１と、積分された誤差
信号に基づいて、当該誤差を低減するように規定される
のこぎり波の傾斜を、高度に変換する高度変換器１２と
を有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ビート信号周波数を検
出する周波数変調連続波（Frequency Modulation Conti
nuous Wave，以下ＦＭ−ＣＷと略する。）測距方式に関
し、特にステップエラーを低減させるためのＦＭ−ＣＷ
測距方式に関する。
出する周波数変調連続波（Frequency Modulation Conti
nuous Wave，以下ＦＭ−ＣＷと略する。）測距方式に関
し、特にステップエラーを低減させるためのＦＭ−ＣＷ
測距方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ−ＣＷの測距原理は、一定の変調傾
斜におけるビート信号の周波数が高度に比例することを
利用しているため、測高精度は、変調傾斜の制御とビー
ト信号周波数の検出精度とに依存する。ステップエラー
は、このうち、ビート信号周波数の検出の誤差である。
斜におけるビート信号の周波数が高度に比例することを
利用しているため、測高精度は、変調傾斜の制御とビー
ト信号周波数の検出精度とに依存する。ステップエラー
は、このうち、ビート信号周波数の検出の誤差である。
【０００３】図５に示すように、変調波の繰り返し点
で、ビート信号の位相が不連続になると、位相連続した
と仮定した時の真の周波数を中心に、変調周期の逆数の
間隔で線スペクトラムが広がる。
で、ビート信号の位相が不連続になると、位相連続した
と仮定した時の真の周波数を中心に、変調周期の逆数の
間隔で線スペクトラムが広がる。
【０００４】通常のビートカウント方式では、ピークの
線スペクトラムを検出することに相当するため、得られ
る周波数情報が離散的になり、ステップエラーの原因と
なる。
線スペクトラムを検出することに相当するため、得られ
る周波数情報が離散的になり、ステップエラーの原因と
なる。
【０００５】一般的には、この欠点を除くため、スペク
トラムを平均し、連続な周波数情報を得るが、ビート信
号の初位相、終位相に依存し分布のバランスが変化する
ため、ステップエラーが完全に除去されない。
トラムを平均し、連続な周波数情報を得るが、ビート信
号の初位相、終位相に依存し分布のバランスが変化する
ため、ステップエラーが完全に除去されない。
【０００６】すなわち、従来のＦＭ−ＣＷ測距方式にお
いて得られるビート信号は、不連続であり、その不連続
性がステップエラーと呼ばれる一定の誤差を生じさせて
いた。この誤差の大きさは、変調周波数幅に反比例する
ため、誤差を低減するには、変調周波数幅をできる限り
大きくしなければならない。
いて得られるビート信号は、不連続であり、その不連続
性がステップエラーと呼ばれる一定の誤差を生じさせて
いた。この誤差の大きさは、変調周波数幅に反比例する
ため、誤差を低減するには、変調周波数幅をできる限り
大きくしなければならない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＦＭ−ＣＷ測距では、発振器の直線性を保ちながら変調
周波数幅を拡大するのは困難であり、又、電波資源の見
地からも、おのずと制限を受けてしまい、ステップエラ
ーの低減には限界があった。
ＦＭ−ＣＷ測距では、発振器の直線性を保ちながら変調
周波数幅を拡大するのは困難であり、又、電波資源の見
地からも、おのずと制限を受けてしまい、ステップエラ
ーの低減には限界があった。
【０００８】そこで、本発明の技術的課題は、上記欠点
に鑑み、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せるＦＭ−ＣＷ測距方式を提供することである。
に鑑み、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せるＦＭ−ＣＷ測距方式を提供することである。
【０００９】また、本発明の他の技術的課題は、多重同
時装備時の互いの電波干渉を完全に除去できるＦＭ−Ｃ
Ｗ測距方式を提供することである。
時装備時の互いの電波干渉を完全に除去できるＦＭ−Ｃ
Ｗ測距方式を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、不連続
