JP2005057665A

JP2005057665A - 送信装置

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Publication number: JP2005057665A
Application number: JP2003288964A
Authority: JP
Inventors: Shoji Udagawa; 昌治宇田川; Mamoru Arayashiki; 護荒屋敷
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-08-07
Filing date: 2003-08-07
Publication date: 2005-03-03
Anticipated expiration: 2023-08-07
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Abstract

【課題】ポーラー変調送信機等の送信装置において、振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行えるようにする。
【解決手段】ポーラー信号発生回路１０１は、入力信号から送信変調波の振幅と位相に対応する信号を生成し、乗算回路１０７において、振幅信号と位相信号とを乗算することにより、位相変調波を振幅変調して送信変調波を生成し、これをアンテナ１０８から電波として放射する。振幅位相検出回路１０９は、乗算回路１０７の入力及び位相変調信号生成回路１０６の入力から振幅信号と位相信号を検出し、遅延差算出回路１１０により、検出した振幅と位相の各信号からそれぞれの相関関数を計算し、それらの極大値から遅延差を算出する。そして、タイミング調整回路１０２において、算出した遅延差に基づいて振幅信号と位相信号の遅延時間を調整することで、タイミング調整を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信装置に適用されるポーラー変調を用いた送信装置に関する。

図１３にポーラー変調送信機の第１の従来例を示す。ポーラー変調送信機は、ポーラー信号発生回路１２０１、振幅コントロール回路１２０２、位相変調信号発生回路１２０３、及び非線形パワーアンプ１２０４を備えている。このようなポーラー変調送信機では、ポーラー信号発生回路１２０１で入力信号から送信変調波の振幅と位相に対応する信号を生成し、これをもとにして、振幅コントロール回路１２０２及び位相変調信号発生回路１２０３でそれぞれ振幅信号と位相変調信号とを生成する。非線形パワーアンプ１２０４では、これを非線形な飽和モードで動作させつつ位相変調信号を入力し、電源電圧を振幅信号に応じて変化させることによって振幅変調をかける。このように、非線形パワーアンプ１２０４を非線形な飽和モードで動作させることにより、線形パワーアンプを用いた場合よりも消費電流を少なくすることができるので、電池駆動の送信機では電池寿命を延長することができる（例えば、特許文献１参照）。

図１４はポーラー変調送信機の第２の従来例を示す図である。このポーラー変調送信機は、ポーラー信号発生回路１３０１、タイミング調整回路１３０２、振幅コントロール回路１３０５、位相変調信号発生回路１３０６、及びパワーアンプ１３０７を備えていることに加えて、さらに振幅信号検出回路１３０８、位相検出回路１３０９、及びＰＡキャリブレーションテーブル１３１０を備えている。このキャリブレーションテーブル１３１０を用いて、振幅コントロール回路１３０５及び位相変調信号生成回路１３０６に補正をかけることにより、パワーアンプ１３０７の振幅−振幅歪（ＡＭ−ＡＭ歪）と振幅−位相歪（ＡＭ−ＰＭ歪）とを補正することができる。さらに、タイミング調整回路１３０２で振幅信号と位相信号のタイミングを調整することにより、振幅信号と位相信号の各経路における遅延差を補正して、遅延差による送信品質の劣化を抑制することができる（例えば、特許文献２参照）。例えばＷ−ＣＤＭＡ規格では、送信品質はＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage power Ratio: 隣接チャネル漏洩電力比）及びＥＶＭ（Error Vector Magnitude: エラーベクトル振幅（変調精度））で表される。

図１５はポーラー変調送信機の第３の従来例を示す図である。このポーラー変調送信機は、変調器部１４１０に遅延回路１４１２、１４１３が付加されている。これらの遅延回路１４１２、１４１３を利用してドレイン電圧（振幅）と変調波信号（位相）のタイミングを調整して、振幅信号と位相信号の各経路における遅延差を補正することにより、振幅信号と位相信号の遅延差によるＡＣＬＲ及びＥＶＭの劣化を抑制することができる（例えば、特許文献３参照）。

