JP2004514328A - Ac電圧パルスの評価回路 - Google Patents
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Abstract
【選択図】図1
Description
本発明は、所定の周波数のAC電圧パルスを検出する回路、このような回路を有する電話、および所定の周波数のAC電圧パルスを識別する方法に関する。
【0002】
欧州のアナログ電話ネットワークにおいて、累積する料金が加入者の端末にて検出されることを可能にするために、料金単位パルスが加入者端末装置に伝送される。料金単位パルスは、16kHz、またはいくつかの国々では、約12kHzの周波数のAC電圧短パルスである。これらの料金パルスは、加入者デバイスにて識別およびカウントされる。
【0003】
本来、料金単位信号は、帯域フィルタによって受信経路から出力され、機械的メータに供給された。この機械的メータは、パルス毎に1ステップずつインクリメントされた。より最近の解決策は、料金単位信号が、音声信号処理用に提供される受信経路から出力され、かつ帯域フィルタを用いてフィルタリングされるようになる。料金単位信号は、その後、比較器によって方形波信号に変換される。この方形波の継続時間は、カウンタによってデジタル的に決定される。デジタルで検出された料金パルスの長さが所定の許容帯域幅内である場合、料金パルスが記録される。
【0004】
この解決策は、料金単位信号の出力および帯域フィルタリングのために比較的大きい数のディスクリートコンポーネントが、必要とされるという不利な点を有する。ディスクリートコンポーネントは高価であり、加入者端末のさらなる小型化を妨げる。
【0005】
従って、本発明の目的は、所定の周波数のAC電圧パルスの検出回路、およびこのようなAC電圧パルスを識別する方法を提供し、ディスクリートコンポーネントの複雑性をさらに低減することである。
【0006】
本発明の目的は、請求項1に記載の所定の周波数のAC電圧パルスを検出する回路によって、請求項11に記載の電話によって、および請求項15に記載のAC電圧パルスを識別する方法によって達成される。
【0007】
本発明による検出回路は、入力信号をサンプル値系列に変換するアナログ/デジタル変換器ユニットを有する。サンプル値系列は、少なくとも一つのミックスステージを用いてミックス周波数信号で乗算される。さらに、検出回路は、許容し得る中間周波数帯域を定義するために、少なくとも一つのフィルタステージを有する。変換されたサンプル値は、評価ユニットによって用いられ、AC電圧パルスが存在するか否かを決定する。
【0008】
従来技術の状況と対照的に、入来するAC電圧パルスが、まず、デジタル化される。他の処理は、その後、デジタル方式にて実行される。ミックスステージ(単数または複数)またはフィルタステージ(単数または複数)の両方は、デジタル回路またはデジタル信号プロセッサの形態である。
【0009】
スーパーヘテロダイン原理は、AC電圧パルスの周波数に限定した検出を可能にするために用いられる。これは、入力信号のサンプル値に周波数ωMのミックス周波数信号を乗算することによって行われる。従って、周波数ω0のAC電圧パルスは、一方でアップミックスされて周波数ω0+ωMに、他方、ダウンミックスされて周波数ω0−ωMになる。後続のフィルタステージは、許容し得る中間周波数帯域、従って、AC電圧パルスの周波数の許容帯域を定義する。例えば、アップミックスされたω0+ωM成分は、低域フィルタによって抑制され得る。
【0010】
さらに、低域フィルタは、ダウンミックスされた成分ω0−ωMの許容し得る中間周波数帯域を定義するために用いられる。なぜなら、│ω0−ωM│≦ωG、従って、遮断周波数ωGにおいてωM−ωG≦ω0≦ωM+ωGとなるからである。低域フィルタの代わりに、異なった特性を有するフィルタ、例えば、帯域フィルタは、さらに、許容し得る中間周波数帯域を定義するために用いられ得る。
【0011】
従って、検出されるべきAC電圧信号は、まず、ダウンミックスされて中間周波数帯域になり、その後、中間周波数帯域を制限することによって、AC電圧パルスが検出されることが意図される周波数帯域が定義される。評価ユニットは、その後、変換されたサンプル値を用いて、このようにして定義された周波数窓においてAC電圧パルスが生じたか否かを決定する。
【0012】