な受信ビート信号の位相切り換り点で、振幅を限りなく
ゼロに近ずける振幅変調を施して、等価的に連続なビー
ト信号を作り出すことにより、変調周波数幅を拡大せず
にステップエラーを低減させるＦＭ−ＣＷ測距方式が得
られる。
な受信ビート信号の位相切り換り点で、振幅を限りなく
ゼロに近ずける振幅変調を施して、等価的に連続なビー
ト信号を作り出すことにより、変調周波数幅を拡大せず
にステップエラーを低減させるＦＭ−ＣＷ測距方式が得
られる。
【００１１】また、本発明によれば、のこぎり波を用い
て、高度を得るＦＭ−ＣＷ測距装置において、振幅変調
されたビート信号を受け、該ビート信号の位相切り換り
点の振幅をゼロにして、スペクトラムの広がりを押えた
ビート信号を生成する変調手段と、予め設定された周波
数と前記スペクトラムの広がりを押えたビート信号との
誤差信号を出力する周波数弁別手段と、前記誤差信号を
積分する積分手段と、前記積分された誤差信号に基づい
て、当該誤差を低減するように規定される前記のこぎり
波の傾斜を、前記高度に変換する高度変換手段とを有す
ることを特徴とするＦＭ−ＣＷ測距装置が得られる。
て、高度を得るＦＭ−ＣＷ測距装置において、振幅変調
されたビート信号を受け、該ビート信号の位相切り換り
点の振幅をゼロにして、スペクトラムの広がりを押えた
ビート信号を生成する変調手段と、予め設定された周波
数と前記スペクトラムの広がりを押えたビート信号との
誤差信号を出力する周波数弁別手段と、前記誤差信号を
積分する積分手段と、前記積分された誤差信号に基づい
て、当該誤差を低減するように規定される前記のこぎり
波の傾斜を、前記高度に変換する高度変換手段とを有す
ることを特徴とするＦＭ−ＣＷ測距装置が得られる。
【００１２】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１３】図１に、本発明の第１の実施例によるサー
ボスロープ方式によるＦＭ−ＣＷ測距装置を示す。１は
のこぎり波発生器、２はＶＣＯ（電圧制御発振器）、３
は方向性結合器、４は送信アンテナ、５は受信アンテ
ナ、６はミキサ、７はアンプ、８は変調器、９は変調波
発生器、１０は周波数弁別器、１１は積分器、１２は高
度変換器である。
ボスロープ方式によるＦＭ−ＣＷ測距装置を示す。１は
のこぎり波発生器、２はＶＣＯ（電圧制御発振器）、３
は方向性結合器、４は送信アンテナ、５は受信アンテ
ナ、６はミキサ、７はアンプ、８は変調器、９は変調波
発生器、１０は周波数弁別器、１１は積分器、１２は高
度変換器である。
【００１４】のこぎり波発生器１より発生されたのこぎ
り波状の変調電圧が、ＶＣＯ２に印加され、周波数変調
を受けた送信波が発振する。方向性結合器３は、送信波
を受け、その一部を、ミキサ６に供給し、他方を送信ア
ンテナ４を通して対象面に放射する。
り波状の変調電圧が、ＶＣＯ２に印加され、周波数変調
を受けた送信波が発振する。方向性結合器３は、送信波
を受け、その一部を、ミキサ６に供給し、他方を送信ア
ンテナ４を通して対象面に放射する。
【００１５】対象面で反射された信号は、距離に比例し
た遅延時間で、受信アンテナ５に入いる。反射された信
号は、ミキサ６で送信波の一部と混合され、差の周波数
成分、すなわちビート信号が得られる。
た遅延時間で、受信アンテナ５に入いる。反射された信
号は、ミキサ６で送信波の一部と混合され、差の周波数
成分、すなわちビート信号が得られる。
【００１６】ビート信号は、アンプ７で所定のレベルま
で増幅された後、変調器８に出力される。変調器８は、
変調波発生器９より発生された変調波により、増幅され
たビート信号を、振幅変調する。
で増幅された後、変調器８に出力される。変調器８は、
変調波発生器９より発生された変調波により、増幅され
たビート信号を、振幅変調する。
【００１７】ここで、変調波発生器９は、のこぎり波発
生器１より発生されたのこぎり波を入力とする、一種の
関数発生器である。
生器１より発生されたのこぎり波を入力とする、一種の
関数発生器である。
【００１８】図２に示すように、変調波発生器９は、の
こぎり波のＶmax ，Ｖmin で出力電圧が０、ノコギリ波
の中心電圧（Ｖmax ＋Ｖmin ）／２で出力電圧が最大に
なり、対称形になるような波形を発生させる。これによ
り、のこぎり波に同期した変調波が得られ、ビート信号
の位相切り換り点の振幅を、ゼロにして、スペクトラム
