JPH07235861A - 加重平均を使用したサンプリング周波数変換方法 - Google Patents
加重平均を使用したサンプリング周波数変換方法Info
- Publication number
- JPH07235861A JPH07235861A JP6303864A JP30386494A JPH07235861A JP H07235861 A JPH07235861 A JP H07235861A JP 6303864 A JP6303864 A JP 6303864A JP 30386494 A JP30386494 A JP 30386494A JP H07235861 A JPH07235861 A JP H07235861A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling rate
- signal value
- sampling
- fin
- frequency conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/0685—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being rational
Abstract
(57)【要約】
【目的】 使用する計算装置に対する必要条件が最小で
あるサンプリングレート変換方法を提供する。 【構成】 信号値の第一サンプリングレート（ＦＳＲ）
を第二サンプリングレート（ＳＳＲ）に変換する方法で
あって、入力信号値から整数倍のサンプリングレートで
発生する信号値を導出するためにＦＳＲで発生する逐次
入力信号値の間で補間を実行し、ＦＳＲの整数倍はＳＳ
Ｒの整数倍の０．５倍より大きくて２倍より小さく、Ｓ
ＳＲの整数倍で起こる信号値の大きさをＦＳＲの整数倍
サンプリングレートで起こる信号から導出するために加
重平均補間処理またはデシメーション処理を使用しＳＳ
Ｒを導出するためにＳＳＲの整数倍の信号値を整数倍フ
ァクタによりデシメーション処理をするステップを含
む。
あるサンプリングレート変換方法を提供する。 【構成】 信号値の第一サンプリングレート（ＦＳＲ）
を第二サンプリングレート（ＳＳＲ）に変換する方法で
あって、入力信号値から整数倍のサンプリングレートで
発生する信号値を導出するためにＦＳＲで発生する逐次
入力信号値の間で補間を実行し、ＦＳＲの整数倍はＳＳ
Ｒの整数倍の０．５倍より大きくて２倍より小さく、Ｓ
ＳＲの整数倍で起こる信号値の大きさをＦＳＲの整数倍
サンプリングレートで起こる信号から導出するために加
重平均補間処理またはデシメーション処理を使用しＳＳ
Ｒを導出するためにＳＳＲの整数倍の信号値を整数倍フ
ァクタによりデシメーション処理をするステップを含
む。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号のサンプリング周
波数変換方法に関する。さらに詳しくは、加重平均を利
用して一つのサンプリングレートのデジタル信号を第二
のサンプリングレートのセットに変換する方法に関す
る。
波数変換方法に関する。さらに詳しくは、加重平均を利
用して一つのサンプリングレートのデジタル信号を第二
のサンプリングレートのセットに変換する方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】デジタル信号処理において、たとえば第
一サンプリングレート（First Sampling Rate 、以下、
ＦＳＲという）で動作するＡ／Ｄコンバータから信号が
読み取られ、読み取られた信号がデジタル的に処理さ
れ、第二サンプリングレート（Second Sampling Rate、
以下、ＳＳＲという）で動作するＤ／Ａコンバータに供
給されるというように、サンプリングレートが変更され
ねばならないということはよく発生する。この処理の段
階で、デジタル値は、特定の周波数および帯域幅特性を
示すようにフィルタにかけられる。
一サンプリングレート（First Sampling Rate 、以下、
ＦＳＲという）で動作するＡ／Ｄコンバータから信号が
読み取られ、読み取られた信号がデジタル的に処理さ
れ、第二サンプリングレート（Second Sampling Rate、
以下、ＳＳＲという）で動作するＤ／Ａコンバータに供