所定の周波数のAC電圧パルスを検出するための、本発明によるスーパーヘテロダイン原理の使用は、ディスクリートコンポーネントを有するフィルタ構成の必要がないことを意味する。信号処理は、完全にデジタル的に実行され、かつデジタル信号プロセッサを用いて実行され得、従って、評価回路が空間節約および費用効果的にインプリメントされることを可能にする。
【0013】
本発明の有利な1実施形態によると、回路は、AC電圧パルスを検出するための、少なくとも一つの間引きステージを有する。この間引きステージは、サンプル値を省略することによって信号レートを低減する。これらのような間引きステージは、サンプル値のサンプリングレートが低減されることを可能にする。このことは、現在の信号処理が、その後、低いサンプリング周波数にて実行され得ることと一致する。従って、各サンプル値を処理する信号に対して、より多くの処理時間が利用可能であり、従って、デジタル信号プロセッサまたはデジタル評価回路を実行するための必要条件は、それほど厳格でなくともよい。処理周波数が低いことのさらなる利点は、DSPまたは評価回路の電力消費が低減されるということである。
【0014】
本発明のさらなる有利な実施形態は、ミックスステージ(単数または複数)の各々が、直交信号経路および同相信号経路を有するようにし、サンプル値系列が、その直交信号経路内にてミックス周波数の正弦信号で乗算され、サンプル値系列が、同相信号経路内でミックス周波数の余弦信号に乗算される。
【0015】
同相信号経路内で用いられるミックス周波数の余弦信号は、直交信号経路内で用いられる正弦信号に対して位相が90°ずらされる。従って、評価回路の入力に印加されるAC電圧信号は、ミックス周波数信号に対する位相角に依存せず処理され得る。直交信号経路または同相信号経路のどちらかは、入力信号の位相角に依存して、より強い信号を生成する。
【0016】
この場合、ミックス周波数の正弦信号での乗算は、サンプル値系列に系列0、1、0、−1、0...を乗算することによって実行されることが特に有利である。この値系列は、サンプリング周波数としてミックス周波数の4倍が選択される状態において、ミックス周波数の正弦信号のプロファイルに対応する。ミックス周波数が16kHzである場合、従って、サンプリング周波数は、64kHzであるように選択されなければならない。サンプル値系列と系列0、1、0、−1、0...との乗算は、一つおきのサンプル値が0にセットされ、4つおきのサンプル値が反転される、単純な態様で実行され得る。サンプル値系列と系列0、1、0、−1、0...との乗算は、まず、一つおきのサンプル値を省略する、単純な態様で間引きステップにリンクされ得る。残りのサンプル値の一つおきのサンプル値が、その後、反転される。
【0017】
対応する態様にて、サンプリング周波数が、ミックス周波数の4倍大きい場合、ミックス周波数の余弦信号での乗算は、サンプル値系列に系列1、0、−1、0、1、...を乗算することによって実行され得る。これは、正弦信号と余弦信号との間の90°の位相のずれを考慮に入れる。
【0018】
評価ユニットが、各場合について、直交信号経路および同相信号経路内の変換されたサンプル値を二乗、加算、および閾値と比較することは有利である。AC電圧パルスが種々のミックスおよびフィルタステージに一旦送られると、直交信号経路および同相信号経路からの変換されたサンプルを二乗および加算することによって信号の大きさの二乗が取得され得る。信号経路を直交信号経路と同相信号経路とに分割すると、常に、ミックス信号に対する入力信号の位相角と関係なく、その大きさの二乗は同じである。
【0019】
AC電圧パルスが許容し得る許容帯域内にあり、かつ種々のミックスステージおよびフィルタステージを通過する状態において、評価ユニット内で定義される閾値を超過し、これは、特定のタイプのAC電圧パルスが受信されたことを意味する。他方、AC電圧パルスの周波数が所定の周波数窓内にない場合、信号は、ミックスステージおよびフィルタステージによって非常に激しく減衰させられるので、信号の大きさの二乗は、閾値よりも小さい。
【0020】
ミックスステージが、サンプル値系列に、周波数が検出されるべきAC電圧パルスの周波数に対応するミックス周波数信号を乗算することは有利である。ミックス周波数信号ωMは、周波数ω0のAC電圧パルスをダウンミックスして周波数ω0−ωMにする。ミックス信号の周波数が検出されるべきAC電圧パルスの周波数に対応する場合、初期に存在するAC電圧信号がダウンミックスされて周波数0Hzまたは非常に低い周波数になる。