の広がりを押えたビート信号が、周波数弁別器１０に入
力される。
こぎり波のＶmax ，Ｖmin で出力電圧が０、ノコギリ波
の中心電圧（Ｖmax ＋Ｖmin ）／２で出力電圧が最大に
なり、対称形になるような波形を発生させる。これによ
り、のこぎり波に同期した変調波が得られ、ビート信号
の位相切り換り点の振幅を、ゼロにして、スペクトラム
の広がりを押えたビート信号が、周波数弁別器１０に入
力される。
【００１９】図１において、周波数弁別器１０では、設
定された周波数との誤差が正確に得られる。積分器１１
は、得られた誤差電圧を積分し、のこぎり波発生器１に
出力する。
定された周波数との誤差が正確に得られる。積分器１１
は、得られた誤差電圧を積分し、のこぎり波発生器１に
出力する。
【００２０】これにより、のこぎり波の傾斜は、誤差を
小さくするよう作用し、最終的に誤差がなくなるような
傾斜となる。よって、ビート信号周波数は、周波数弁別
器１０の中心周波数に一定になるため、その時の、のこ
ぎり波の傾斜を、高度変換器１２で高度に変換すること
により、高度を得る。
小さくするよう作用し、最終的に誤差がなくなるような
傾斜となる。よって、ビート信号周波数は、周波数弁別
器１０の中心周波数に一定になるため、その時の、のこ
ぎり波の傾斜を、高度変換器１２で高度に変換すること
により、高度を得る。
【００２１】この時、本発明の実施例により、スペクト
ラムの広がりが押えられているため、周波数弁別器１０
の誤差出力がより正確になるため、結果的にステップエ
ラーが低減される。
ラムの広がりが押えられているため、周波数弁別器１０
の誤差出力がより正確になるため、結果的にステップエ
ラーが低減される。
【００２２】即ち、図３に示すように、変調波の周期に
同期し、ビート信号の位相切り換り点が、なめらかに減
衰するような対象波形による振幅変調を施こす。する
と、その分布の広がりは、ビー信号の真の周波数を中心
に、振幅変調波形で決定される左右対称の形となり、結
果的に分布の広がりが押えられる。この分布の形は、ビ
ート信号の初位相、終位相にほとんど左右されなくな
り、その平均値はより真の周波数に近ずき、ステップエ
ラーをさらに低減する。
同期し、ビート信号の位相切り換り点が、なめらかに減
衰するような対象波形による振幅変調を施こす。する
と、その分布の広がりは、ビー信号の真の周波数を中心
に、振幅変調波形で決定される左右対称の形となり、結
果的に分布の広がりが押えられる。この分布の形は、ビ
ート信号の初位相、終位相にほとんど左右されなくな
り、その平均値はより真の周波数に近ずき、ステップエ
ラーをさらに低減する。
【００２３】図４に、本発明の第２の実施例によるディ
ジタル信号処理方式によるＦＭ−ＣＷ測距装置を示
す。。１３はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器、
１４はマルチプライヤ、１５はアドレスゼネレータ、１
６はタイミングゼネレータ、１７はＣＰＵ（中央処理ユ
ニット）、１８はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理器、
１９は変調波ＲＯＭ（リードオンリメモリ）、２０はＤ
／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器である。
ジタル信号処理方式によるＦＭ−ＣＷ測距装置を示
す。。１３はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器、
１４はマルチプライヤ、１５はアドレスゼネレータ、１
６はタイミングゼネレータ、１７はＣＰＵ（中央処理ユ
ニット）、１８はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理器、
１９は変調波ＲＯＭ（リードオンリメモリ）、２０はＤ
／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器である。
【００２４】第１の実施例におけるサーボスロープ方式
との違いは、ビート信号周波数の検出方法の違いであ
る。すなわち、サーボスロープ方式が、アナログの周波
数弁別器１０（図１参照）を使用し、スペクトラムの平
均値が、設定周波数に一致すると、誤差電圧が０になる
ことを利用していたのに対し、本実施例におけるディジ