図１６はポーラー変調送信機の第４の従来例を示す図である。このポーラー変調送信機は、ＲＦ出力信号の位相を検出する位相検出手段１５０２、１５０３と、ＲＦ出力信号の振幅エンベロープを検出する振幅検出手段１５０１と、ＲＦ出力信号の位相と振幅との間の同期を検出する同期検出手段１５１２と、検出された同期に基づいて遅延手段１５１５を制御する同期制御手段１５１３とを有する。これらの手段を用いて、振幅信号と位相信号のタイミングを調整して、振幅信号と位相信号の各経路における遅延差を補正することにより、振幅信号と位相信号の遅延差によるＡＣＬＲ及びＥＶＭの劣化を抑制することができる（例えば、特許文献４参照）。

しかしながら、図１３に示す第１の従来例は、タイミング調整手段がないので、振幅信号と位相信号の各経路における遅延差を補正することができず、遅延差による送信品質の劣化を抑制することができなかった。

また、図１４に示す第２の従来例、及び図１５に示す第３の従来例のポーラー変調送信機は、振幅信号と位相信号の同期を自動的にとる同期回路がないので、同期の調整はマニュアルで行う以外に方法がなかった。また、製品の出荷後に一般消費者が使用に際して同期を調整することは困難であった。

さらに、図１６に示す第４の従来例のポーラー変調送信機は、乗算器又はパワーアンプのＲＦ出力信号から振幅エンベロープと位相を検出する構成になっている。しかし、このような構成で振幅信号と位相信号の同期を検出するためには、ＲＦ帯域の信号をベースバンド帯域に何らかの手段で復調する必要があり、ローパスフィルタ等の無視できない大きさの遅延を有する回路を使用することになる。その結果、検出時の遅延がばらついて、遅延差検出の精度が低下することがあった。

米国特許第６，３７７，７８４Ｂ２号明細書米国特許第６，３６６，１７７Ｂ１号明細書特公平６−５４８７７号公報（第６図）特表２００２−５３０９９２号公報（図２）

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、ポーラー変調を用いた送信装置において、振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行うことのできる送信装置を提供することを目的とする。

本発明の送信装置は、ポーラー変調を用いた送信装置であって、入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するポーラー信号生成手段と、前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成する振幅信号生成手段と、前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段と、前記振幅信号と前記位相変調信号とにより、前記位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成する振幅変調増幅手段と、前記振幅変調増幅手段への入力信号と前記位相変調信号生成手段への入力信号とから、振幅信号と位相信号を検出する振幅位相検出手段と、前記ポーラー信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する信号と、前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号及び前記位相信号とに基づき、振幅信号と位相信号の遅延差を算出する遅延差算出手段と、前記遅延差算出手段で算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信号のタイミング調整を行うタイミング調整手段とを備えている。

上記構成により、ポーラー信号生成手段で生成した振幅に対応する信号及び位相に対応する信号と、振幅位相検出手段で検出した振幅信号及び位相信号とを基に、遅延差算出手段で遅延差を算出し、得られた遅延差に基づいてタイミング調整手段で振幅信号と位相信号のタイミング調整を行うことによって、振幅信号と位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に行うことが可能となる。また、振幅位相検出手段は、例えば振幅変調増幅手段の直前で振幅信号及び位相信号を検出することにより、振幅信号及び位相信号の検出位置と振幅変調増幅手段との間の遅延差をＡＣＬＲ又はＥＶＭ等の送信特性から要求される遅延差よりも小さくできる。さらに、上記の振幅変調増幅手段の直前で振幅信号及び位相信号を検出する場合、ベースバンド帯域の信号から検出することになるので、ローパスフィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検出手段から排除できる。この結果、遅延差の検出精度及び同期調整精度を向上させることが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記遅延差算出手段は、前記ポーラー信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号と前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号との相関関数、及び前記ポーラー信号生成手段で生成された前記位相に対応する信号と前記振幅位相検出手段で検出された前記位相信号との相関関数を算出し、これらの振幅と位相に関するそれぞれの相関関数の極大値から、前記振幅信号の遅延量及び前記位相信号の遅延量を算出し、これらの遅延量の差から遅延差を算出するものも含まれる。