【0021】
このダウンミックスされた信号は、元の比較的高い周波数信号よりも容易に処理され得る。ナイキストの理論によると、ダウンミックスされた信号は、比較的低いサンプリングレートによって検出され得る。従って、入力信号のダウンミキシングは、サンプリング周波数が低減されることを可能にする。さらなる利点は、ダウンミックスされた低周波数信号は、低域フィルタステージによって帯域が制限され得、このようにして、初めに存在したAC電圧信号の許容し得る周波数窓を定義する。この周波数窓は、ωM−ωGからωM+ωGに拡張される。ここで、ωMはミックス周波数であり、ωGは低域フィルタの遮断周波数(cut−off frequency)である。
【0022】
本発明のさらなる有利な実施形態によると、回路は、サンプル値系列に第1のミックス周波数信号を乗算する第1のミックスステージを有する。この第1のミックス周波数信号の周波数は、第1のタイプのAC電圧パルスの周波数に対応する。さらに、回路は、第1のミックスステージと評価ユニットとの間に構成される第2のミックスステージを有し、サンプル値系列に第2のミックス周波数信号を乗算する。第2のミックス周波数信号の周波数は、第1のタイプのAC電圧パルスの周波数と第2のタイプのAC電圧パルスの周波数との間の差に対応する。
【0023】
入力に印加される第1のタイプのAC電圧パルスは、第1のミックスステージによってダウンミックスされて0Hzの周波数または極めて低い周波数になり、その後、第1の検出経路によってさらに処理され得る。しかしながら、第2のタイプのAC電圧パルスが第1のミックスステージの入力に印加される場合、このAC電圧パルスはダウンミックスされて、第1のタイプのAC電圧パルスと第2のタイプのAC電圧パルスとの間の差周波数に対応する周波数になる。この信号は、後続の第2のミックスステージに供給される。このステージのミックス周波数は、この差周波数に正確に対応する。第2のミックスステージは、その後、印加された差周波数信号をダウンミックスして、0Hzまたは非常に低い周波数にする。第2のミックスステージの出力にて生成される信号は、第2の検出経路によってさらに処理される。フィルタステージは、第1の検出経路(第1のタイプのAC電圧パルスの)および第2の検出経路(第2のタイプのAC電圧パルスの)の両方において構成され得、各場合について、第1のタイプのAC電圧パルスおよび第2のタイプのAC電圧パルスの許容し得る周波数帯域を定義する。
【0024】
遮断周波数が差周波数より高い低域フィルタステージが、第1のミックスステージと第2のミックスステージとの間に構成されることは、特に有利である。ダウンミックスされた信号ω0−ωMだけでなく、アップミックスされた周波数ω0+ωMの信号もまた、第2のミックスステージの出力にて生成される。第1のミックスステージと第2のミックスステージとの間に構成される低域フィルタステージは、このアップミックスされた信号成分を抑制する。なぜなら、これは、さらなる信号処理のために必要とされないからである。
【0025】
本発明による回路が、電話ネットワークにおける料金単位信号を検出するために用いられることは特に有利である。この料金単位信号は、約16kHzか、またはいくつかの国においては約12kHzの定義された周波数のAC電圧短パルスである。本発明による検出回路が、16kHzのパルスを処理することに限定して設計される場合、16kHzのミックス周波数を有する単一のミックスステージは、入力信号をダウンミックスして低周波数にするために十分である。対応する態様にて、12kHzのミックス周波数で動作するミックスステージは、12kHzのパルスを検出するために十分である。他方、単一の検出回路が、12kHzおよび16kHzのパルスの両方を検出するために用いられることが意図される場合、入力信号は、まず、16kHzのミックス周波数にて動作される第1のミックスステージによってダウンミックスされ、0Hz(信号が16kHzである場合)か、または4kHz(信号が12kHzである場合)になり得る。ダウンミックスされて0Hzになった16kHzの信号は、すぐに評価され得る。ダウンミックスされて4kHzになった12kHz信号は、同様に、4kHzのミックス周波数にて動作される第2のミックスステージによってダウンミックスされて0Hzになり得、その後、評価され得る。