タル信号処理では、直接スペクトラムを計測し、平均周
波数を求めている。
との違いは、ビート信号周波数の検出方法の違いであ
る。すなわち、サーボスロープ方式が、アナログの周波
数弁別器１０（図１参照）を使用し、スペクトラムの平
均値が、設定周波数に一致すると、誤差電圧が０になる
ことを利用していたのに対し、本実施例におけるディジ
タル信号処理では、直接スペクトラムを計測し、平均周
波数を求めている。
【００２５】アンプ７より得られたビート信号は、Ａ／
Ｄ変換器１３で量子化され、マルチプライヤ１４に出力
される。マルチプライヤ１４は、変調波ＲＯＭ１９より
出力されるデータと量子化されたビート信号とをかけ合
わせ、ディジタル的に振幅変調する。
Ｄ変換器１３で量子化され、マルチプライヤ１４に出力
される。マルチプライヤ１４は、変調波ＲＯＭ１９より
出力されるデータと量子化されたビート信号とをかけ合
わせ、ディジタル的に振幅変調する。
【００２６】このとき、タイミングゼネレータ６によ
り、Ａ／Ｄ変換器１３のＡ／Ｄ変換されるタイミング
と、変調波ＲＯＭ１９のデータを変化させるためのアド
レスゼネレータ１５とは互いに同期させられる。
り、Ａ／Ｄ変換器１３のＡ／Ｄ変換されるタイミング
と、変調波ＲＯＭ１９のデータを変化させるためのアド
レスゼネレータ１５とは互いに同期させられる。
【００２７】結果的には、１サンプルごとに、振幅変調
波が得られ、ＦＦＴ処理器１８でフーリエ変換され、ス
ペクトラム分布を得る。なお、アドレスゼネレータ１５
は、タイミングゼネレータ１６により、のこぎり波発生
器１とも同期させられ、このため、ビート信号の振幅ゼ
ロ点は、のこぎり波の周期に一致する。
波が得られ、ＦＦＴ処理器１８でフーリエ変換され、ス
ペクトラム分布を得る。なお、アドレスゼネレータ１５
は、タイミングゼネレータ１６により、のこぎり波発生
器１とも同期させられ、このため、ビート信号の振幅ゼ
ロ点は、のこぎり波の周期に一致する。
【００２８】従って、得られたスペクトラム分布は広が
りを押えられたものとなり、ＣＰＵ１７により、平均周
波数が演算され、より正確なビート信号周波数が得られ
る。そして、ＣＰＵ１７は、のこぎり波発生器１の傾斜
を制御しているＤ／Ａ変換器２０のデータを基に高度に
変換し、出力する。
りを押えられたものとなり、ＣＰＵ１７により、平均周
波数が演算され、より正確なビート信号周波数が得られ
る。そして、ＣＰＵ１７は、のこぎり波発生器１の傾斜
を制御しているＤ／Ａ変換器２０のデータを基に高度に
変換し、出力する。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明から分かるように、本発明に
よれば、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せることができる。
よれば、同一変調周波数幅でもステップエラーを低減さ
せることができる。
【００３０】また、本発明によれば、現状のステップエ
ラーと同等なシステムを変調周波数幅を小さくして実現
できるため電波資源の節約が達成できる他、従来の送信
帯域幅内に縮小された変調周波数幅のシステムを複数並
べることが可能になるため、多重同時装備時の互いの電
波干渉を完全に除去できる。
ラーと同等なシステムを変調周波数幅を小さくして実現
できるため電波資源の節約が達成できる他、従来の送信
帯域幅内に縮小された変調周波数幅のシステムを複数並
べることが可能になるため、多重同時装備時の互いの電
波干渉を完全に除去できる。
【図１】本発明の第１の実施例のブロック図。
【図２】図１内の変調発生器９の入出力波形を示す図。
【図３】本発明による振幅変調を施こしたビート信号波
形とそのスペクトラムの例を示す図。
形とそのスペクトラムの例を示す図。
【図４】本発明の第２の実施例のブロック図。
【図５】従来のビート信号の波形とそのスペクトラムの
例を示す図。
例を示す図。
１ のこぎり波発生器 ２ ＶＣＯ ３ 方向性結合器 ４ 送信アンテナ ５ 受信アンテナ ６ ミキサ ７ アンプ ８ 変調器 ９ 変調波発生器 １０ 周波数弁別器 １１ 積分器 １２ 高度変換器 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４ マルチプライヤ １５ アドレスゼネレータ １６ タイミングゼネレータ １７ ＣＰＵ １８ ＦＥＴ処理器 １９ 変調波ＲＯＭ ２０ Ｄ／Ａ変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 不連続な受信ビート信号の位相切り換り