上記構成により、振幅信号及び位相信号における相関関数の極大値によってそれぞれの信号の遅延量を算出でき、これらの遅延量の差から遅延差を算出することにより、振幅信号と位相信号のタイミング調整を行うことが可能である。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記振幅位相検出手段はディジタル回路で構成され、前記振幅信号及び前記位相信号の入力部に、前記振幅信号と前記位相信号のいずれかを切替選択する選択手段と、前記選択された振幅信号または位相信号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段とを備えるものも含まれる。

上記構成により、振幅信号の検出用と位相信号の検出用とでアナログ−ディジタル変換手段を共用でき、振幅信号と位相信号の検出に関する回路の回路規模や部品点数を減少できる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記タイミング調整手段は、前記振幅信号と前記位相信号の少なくとも一方を遅延させる遅延手段と、前記遅延手段の遅延量を制御する遅延制御手段とを備えるものも含まれる。

上記構成により、遅延制御手段によって振幅信号と位相信号の少なくとも一方の遅延量を細かく調整でき、同期調整精度を向上させることが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記タイミング調整手段は、前記振幅信号と前記位相信号の遅延量の粗調整を行う粗調整手段と、前記遅延量の微調整を行う微調整手段とを備えるものも含まれる。

上記構成により、粗調整手段及び微調整手段によって振幅信号及び位相信号の遅延量を細かく調整でき、同期調整精度を向上させることが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記タイミング調整手段はディジタル回路で構成され、このディジタル回路のクロック周波数を可変して前記振幅信号及び前記位相信号の遅延量を調整するものも含まれる。

上記構成により、ディジタル回路のクロック周波数を変化させることで振幅信号及び位相信号の遅延量を細かく調整でき、同期調整精度を向上させることが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記タイミング調整手段は、前記遅延手段として、カスケード接続された複数のインバータと、前記インバータの出力を切替選択するセレクタとを備えるものも含まれる。

上記構成により、カスケード接続された複数のインバータを切替選択することによって、簡単な構成で信号の遅延量を調整可能である。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記タイミング調整手段は、前記遅延手段として、制御信号によって遅延時間を変化可能なディジタルフィルタを備えるものも含まれる。

上記構成により、ディジタルフィルタを設けて制御信号によって遅延時間を変化させることで、簡単な構成で信号の遅延量を調整可能である。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記振幅変調増幅手段は、パワーアンプを備えて構成されるものも含まれる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記振幅変調増幅手段は、可変利得アンプを備えて構成されるものも含まれる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記振幅変調増幅手段は、ミキサ回路を備えて構成されるものも含まれる。

上記構成により、上記いずれかの振幅変調増幅手段を用いて乗算等を行うことで、位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成することが可能となる。

本発明の同期調整方法は、ポーラー変調を用いた送信装置における振幅信号と位相信号の同期調整方法であって、入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するステップと、前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成するステップと、前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成するステップと、前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算することにより、前記位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成するステップと、前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算する前の振幅信号と、前記位相変調信号を生成する前の位相に対応する信号とから、振幅信号と位相信号を検出するステップと、前記入力信号から生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する信号と、前記検出された前記振幅信号及び前記位相信号とに基づき、振幅信号と位相信号の遅延差を算出するステップと、前記算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信号のタイミング調整を行って同期をとるステップとを有するものである。

上記手順により、振幅信号と位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に行うことが可能となる。

本発明によれば、ポーラー変調を用いた送信装置において、振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行うことが可能な送信装置を提供することができる。

本実施形態では、ポーラー変調を用いた送信装置に相当するポーラー変調送信機の一例を示し、このポーラー変調送信機における振幅信号と位相信号の同期回路及び同期調整方法について説明する。

図１は本発明の実施形態に係るポーラー変調送信機の構成を示す図である。本実施形態のポーラー変調送信機は、ポーラー信号発生回路１０１、タイミング調整回路１０２、振幅コントロール回路１０３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４、１０５、位相変調信号生成回路１０６、乗算回路１０７、送信アンテナ１０８、振幅位相検出回路１０９、及び遅延差算出回路１１０を有して構成される。