【0026】
所定の周波数のAC電圧パルスの本発明による検出回路は、電話における使用に特に適切であり得、電話ネットワークを介して伝送される料金単位信号を検出する。本発明による検出回路が備えられる電話は、欧州にて用いられるすべての料金単位信号標準規格に適合され得る。製造コストは、この場合、以前の解決策よりも低い。
【0027】
この場合、料金単位信号が、音声経路(speech path)を介して検出されることが特に有利で、この経路においてもまたオーディオ信号処理が実行される。以前の解決策を用いる状況と対照的に、音声経路から料金単位パルスを出力する必要がなく、ディスクリートコンポーネントを有するフィルタ構成は、本発明による解決策にとっては不必要である。
【0028】
特に、料金単位信号が、音声経路内でアナログ/デジタル変換器ユニットによってデジタル化されることは有利である。最近の電話は、アナログ/デジタル変換器ユニットを有する。このユニットは、入来するオーディオ信号をデジタルサンプル値に変換する。本発明による解決策において、このアナログ/デジタル変換器ユニットは、入来する料金単位信号をデジタル化するというタスクもまた実行する。従って、料金単位信号のためのアナログ/デジタル変換器には別々のアナログ/デジタル変換器モジュールは必要とされない。
【0029】
サンプル値系列を変換する種々の処理ステージが、一つ以上のデジタル信号プロセッサの形態であることは、特に有利である。ミックスステージ、フィルタステージ、および料金単位信号を評価するために必要とされる間引きステージは、デジタル信号プロセッサによって完全に形成され得る。デジタル信号プロセッサは、さらに、サンプル値を二乗および加算する評価ユニットのために用いられ得る。
【0030】
各々所定の周波数の異なったタイプのAC電圧パルスを識別するための本発明による方法において、入力信号は、第1のステップにてデジタル化される。このようにして取得されたデジタル化されたサンプル値系列は、その後、サンプル値系列と所定のミックス周波数信号との乗算、およびサンプル値系列のフィルタリングを含む種々のステップを実行することによって変換される。許容され得る中間周波数帯域は、サンプル値系列をフィルタリングすることによって定義される。その後、変換されるサンプル値系列を用いて、特定のタイプのAC電圧パルスが存在するか否かを決定することが可能である。
【0031】
本発明による方法は、種々のタイプのAC電圧パルスの、デジタル選択的識別を完全に可能にする。本発明による方法において、入力信号は、異なったミックス周波数信号で乗算することによって、ダウンミックスされて低い周波数になる。この方法は、第1に、この信号が低周波数の中間周波数帯域において、元の入力信号周波数帯域におけるよりもはるかに容易にフィルタリングされ得るという利点を有する。さらなる利点は、一旦入力信号が低周波数帯域に変形されると、著しく低い信号レートを用いることが可能であることである。これは、それほどパワフルでない信号プロセッサが用いられること、および回路の電力消費が低減されることを意味する。
【0032】
本発明は、以下の記載において、図面に示される例示的実施形態を用いてより詳細に説明される。
【0033】
所定の周波数のAC電圧パルス用の、図1に示されるような検出回路は、電話ネットワークを介して伝送される料金単位信号を検出するために特に適切である。しかしながら、本発明による回路、および本発明による検出原理は、この用途に限定されず、所定の周波数の識別パルスが選択的に検出されることが意図されるところではどこでも用いられ得る。
【0034】
アナログ入力信号1は、まず、アナログ/デジタル変換器A/Dに印加され、かつデジタルサンプル値系列x(k)に変換される。電話の中の回路が、料金単位パルスを検出するために用いられる場合、料金単位信号は、音声信号をデジタル値に変換するためにも用いられるものと同じアナログ/デジタル変換器によってデジタル化される。なぜなら、料金単位パルスは、本発明による解決策において音声経路から出力されないからである。
【0035】