点で、振幅を限りなくゼロに近ずける振幅変調を施し
て、等価的な連続なビート信号を作り出すことにより、
変調周波数幅を拡大せずにステップエラーを低減させる
ことを特徴とするＦＭ−ＣＷ測距方式。 - 【請求項２】 のこぎり波を用いて、高度を得るＦＭ−
ＣＷ測距装置において、 振幅変調されたビート信号を受け、該ビート信号の位相
切り換り点の振幅をゼロにして、スペクトラムの広がり
を押えたビート信号を生成する変調手段と、 予め設定された周波数と前記スペクトラムの広がりを押
えたビート信号との誤差信号を出力する周波数弁別手段
と、 前記誤差信号を積分する積分手段と、 前記積分された誤差信号に基づいて当該誤差を低減する
ように規定される前記のこぎり波の傾斜を、前記高度に
変換する高度変換手段とを有することを特徴とするＦＭ
−ＣＷ測距装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10481992A JPH05297120A (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | Ｆｍ−ｃｗ測距方式及びｆｍ−ｃｗ測距装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10481992A JPH05297120A (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | Ｆｍ−ｃｗ測距方式及びｆｍ−ｃｗ測距装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05297120A true JPH05297120A (ja) | 1993-11-12 |
Family
ID=14391015
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10481992A Pending JPH05297120A (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | Ｆｍ−ｃｗ測距方式及びｆｍ−ｃｗ測距装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05297120A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002082164A (ja) * | 2000-09-07 | 2002-03-22 | Nec Corp | 周波数変調レーダ、及び、レーダの周波数変調方法 |
| JP2007507691A (ja) * | 2003-09-29 | 2007-03-29 | エイシー キャピタル マネージメント インコーポレーテッド | ソナー・システムおよびプロセス |
| JP6644207B1 (ja) * | 2019-06-06 | 2020-02-12 | 三菱電機株式会社 | 信号処理装置及びレーダ装置 |
-
1992
- 1992-04-23 JP JP10481992A patent/JPH05297120A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002082164A (ja) * | 2000-09-07 | 2002-03-22 | Nec Corp | 周波数変調レーダ、及び、レーダの周波数変調方法 |
| JP2007507691A (ja) * | 2003-09-29 | 2007-03-29 | エイシー キャピタル マネージメント インコーポレーテッド | ソナー・システムおよびプロセス |
| JP6644207B1 (ja) * | 2019-06-06 | 2020-02-12 | 三菱電機株式会社 | 信号処理装置及びレーダ装置 |
| WO2020246000A1 (ja) * | 2019-06-06 | 2020-12-10 | 三菱電機株式会社 | 信号処理装置及びレーダ装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000920 |