このように構成されたポーラー変調送信機において、ポーラー信号発生回路１０１は、ポーラー信号生成手段の一例に相当し、入力された信号から送信変調波の振幅と位相に対応する信号を生成する。振幅コントロール回路１０３は、振幅信号生成手段の一例に相当し、振幅に対応する信号のレベルを調整して振幅信号を生成する。また、位相変調信号生成回路１０６は、位相変調信号生成手段の一例に相当し、例えばパワーＶＣＯから構成されており、位相に対応する信号から位相変調波（位相変調信号）を生成する。さらに、乗算回路１０７は、振幅変調増幅手段の一例に相当し、振幅信号と位相変調波を乗算することにより、位相変調波を振幅変調して送信変調波（送信変調信号）を生成する。この送信変調波は、アンテナ１０８から電波として放射される。

前記乗算回路１０７は、位相変調波を振幅変調して送信変調波を生成する振幅変調増幅手段の機能を有し、例えば、飽和モードで動作するパワーアンプを用いて構成する。また、乗算回路１０７として、可変利得アンプ、あるいはミキサ回路を用いても同様の機能を得ることができる。

なお、ポーラー変調送信機に含まれるローパスフィルタ１０４、１０５は、本実施形態において必須の構成要素ではないものの、振幅に対応する振幅信号及び位相変調波による位相信号の各信号の遅延発生と、その同期の説明のために加えてある。ローパスフィルタ１０４、１０５の位置は、高調波のカットを目的として、例えばＤ／Ａ変換器の出力に接続される。

一般に、ローパスフィルタでは信号遅延が発生する。例えば、一次のローパスフィルタにおいてカットオフ周波数がｆｃの場合には、低周波領域で１／２πｆｃの遅延が発生する。また、一次のローパスフィルタだけでなく、より高次のローパスフィルタによる遅延や他の信号遅延が発生しても動作に変わりはない。

このような信号の遅延が振幅信号の経路及び位相信号の経路で発生し、それぞれの遅延に差δがあると、ポーラー変調送信機におけるＡＣＬＲ及びＥＶＭ等の特性が劣化する。図２及び図３は、遅延差δによる送信特性劣化の一例を示したものであり、図２（ａ）及び（ｂ）はＷＣＤＭＡの５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ離調におけるＡＣＬＲ特性、図３はＥＶＭ特性をそれぞれ示している。

振幅位相検出回路１０９及び遅延差算出回路１１０は、振幅と位相の各信号の遅延による特性の劣化を防ぐために設けるもので、振幅位相検出回路１０９は、振幅位相検出手段の一例に相当し、乗算回路１０７の入力及び位相変調信号生成回路１０６の入力から振幅信号と位相信号を検出する。また、遅延差算出回路１１０は、遅延差算出手段の一例に相当し、振幅位相検出回路１０９で検出した振幅と位相の各信号をもとにして、各信号の遅延差を算出する。そして、タイミング調整回路１０２は、タイミング調整手段の一例に相当するもので、各遅延差に基づいたタイミング調整を行うことにより、振幅信号と位相信号の同期を自動的にとるようにしている。

このようにして、乗算回路１０７で振幅変調される振幅信号と位相信号の同期をとり、遅延差δを十分小さくすることによって、ＡＣＬＲ及びＥＶＭの各特性が良好なポーラー変調送信機を実現することができる。

なお、振幅位相検出回路１０９による振幅信号と位相信号（位相変調波）の各信号の検出は、図１に示すように乗算回路１０７の直前において行うことが好ましい。これにより、振幅信号と位相信号の各信号の検出位置と乗算回路１０７との間の遅延差をＡＣＬＲ又はＥＶＭ等の特性から要求される値よりも小さくできる。さらに、ベースバンド帯域の信号から検出することができるので、ローパスフィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検出回路１０９から排除することが可能となる。その結果、従来に比して遅延差検出の精度を向上することができる。