デジタル化されたサンプル値x(k)は、ここで、第1のミックスステージに供給され、この目的のために、直交信号経路2と同相信号経路3とに分割される。直交信号経路のミキサ4において、この信号は、ミックス周波数ωM1の正弦信号sin(ωM1・t)で乗算される。ここで、ωM1=(1/2π)・16kHzに選択され、従って、16kHzの料金単位パルスの周波数に対応する。
【0036】
同相信号経路のミキサ5において、信号は、ωM1は、(1/2π)・16kHzの余弦信号cos(ωM1・t)、すなわち、位相が90°ずらされたミックス信号で乗算される。従って、料金単位パルスは、ミックス周波数信号に対するそれらの位相角に依存せず検出され得る。
【0037】
アナログ/デジタル変換器の出力ならびにミキサ4および5内の信号レートは、64kHzであり、従って、ミックス周波数fM1の4倍である。従って、サンプリングは、ミックス周波数のクロックサイクル毎に4回であり、従って、系列0、1、0、−1、0,...(sin(π・k/2)、ただしk=0、1、2、...)であり、ミックス周波数の正弦信号である。対応する態様で、系列1、0、−1、0、1、...(cos(π・k/2)、ただしk=0、1、2、...)は、ミックス周波数の余弦信号について取得される。従って、ミキサ4における入力信号と正弦信号との乗算は、一つおきの値が0に等しくセットされる信号系列をもたらす。一つおきの値が0と等しい信号系列は、さらに、同相信号経路のミキサ5の出力にて生成される。次に続く間引きステージ6および7において、信号レートは、各場合について、信号系列内で0にセットされた値を省略することによって、fs=64kHzからfs=32kHzに低減される。
【0038】
各場合についてアップミックスされた信号およびダウンミックスされた信号は、ミキサ4およびミキサ5の出力にて現れ、アップミックスされた信号の周波数は、入力信号およびミックス信号の入力の周波数の合計に対応し、ダウンミックスされた信号の周波数は、入力信号とミックス信号との間の差周波数に対応する。16kHzのパルスは、ミックス周波数fM1=16kHzによって、一方で、アップミックスされて32kHzになり、他方、ダウンミックスされて0kHzになる(スーパーヘテロダイン原理)。対応して、第1のミックスステージの入力に印加される12kHzのパルスは、16kHzのミックス周波数によって、一方で、アップミックスされて28kHzになり、他方、ダウンミックスされて4kHzになる。低域フィルタ8および9(TP1)は、アップミックスされた周波数成分をフィルタリング除去し、かつ16kHzのパルスの0kHz成分および12kHzのパルスの4kHz成分のみが通過することを可能にする。従って、直交経路および同相経路において、低域フィルタ8および9(TP1)の遮断周波数を4.5kHzに定義するだけの価値がある。低域フィルタ8および9に、間引きステージ10および11が続く。これらのステージは、信号を再びfs=32kHzからfs=16kHzに低減する。信号レートの低減の反復は、さらなる信号処理が著しく簡略化されることを可能にする。
【0039】
以下の記載は、料金単位パルスの検出回路が16kHzのパルスを識別するようにセットされたという想定に基づく。この場合、第2のミックス周波数を用いて、間引きステージ10および11の出力にて生成される信号を再びアップミックスまたはダウンミックスする必要がない。なぜなら、16kHzのパルスは、すでにミキサ4および5によってダウンミックスされて16kHzから0kHzになっているからである。
【0040】
従って、ミキサ12は、インアクティブ(inactive)になるように切り換えられるか、またはこれに印加されるすべての値に1を乗算する。ダウンミックスされた信号を制限する現在の帯域は、低域フィルタ13および14(TP2/TP3、TP2)によって実行される。低域フィルタ13、14は、AC電圧パルスが、検出されることが意図される中間周波数帯域を定義するように用いられる。例えば、低域フィルタ13および14の遮断周波数が、0.5kHzに固定される場合、−0.5kHz〜+0.5kHzの周波数のAC電圧が低域フィルタを通過し得る。これは、入力信号内の15.5kHz〜16.5kHzの許容し得る周波数帯域に対応する。計算例は、検出されるべきAC電圧パルスの許容し得る帯域範囲が、中間周波数の低域フィルタリングによって単純な態様で定義され得ることを示す。
【0041】