給されるというように、サンプリングレートが変更され
ねばならないということはよく発生する。この処理の段
階で、デジタル値は、特定の周波数および帯域幅特性を
示すようにフィルタにかけられる。
【０００３】サンプリングレート変換処理は、ＦＳＲで
の信号のデジタル値からＳＳＲの信号のデジタル値の大
きさを決定することである。ＦＳＲおよびＳＳＲのう
ち、一方が他方の整数倍であれば、出力信号の大きさの
決定は補間処理またはデシメーション処理により容易に
えられる。しかし、ＦＳＲおよびＳＳＲのうち、一方が
他方の整数倍でないばあいは、計算がより複雑となる。
の信号のデジタル値からＳＳＲの信号のデジタル値の大
きさを決定することである。ＦＳＲおよびＳＳＲのう
ち、一方が他方の整数倍であれば、出力信号の大きさの
決定は補間処理またはデシメーション処理により容易に
えられる。しかし、ＦＳＲおよびＳＳＲのうち、一方が
他方の整数倍でないばあいは、計算がより複雑となる。
【０００４】従来では、幾つかの手法がサンプリングレ
ート変換（フィルタ処理を伴う）を実行するために使用
されており、無限インパルス応答（Infinite Impulse R
esponse,以下ＩＩＲという）フィルタおよび有限インパ
ルス応答（Finite Impulse Response,以下ＦＩＲとい
う）フィルタの両方が使用されている。サンプリングレ
ート変換処理は、より高い周波数サンプリングレートを
うるために入力サンプリングレートを整数倍する乗算
（補間による）を行なう。より高い周波数のサンプリン
グレートは希望のＳＳＲの整数倍でもある。フィルタ処
理後、整数倍サンプリングレートは、希望のＳＳＲをう
るために整数値で除算（デシメーションによる）され
る。
ート変換（フィルタ処理を伴う）を実行するために使用
されており、無限インパルス応答（Infinite Impulse R
esponse,以下ＩＩＲという）フィルタおよび有限インパ
ルス応答（Finite Impulse Response,以下ＦＩＲとい
う）フィルタの両方が使用されている。サンプリングレ
ート変換処理は、より高い周波数サンプリングレートを
うるために入力サンプリングレートを整数倍する乗算
（補間による）を行なう。より高い周波数のサンプリン
グレートは希望のＳＳＲの整数倍でもある。フィルタ処
理後、整数倍サンプリングレートは、希望のＳＳＲをう
るために整数値で除算（デシメーションによる）され
る。
【０００５】一例として、２０ｋＨｚのサンプリングレ
ートのデジタル信号が、サンプリングレート９７．２ｋ
ＨｚのサンプリングレートのＤ／Ａコンバータに印加さ
れるばあいを考える。このばあい、２０ｋＨｚのサンプ
リングレートの信号は、９７．２ｋＨｚのサンプリング
レートに変換されなければならないので、指定のフィル
タ特性を使用してフィルタ処理をされる。ＩＩＲフィル
タが使用されると、２０ｋＨｚのサンプリングレートデ
ータは、２４３のファクタでサンプリングレート４，８
６０ｋＨｚ（４，８６０ｋＨｚは、Ｄ／Ａコンバータサ
ンプリングレート９７．２ｋＨｚの５０倍である）に補
間される。４，８６０ｋＨｚのサンプリングレートのデ
ータ信号は、ＩＩＲフィルタを使用してフィルタ処理が
なされ、サンプリングレート９７．２ｋＨｚの希望出力
をうるために、５０のファクタによりデシメーション処
理がなされる。
ートのデジタル信号が、サンプリングレート９７．２ｋ
ＨｚのサンプリングレートのＤ／Ａコンバータに印加さ
れるばあいを考える。このばあい、２０ｋＨｚのサンプ
リングレートの信号は、９７．２ｋＨｚのサンプリング
レートに変換されなければならないので、指定のフィル
タ特性を使用してフィルタ処理をされる。ＩＩＲフィル
タが使用されると、２０ｋＨｚのサンプリングレートデ
ータは、２４３のファクタでサンプリングレート４，８
６０ｋＨｚ（４，８６０ｋＨｚは、Ｄ／Ａコンバータサ
ンプリングレート９７．２ｋＨｚの５０倍である）に補
間される。４，８６０ｋＨｚのサンプリングレートのデ
ータ信号は、ＩＩＲフィルタを使用してフィルタ処理が
なされ、サンプリングレート９７．２ｋＨｚの希望出力
をうるために、５０のファクタによりデシメーション処
理がなされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ＩＩＲフィルタの応答