次に、ポーラー変調送信機を構成する振幅位相検出回路１０９、遅延差算出回路１１０及びタイミング調整回路１０２それぞれの機能と動作について詳細に説明する。図４及び図５は、ポーラー変調送信機の主要部の具体的な構成例を示す図である。図４のディジタル回路３１０、図５のディジタル回路４１０は、それぞれ振幅位相検出回路１０９、遅延差算出回路１１０、及びタイミング調整回路１０２の機能を有するものである。

まず、振幅位相検出回路１０９について説明する。振幅位相検出回路１０９は、乗算回路１０７で振幅変調される位相信号と振幅信号を検出する。このとき、振幅位相検出回路１０９は、振幅信号をローパスフィルタ１０４の出力から検出し、位相信号をパワーＶＣＯからなる位相変調信号生成回路１０６の入力から検出する。なお、ここでは、位相変調信号生成回路１０６としてパワーＶＣＯを用いるが、これに限定されるものではない。

図４に示す第１の例では、ディジタル回路３１０にＡ／Ｄ変換器３１１、３１２、Ｄ／Ａ変換器３１３、３１４が接続されている。この場合、ローパスフィルタ１０４から出力される振幅信号がＡ／Ｄ変換器３１１でディジタル信号に変換されて入力され、ローパスフィルタ１０５から出力され位相変調信号生成回路１０６に入力される位相信号がＡ／Ｄ変換器３１２でディジタル信号に変換されて入力される。また、ディジタル回路３１０から出力される振幅信号がＤ／Ａ変換器３１３でアナログ信号に変換されてローパスフィルタ１０４に入力され、ディジタル回路３１０から出力される位相信号がＤ／Ａ変換器３１４でアナログ信号に変換されてローパスフィルタ１０５に入力される。

図４のような構成では、振幅位相検出回路１０９の検出位置、すなわち位相変調信号生成回路１０６による位相変調信号発生部の前でかつ乗算回路１０７による振幅変調部の前における振幅信号と位相信号は、いずれもベースバンド帯域の信号であるので、これらの信号を復調したり、Ｌｏｇアンプを用いることなしに、直接Ａ／Ｄ変換器３１１、３１２に取り込んでディジタル信号に変換し、ディジタル回路３１０に入力して処理することができる。このように、振幅信号及び位相信号をそれぞれローパスフィルタ１０４、１０５の出力から検出することにより、乗算回路１０７に至る信号経路での両信号の遅延差を小さくできる。

図５に示す第２の例では、ディジタル回路４１０にＡ／Ｄ変換器４１２、Ｄ／Ａ変換器３１３、３１４が接続され、Ａ／Ｄ変換器４１２の入力に切換スイッチ４１１が設けられている。この場合、ローパスフィルタ１０４から出力される振幅信号と、ローパスフィルタ１０５から出力され位相変調信号生成回路１０６に入力される位相信号とのいずれかが切換スイッチ４１１で選択され、Ａ／Ｄ変換器４１２でディジタル信号に変換されて入力される。図４の第１の例は、Ａ／Ｄ変換器を振幅信号用と位相信号用にそれぞれ別々のものを使用する構成であるが、図５の第２の例は、一つのＡ／Ｄ変換器をスイッチで切り替えて振幅信号用と位相信号用で共通に使用する構成であり、同様の機能を実現できる。この場合、振幅信号及び位相信号は、切換スイッチ４１１で切り替えられてＡ／Ｄ変換器４１２で交互にディジタル信号に変換され、ディジタル回路４１０に入力されて処理される。これにより、部品点数を減らすことができ、コスト低減が可能となる。

なお、遅延差算出回路１１０をアナログ回路で実現する構成とし、Ａ／Ｄ変換器を設けずに振幅位相検出回路１０９をアナログ回路で構成することも可能である。

次に、遅延差算出回路１１０について説明する。遅延差算出回路１１０は、例えばディジタル回路で構成され、振幅信号及び位相信号の遅延前後の相関関数をそれぞれ計算して、各極大値を検出する機能を有している。なお、遅延差算出回路１１０はアナログ回路で構成することもできる。