サンプリング周波数は、次の間引きステージ15および16(fs=16kHzからfs=8kHzに)にて一つおきの信号値を省略して再び二分される。その後、あとに残る信号値は、乗算器17および18に供給される。この乗算器は、各信号値を二乗する。加算器19は、各場合について、直交信号および同相信号値の二乗の和を形成し、従って、入力信号の位相角に依存せず、それぞれの信号値の大きさの二乗を正確に決定する。閾値判定器20は、加算器19から供給された結果と所定の閾値とを比較する。この閾値を超過した場合、閾値判定器20からの検出信号y16(k)は、16kHzのパルスが受信されたことを示す。
【0042】
約12kHzの周波数の料金単位パルスが、いくつかの欧州諸国にて用いられる。図1に示される回路が、このような12kHzパルスを評価することが意図される場合、fM1=16kHzの第1のミックス周波数に加えて、fM2=4kHzの第2のミックス周波数もまた用いられなければならない。この目的で、間引きステージ10の出力にて生成され、かつミキサ4によってダウンミックスされて4kHzの中間周波数になる直交信号が、ミキサ12および21に供給される。ミキサ12および21は、これらに印加された信号に、ミックス周波数fM2=4kHzの正弦信号系列および余弦信号系列をそれぞれ乗算する。
【0043】
サンプリング周波数fsが、この場合、16kHzであり、従って、ミックス周波数の4倍であるので、余弦信号系列は、再び、1、0、−1、0、1、...(cos(π・k/2)、ただし、k=0、1、2、...)になり、正弦系列は、0、1、0、−1、0、...(sin(π・k/2)、ただし、k=0、1、2、...)になる。
【0044】
周波数4kHzのミックス周波数信号での乗算は、中間周波数信号をもたらし、この信号は、ミキサ12および21に印加されて、アップミックスされて8kHzになり、他方、ダウンミックスされて0kHzになる。信号経路内の後続に構成される低域フィルタ13および22(TP2/TP3、TP3)は、一方で、アップミックスされた8kHz成分を除去する。他方、ダウンミックスされて0kHzになった信号成分を考慮に入れて、低域フィルタ13および22の遮断周波数は、パルスが検出される許容し得る中間帯域範囲を定義する。
【0045】
後続の間引き器15および23は、一つおきのサンプル値を省略することによって、信号レートをfs=16kHzからfs=8kHzに二分する。評価は、乗算器17および24、加算器25および閾値判定器26によって実行される。信号値の二乗の和が、所定の閾値よりも大きい場合、12kHzのパルスが存在する。これは、検出信号y12(k)が、閾値判定器26の出力にて生成されることによって示される。
【図面の簡単な説明】
【図1】
図1は、16kHzの信号および12kHzの信号の両方を検出し得る、料金単位信号用の、本発明による検出回路を示す。
Claims (20)
- 所定の周波数のAC電圧パルスを検出する回路であって、該回路は、
入力信号(1)をサンプル値系列(x(k))に変換するアナログ/デジタル変換器ユニット(A/D)と、
ミックス周波数信号でサンプル値系列(x(k))を乗算する少なくとも一つのミックスステージ(4、5および12、21)と、
許容し得る中間周波数帯域を定義するための少なくとも一つのフィルタステージ(13、14、22)と、
該変換されたサンプル値を用いて、AC電圧パルスが存在するか否かを決定する評価ユニットと
を備える、回路。 - 前記回路は、少なくとも一つの間引きステージ(6、7、10、11、15、16、23)を備え、該間引きステージは、サンプル値を省略することによって信号レート(fs)を低減することを特徴とする、請求項1に記載の回路。
- 前記ミックスステージ(単数または複数)(4、5および12、21)は、各々、直交信号経路(2)および同相信号経路(3)を備え、前記サンプル値系列は、該直交信号経路(2)内のミックス周波数の正弦信号で乗算され、該サンプル値系列は、該同相信号経路(3)内の該ミックス周波数の余弦信号で乗算されることを特徴とする、請求項1または2に記載の回路。
- 前記ミックス周波数の前記正弦信号での乗算は、前記サンプル値の系列に系列0、1、0、−1、0、...を乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項3に記載の回路。