は、現在および過去の入力信号サンプル並びに過去の出
力信号サンプルの関数である。過去の出力に対する依存
性は、入力値が停止してもなお、フィルタの出力応答の
無限区間を発生させる。ＩＩＲフィルタ関数は、フィル
タ出力の幾つかを無視する後続のデータデシメーション
処理にかかわらず、入力サンプリングレートで計算され
なければならない。各出力は、フィルタの後続の出力を
計算するために必要であるからである。２０ｋＨｚから
９７．２ｋＨｚへのサンプリングレートの変換の例で
は、ＩＩＲフィルタは、フィルタの必要条件を満たすた
めに通常八つの係数を必要とするのみであるが、非常に
高い整数倍のサンプリングレート（すなわち、４，８６
０ｋＨｚ）であることにより、ＩＩＲサンプル変換処理
で、非常に多くの計算を実行することを必要とする。
は、現在および過去の入力信号サンプル並びに過去の出
力信号サンプルの関数である。過去の出力に対する依存
性は、入力値が停止してもなお、フィルタの出力応答の
無限区間を発生させる。ＩＩＲフィルタ関数は、フィル
タ出力の幾つかを無視する後続のデータデシメーション
処理にかかわらず、入力サンプリングレートで計算され
なければならない。各出力は、フィルタの後続の出力を
計算するために必要であるからである。２０ｋＨｚから
９７．２ｋＨｚへのサンプリングレートの変換の例で
は、ＩＩＲフィルタは、フィルタの必要条件を満たすた
めに通常八つの係数を必要とするのみであるが、非常に
高い整数倍のサンプリングレート（すなわち、４，８６
０ｋＨｚ）であることにより、ＩＩＲサンプル変換処理
で、非常に多くの計算を実行することを必要とする。
【０００７】ＦＩＲフィルタを使用するばあいは、２０
ｋＨｚのサンプリングレートのデータ信号は、２４３の
ファクタにより４，８６０ｋＨｚに補間され、フィルタ
処理され、５０のファクタにより９７．２ｋＨｚにデシ
メーション処理される。しかし、ＦＩＲフィルタは、補
間およびデシメーション処理を統合し、全ての計算は、
９７．２ｋＨｚのＳＳＲにより実行される。ＦＩＲフィ
ルタは、有限個の過去の入力サンプルを使用しているの
みなので、ＩＩＲフィルタのもつ計算の問題を回避して
いる。ＦＩＲフィルタを使用する計算負荷はＩＩＲフィ
ルタに比較し低いがＦＩＲフィルタの係数の数は大きく
（ほぼ１０００）、これにより、係数記憶のために、か
なりの量のメモリを消費する。
ｋＨｚのサンプリングレートのデータ信号は、２４３の
ファクタにより４，８６０ｋＨｚに補間され、フィルタ
処理され、５０のファクタにより９７．２ｋＨｚにデシ
メーション処理される。しかし、ＦＩＲフィルタは、補
間およびデシメーション処理を統合し、全ての計算は、
９７．２ｋＨｚのＳＳＲにより実行される。ＦＩＲフィ
ルタは、有限個の過去の入力サンプルを使用しているの
みなので、ＩＩＲフィルタのもつ計算の問題を回避して
いる。ＦＩＲフィルタを使用する計算負荷はＩＩＲフィ
ルタに比較し低いがＦＩＲフィルタの係数の数は大きく
（ほぼ１０００）、これにより、係数記憶のために、か
なりの量のメモリを消費する。
【０００８】本願発明はこのような問題を解決するため
になされたもので、使用計算装置に対する必要条件が最
小であるようなサンプリングレート変換方法を提供する
ことを目的とする。
になされたもので、使用計算装置に対する必要条件が最
小であるようなサンプリングレート変換方法を提供する
ことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】入力信号値の第一サンプ
リングレートを出力信号値の第二サンプリングレートに
変換する方法で、前記第二サンプリングレートは、前記
第一サンプリングレートの非整数の倍数であり、第一サ
ンプリングレート入力信号値から前記第二サンプリング
レート出力信号値の振幅を決定するため、コンピュータ
により実行されるサンプリング周波数変換方法であっ
て、（ａ）前記第一サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ
１は前記第二サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ２の
０．５倍より大きく、２倍より小さい範囲に収まり、前
記入力信号値から整数倍のサンプリングレートで発生す