図６は遅延差算出回路１１０における遅延差算出手順を示すフロー図であり、図７（ａ）、（ｂ）は入力信号波形の例を示す図である。ここで、入力信号波形は、図１のポーラー信号発生回路１０１で発生した図７（ａ）、（ｂ）に示すような振幅信号及び位相信号の時間波形ａ_out（ｔ）、ｐ_out（ｔ）と、振幅位相検出回路１０９で検出した遅延を含む振幅信号及び位相信号の時間波形ａ_in（ｔ）及びｐ_in（ｔ）であるものとする（ステップＳ５０１〜Ｓ５０４）。本実施形態では、信号波形にＷＣＤＭＡ変調波を用いる例を示す。

振幅信号及び位相信号の時間波形ａ_in（ｔ）及びｐ_in（ｔ）について、それぞれ絶対値を算出（ステップＳ５０５、５０６）した後、ａ_out（ｔ）、ｐ_out（ｔ）と共に、それぞれの平均値を求め（ステップＳ５０７〜Ｓ５１０）、元の時間波形から減算した値と置き換える（ステップＳ５１１〜Ｓ５１４）。

次いで、ａ_out（ｔ）とａ_in（ｔ）の相関関数Ｒａ（τ）と、ｐ_out（ｔ）とｐ_in（ｔ）の相関関数Ｒｐ（τ）を次式に従って算出する（ステップＳ５１５、５１６）。

ステップＳ５１７、５１８では、算出した相関関数Ｒａ及びＲｐに基づいて、極大値τａ及びτｐをそれぞれ求める。図８（ａ）、（ｂ）は、上式に従って計算した相関関数Ｒａ及びＲｐを示す曲線であり、いずれも遅延が０の例で、τ＝０で極大になっている。このように、相関関数Ｒａ及びＲｐが極大になるτがそれぞれ振幅信号及び位相信号の遅延であり、これら遅延の差が求める振幅信号と位相信号の遅延差である（ステップＳ５１９、５２０）。

なお、ここでは図７、図８に示すように、ＷＣＤＭＡ変調波を用いた例について説明したが、他方式の変調波であっても同じであり、また、振幅信号と位相信号の同期用の特別な波形を用いても同様である。

続いて、タイミング調整回路１０２について説明する。図９はタイミング調整回路の構成例を示す図である。タイミング調整回路１０２は、遅延時間を変更可能な第１及び第２の可変遅延回路８０１、８０２と、これらの第１及び第２の可変遅延回路８０１、８０２の遅延時間を制御するコントロール回路８０３とを有して構成される。

コントロール回路８０３は、同期調整コントロール信号が入力されると、新たに算出した遅延差を参照して、第１の可変遅延回路８０１の遅延時間を調整するための遅延コントロール信号と、第２の可変遅延回路８０２の遅延時間を調整するための遅延コントロール信号とをそれぞれ出力する。

振幅信号は第１の可変遅延回路８０１に入力され、遅延コントロール信号に従って遅延された振幅信号を出力する。同時に、位相信号は第２の可変遅延回路８０２に入力され、遅延された位相信号を出力する。なお、ここでは、振幅信号、位相信号共に遅延されるように構成したが、振幅信号又は位相信号いずれか一方のみを遅延させる構成であってもよく、同様の機能を実現できる。

ここで、第１及び第２の可変遅延回路８０１、８０２に用いる可変遅延回路の具体的な構成例を示す。図１０は可変遅延回路の第１の例を示す図である。この第１の例の可変遅延回路は、カスケード接続されたインバータ（反転回路）９１１〜９１６と、これらのインバータ９１１〜９１６の出力を選択するセレクタ９２０とを有して構成される。この構成では、制御信号である遅延コントロール信号でセレクタ９２０を切り替えて信号経路に含まれるインバータの数を変えることにより、インバータの遅延時間分だけ遅延時間をコントロールすることができる。