- 前記ミックス周波数の前記余弦信号での前記乗算は、前記サンプル値の系列に前記系列1、0、−1、0、1、...を乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項3または4に記載の回路。
- 前記評価ユニットは、各場合について、前記直交信号経路および前記同相信号経路の、前記変換されたサンプル値の二乗、加算および閾値と比較することを特徴とする、請求項3〜5のいずれか一つに記載の回路。
- 前記ミックスステージは、前記サンプル値系列にミックス周波数信号を乗算し、該ミックス周波数信号の周波数は、検出されるべき前記AC電圧パルスの前記周波数に対応することを特徴とする、請求項1〜6のいずれか一つに記載の回路。
- 前記回路は、前記サンプル値系列に第1のミックス周波数信号を乗算する第1のミックスステージ(4、5)を備え、該第1のミックス周波数信号の周波数(fM1)は、前記第1のタイプのAC電圧パルスの周波数に対応することと、該回路は、第2のミックスステージ(12、21)を備え、該第2のミックスステージは、該第1のミックスステージ(4、5)と前記評価ユニットとの間に構成されて、該サンプル値系列に第2のミックス周波数信号を乗算し、該第2のミックス周波数信号の周波数(fM2)は、該第1のタイプのAC電圧パルスと第2のタイプのAC電圧パルスとの間の差に対応することを特徴とする、請求項1〜6のいずれか一つに記載の回路。
- 遮断周波数が、前記差周波数より高い低域フィルタステージ(8、9)は、前記第1のミックスステージ(4、5)と前記第2のミックスステージ(12、21)との間に構成されることを特徴とする、請求項8に記載の回路。
- 前記AC電圧パルスは、電話ネットワーク内の料金単位信号であることを特徴とする、請求項1〜9のいずれか一つに記載の回路。
- 料金単位信号を識別するための、請求項1〜10のいずれか一つに記載の回路を備える電話。
- 前記料金単位信号は、音声経路を介して検出され、該音声経路を介して、オーディオ信号処理がさらに実行されることを特徴とする、請求項11に記載の電話。
- 料金単位信号は、前記音声経路内でアナログ/デジタル変換器ユニット(A/D)によってデジタル化されることを特徴とする、請求項11または12に記載の電話。
- 前記サンプル値系列を変換するための前記種々のステージは、一つ以上のデジタル信号プロセッサによって形成されることを特徴とする、請求項11〜13のいずれか一つに記載の電話。
- 各々が所定の周波数の、異なったタイプのAC電圧パルスを識別する方法であって、
a)入力信号(1)をデジタル化して、デジタル化されたサンプル値系列(x(k))を形成する工程と、
b)任意の所望の工程のシーケンスによって、該サンプル値系列(x(k))を変換する工程であって、該工程のシーケンスは、
該サンプル値系列に予め決定されたミックス周波数信号を乗算する工程と、
許容し得る中間周波数帯域を定義するために、該サンプル値系列をフィルタリングする工程と
を包含する工程と、
c)該変換されたサンプル値系列を用いて、特定のタイプのAC電圧パルスが存在するか否かを決定する工程と
を特徴とする、方法。 - 前記サンプル値系列の前記変換の間、信号レート(fs)は、サンプル値の数を低減することによって低減されることを特徴とする、請求項15に記載の方法。
- AC電圧パルスが存在するか否かを決定するために、前記変換されたサンプル値は、二乗、加算および閾値と比較されることを特徴とする、請求項15または16に記載の方法。
- 前記サンプル値系列は、ミックス周波数信号で乗算され、該信号の周波数は、検出されるべき前記AC電圧パルスの周波数に対応することを特徴とする、請求項15〜17のいずれか一つに記載の方法。
- 前記サンプル値系列は、まず、第1のミックス周波数信号で乗算され、該第1のミックス周波数信号の周波数(fM1)は、第1のタイプのAC電圧パルスの周波数に対応し、後に、第2のミックス周波数信号で乗算され、該第2のミックス周波数信号の周波数(fM2)は、該第1のタイプのAC電圧パルスの周波数と第2のタイプのAC電圧パルスの周波数との間の差に対応することを特徴とする、請求項15〜17のいずれか一つに記載の方法。
- 前記AC電圧パルスは、電話ネットワーク内の料金単位信号であることを特徴とする、請求項15〜19のいずれか一つに記載の方法。
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