る信号値を導出するために前記第一サンプリングレート
で発生する逐次入力信号値の間で補間を実行するステッ
プ、（ｂ）加重平均を使用して前記第一サンプリングレ
ートの整数倍ＩＭＲ１の信号値から前記第二サンプリン
グレートの整数倍ＩＭＲ２で発生する信号値を求めるス
テップ、（ｃ）出力信号値である前記第二サンプリング
レートを導出するために、前記第二サンプリングレート
の整数倍ＩＭＲ２の前記信号値を整数倍のファクタでデ
シメーション処理するステップとを含む。
リングレートを出力信号値の第二サンプリングレートに
変換する方法で、前記第二サンプリングレートは、前記
第一サンプリングレートの非整数の倍数であり、第一サ
ンプリングレート入力信号値から前記第二サンプリング
レート出力信号値の振幅を決定するため、コンピュータ
により実行されるサンプリング周波数変換方法であっ
て、（ａ）前記第一サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ
１は前記第二サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ２の
０．５倍より大きく、２倍より小さい範囲に収まり、前
記入力信号値から整数倍のサンプリングレートで発生す
る信号値を導出するために前記第一サンプリングレート
で発生する逐次入力信号値の間で補間を実行するステッ
プ、（ｂ）加重平均を使用して前記第一サンプリングレ
ートの整数倍ＩＭＲ１の信号値から前記第二サンプリン
グレートの整数倍ＩＭＲ２で発生する信号値を求めるス
テップ、（ｃ）出力信号値である前記第二サンプリング
レートを導出するために、前記第二サンプリングレート
の整数倍ＩＭＲ２の前記信号値を整数倍のファクタでデ
シメーション処理するステップとを含む。
【００１０】
【作用】本発明によれば、加重平均を使用するので第二
サンプリングレートが第一サンプリングレートの非整数
倍であるにもかかわらず、補間やデシメーションによる
変換のための計算を容易に行なうことができる。
サンプリングレートが第一サンプリングレートの非整数
倍であるにもかかわらず、補間やデシメーションによる
変換のための計算を容易に行なうことができる。
【００１１】
【実施例】図１は、基本的な移動無線電話の簡略ブロッ
ク図である。マイク１１は、オーディオ入力信号を発生
し、入力信号はＡ／Ｄコンバータ１３によりデジタルサ
ンプルに変換される。デジタル信号プロセッサを含むデ
ジタルベースバンドプロセッサ１４は、入力サンプルを
処理し、出力サンプルを９７．２ｋＨｚのサンプリング
レートで動作するＤ／Ａコンバータ１７に送る。Ｄ／Ａ
コンバータ１７から、信号は、無線周波数（Radio freq
ency、以下、ＲＦという）回路１８へ送られる。反対の
方向では、まずＲＦ回路１８は信号を受信する。受信さ
れた信号はＡ／Ｄコンバータ１６によりデジタル値に変
換され、デジタルベースバンドプロセッサ１４により処
理され、Ｄ／Ａコンバータ１２によりアナログ信号に変
換され、最後にスピーカ１０に供給される。
ク図である。マイク１１は、オーディオ入力信号を発生
し、入力信号はＡ／Ｄコンバータ１３によりデジタルサ
ンプルに変換される。デジタル信号プロセッサを含むデ
ジタルベースバンドプロセッサ１４は、入力サンプルを
処理し、出力サンプルを９７．２ｋＨｚのサンプリング
レートで動作するＤ／Ａコンバータ１７に送る。Ｄ／Ａ
コンバータ１７から、信号は、無線周波数（Radio freq
ency、以下、ＲＦという）回路１８へ送られる。反対の
方向では、まずＲＦ回路１８は信号を受信する。受信さ
れた信号はＡ／Ｄコンバータ１６によりデジタル値に変
換され、デジタルベースバンドプロセッサ１４により処
理され、Ｄ／Ａコンバータ１２によりアナログ信号に変
換され、最後にスピーカ１０に供給される。
【００１２】図１に示される構造の移動無線電話は、ベ
ース局と通信するためにデータ信号を送ることができな
ければならない。データ信号は、２０，０００ボーのレ
ートをもち、ベースバンドプロセッサ１４で処理され、
Ｄ／Ａコンバータ１７によりアナログ信号に変換され、
ＲＦ回路１８に印加される。２０，０００ボー（すなわ
ち、２０ｋＨｚ）のサンプリングレートをもつデータ信
号は、指定フィルタ特性によりフィルタ処理され、９
７．２ｋＨｚで動作するＤ／Ａコンバータ１７に送られ