図１１は可変遅延回路の第２の例を示す図である。この第２の例の可変遅延回路は、ディジタルフィルタで構成した例であり、制御信号である遅延コントロール信号によって制御される乗算器１００２、１００３と、一方の乗算器１００２の入力を遅延する遅延素子１００１と、乗算器１００２、１００３の出力を加算する加算器１００４とを有している。この構成では、遅延コントロール信号で乗算器１００２、１００３の係数ｇ１、ｇ２を制御することによって、遅延時間をｇ１／（ｇ１＋ｇ２）のように変化させてコントロールすることができる。なお、ディジタルフィルタとしては、本構成のディジタルフィルタだけに限定されるわけではなく、例えば、よりタップ数の多い他のディジタルフィルタで可変遅延回路を構成することも可能である。

図１２は可変遅延回路の第３の例を示す図である。この第３の例の可変遅延回路は、遅延時間を制御可能な遅延素子１１０１とディジタルフィルタ１１０２とを直列に接続したものである。この構成では、遅延素子１１０１とディジタルフィルタ１１０２の遅延時間をそれぞれ制御信号である遅延コントロール信号で制御することによって、粗調整と微調整の組み合わせによって遅延時間を調整することができ、精密に遅延時間を調整することができる。

さらに、遅延コントロール信号でディジタル回路のクロック周波数を可変し、クロック周期の単位で信号の遅延時間をコントロールすることが可能である。このような遅延時間調整手段は、粗調整に相当する。これに対し、図１０に示した第１の例のインバータによる構成、及び図１１に示した第２の例のディジタルフィルタによる構成は微調整に相当する。

上述したように、本実施形態では、ポーラー変調送信機の振幅信号と位相信号の同期回路として、タイミング調整回路１０２、振幅位相検出回路１０９、及び遅延差算出回路１１０を備えている。この構成により、ポーラー信号発生回路１０１で発生した振幅と位相の信号と、振幅位相検出回路１０９で検出した振幅と位相の信号とを基に、遅延差算出回路１１０で遅延差を算出し、得られた遅延差に基づいてタイミング調整回路１０２でタイミング調整を行うことによって、振幅信号と位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に行うことが可能となる。

例えば、工場の製造ラインにおける調整工程において、組立後のポーラー変調送信機に振幅信号と位相信号の同期調整のためのコントロール信号を与えることによって、同期調整を自動的に行うことができる。これにより、調整工程の省力化を図ることが可能になる。

また、製品の出荷後において、定期的に振幅信号と位相信号の同期を自動調整することもできる。例えば、電源投入毎に自動調整するような設定とすることにより、経時変化により振幅と位相の遅延差が変化しても、ＡＣＬＲ及びＥＶＭの劣化を抑制することができる。これによって、安定に動作するポーラー変調送信機を実現できる。

さらに、振幅位相検出回路１０９に入力する信号の分岐位置を乗算回路１０７の直前とし、ここで振幅信号と位相信号を検出することにより、各信号の検出位置と乗算回路１０７との間の遅延差をＡＣＬＲ又はＥＶＭ等の特性上要求される値より小さくでき、しかもベースバンド帯域の信号から振幅信号と位相信号を検出することができるので、ローパスフィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検出回路１０９から排除することが可能となる。その結果、従来に比して遅延差検出の精度が向上し、同期調整精度を向上させることができる。

本発明は、振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行うことが可能な送信装置を提供できる効果を有し、無線通信装置に適用されるポーラー変調を用いた送信装置等に有用である。

本発明の実施形態に係るポーラー変調送信機の構成を示す図振幅信号と位相信号の遅延差による送信特性劣化の一例を示したもので、（ａ）はＷＣＤＭＡ変調、５ＭＨｚ離調におけるＡＣＬＲ特性を示す図、（ｂ）はＷＣＤＭＡ変調、１０ＭＨｚ離調におけるＡＣＬＲ特性を示す図振幅信号と位相信号の遅延差による送信特性劣化の一例を示したもので、ＷＣＤＭＡ変調におけるＥＶＭ特性を示す図本実施形態のポーラー変調送信機における振幅位相検出回路を含む主要部の具体的な構成例を示す図本実施形態のポーラー変調送信機における振幅位相検出回路を含む主要部の具体的な構成例を示す図本実施形態の遅延差算出回路における遅延差算出手順を示すフロー図本実施形態の遅延差算出回路における入力信号波形の例を示す図であり、（ａ）は振幅信号の例を示す図、（ｂ）は位相信号の例を示す図本実施形態の遅延差算出回路で算出される相関関数の例を示す図であり、（ａ）は振幅の相関関数の例を示す図、（ｂ）は位相の相関関数の例を示す図本実施形態のタイミング調整回路の構成例を示す図本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第１の例を示す図本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第２の例を示す図本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第３の例を示す図ポーラー変調送信機の第１の従来例を示す図ポーラー変調送信機の第２の従来例を示す図ポーラー変調送信機の第３の従来例を示す図ポーラー変調送信機の第４の従来例を示す図

符号の説明

１０１ポーラー信号発生回路
１０２タイミング調整回路
１０３振幅コントロール回路
１０４、１０５ローパスフィルタ
１０６位相変調信号生成回路
１０７乗算回路
１０９振幅位相検出回路
１１０遅延差算出回路
３１１、３１２、４１２Ａ／Ｄ変換器
３１３、３１４Ｄ／Ａ変換器
４１１切換スイッチ
８０１、８０２可変遅延回路
８０３コントロール回路

Claims

ポーラー変調を用いた送信装置であって、
入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するポーラー信号生成手段と、
前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成する振幅信号生成手段と、
前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段と、
前記振幅信号と前記位相変調信号とにより、前記位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成する振幅変調増幅手段と、
前記振幅変調増幅手段への入力信号と前記位相変調信号生成手段への入力信号とから、振幅信号と位相信号を検出する振幅位相検出手段と、
前記ポーラー信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する信号と、前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号及び前記位相信号とに基づき、振幅信号と位相信号の遅延差を算出する遅延差算出手段と、
前記遅延差算出手段で算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信号のタイミング調整を行うタイミング調整手段と
を備えた送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記遅延差算出手段は、前記ポーラー信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号と前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号との相関関数、及び前記ポーラー信号生成手段で生成された前記位相に対応する信号と前記振幅位相検出手段で検出された前記位相信号との相関関数を算出し、これらの振幅と位相に関するそれぞれの相関関数の極大値から、前記振幅信号の遅延量及び前記位相信号の遅延量を算出し、これらの遅延量の差から遅延差を算出するものである送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記振幅位相検出手段はディジタル回路で構成され、前記振幅信号及び前記位相信号の入力部に、前記振幅信号と前記位相信号のいずれかを切替選択する選択手段と、前記選択された振幅信号または位相信号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段とを備える送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、前記振幅信号と前記位相信号の少なくとも一方を遅延させる遅延手段と、前記遅延手段の遅延量を制御する遅延制御手段とを備える送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、前記振幅信号と前記位相信号の遅延量の粗調整を行う粗調整手段と、前記遅延量の微調整を行う微調整手段とを備える送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段はディジタル回路で構成され、このディジタル回路のクロック周波数を可変して前記振幅信号及び前記位相信号の遅延量を調整するものである送信装置。
請求項４記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、前記遅延手段として、カスケード接続された複数のインバータと、前記インバータの出力を切替選択するセレクタとを備える送信装置。
請求項４記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、前記遅延手段として、制御信号によって遅延時間を変化可能なディジタルフィルタを備える送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記振幅変調増幅手段は、パワーアンプを備えて構成される送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記振幅変調増幅手段は、可変利得アンプを備えて構成される送信装置。
請求項１記載の送信装置であって、
前記振幅変調増幅手段は、ミキサ回路を備えて構成される送信装置。
ポーラー変調を用いた送信装置における振幅信号と位相信号の同期調整方法であって、
入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するステップと、
前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成するステップと、
前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成するステップと、
前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算することにより、前記位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成するステップと、
前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算する前の振幅信号と、前記位相変調信号を生成する前の位相に対応する信号とから、振幅信号と位相信号を検出するステップと、
前記入力信号から生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する信号と、前記検出された前記振幅信号及び前記位相信号とに基づき、振幅信号と位相信号の遅延差を算出するステップと、
前記算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信号のタイミング調整を行って同期をとるステップと
を有する同期調整方法。