なければならない。
ース局と通信するためにデータ信号を送ることができな
ければならない。データ信号は、２０，０００ボーのレ
ートをもち、ベースバンドプロセッサ１４で処理され、
Ｄ／Ａコンバータ１７によりアナログ信号に変換され、
ＲＦ回路１８に印加される。２０，０００ボー（すなわ
ち、２０ｋＨｚ）のサンプリングレートをもつデータ信
号は、指定フィルタ特性によりフィルタ処理され、９
７．２ｋＨｚで動作するＤ／Ａコンバータ１７に送られ
なければならない。
【００１３】２０ｋＨｚのサンプリングレートの信号
は、２０ｋＨｚのレートの倍数より高いサンプリングレ
ートになるように補間される。信号は指定のフィルタ特
性によりフィルタ処理され、加重平均法が使用されて、
９７．２ｋＨｚの整数倍のサンプリングレートに変換さ
れ、９７．２ｋＨｚの出力レートをうるために整数によ
りデシメーション処理される。２０ｋＨｚサンプリング
レートの整数倍は、９７．２ｋＨｚサンプリングレート
の整数倍の半分より大きく、２倍より小さくなくてはな
らない。
は、２０ｋＨｚのレートの倍数より高いサンプリングレ
ートになるように補間される。信号は指定のフィルタ特
性によりフィルタ処理され、加重平均法が使用されて、
９７．２ｋＨｚの整数倍のサンプリングレートに変換さ
れ、９７．２ｋＨｚの出力レートをうるために整数によ
りデシメーション処理される。２０ｋＨｚサンプリング
レートの整数倍は、９７．２ｋＨｚサンプリングレート
の整数倍の半分より大きく、２倍より小さくなくてはな
らない。
【００１４】同様なサンプリングレート変換手順が、Ａ
／Ｄコンバータ１３からベースバンドプロセッサ１４を
通じてＤ／Ａコンバータ１７に供給される信号のサンプ
リングレートと、Ａ／Ｄコンバータ１６からベースバン
ドプロセッサ１４を通じてＤ／Ａコンバータ１２へ供給
される信号のサンプリングレートとの変換に使用され
る。サンプリングレート変換の手順は、サンプリングレ
ートが前述とは異なっていても同様である。
／Ｄコンバータ１３からベースバンドプロセッサ１４を
通じてＤ／Ａコンバータ１７に供給される信号のサンプ
リングレートと、Ａ／Ｄコンバータ１６からベースバン
ドプロセッサ１４を通じてＤ／Ａコンバータ１２へ供給
される信号のサンプリングレートとの変換に使用され
る。サンプリングレート変換の手順は、サンプリングレ
ートが前述とは異なっていても同様である。
【００１５】例示したサンプリングレートを使用して、
２０ｋＨｚサンプリングレートの信号が４８０ｋＨｚに
２４のファクタで補間されるばあいを考える。補間は、
約１００のオーダを有すＦＩＲフィルタを使用してなさ
れる。整数倍のデータサンプリングレートは、つぎに説
明する加重平均補間（weighted average interpolatio
n）法を使用して、４８０ｋＨｚから４８６ｋＨｚまで
変換される。えられた４８６ｋＨｚのデータサンプリン
グレートは、５のファクタによりデシメーション処理さ
れ、９７．２ｋＨｚの出力サンプリングレートがえられ
る。
２０ｋＨｚサンプリングレートの信号が４８０ｋＨｚに
２４のファクタで補間されるばあいを考える。補間は、
約１００のオーダを有すＦＩＲフィルタを使用してなさ
れる。整数倍のデータサンプリングレートは、つぎに説
明する加重平均補間（weighted average interpolatio
n）法を使用して、４８０ｋＨｚから４８６ｋＨｚまで
変換される。えられた４８６ｋＨｚのデータサンプリン
グレートは、５のファクタによりデシメーション処理さ
れ、９７．２ｋＨｚの出力サンプリングレートがえられ
る。
【００１６】ＦＩＲフィルタを使用し、デシメーション
処理および加重平均計算が統合されて実行される。加重
平均は、単一の出力サンプルを計算するのに二つの入力
サンプルを必要とするので、ＦＩＲフィルタの計算サン
プリングレートは、９７．２ｋＨｚのサンプリングレー
トの２倍となる。
処理および加重平均計算が統合されて実行される。加重
平均は、単一の出力サンプルを計算するのに二つの入力
サンプルを必要とするので、ＦＩＲフィルタの計算サン
プリングレートは、９７．２ｋＨｚのサンプリングレー
トの２倍となる。
【００１７】２０ｋＨｚサンプリングレートをその倍数
４８０ｋＨｚに変換するのに（低レベルの歪みを許容
し）２４の補間値が使用されるが、希望の出力信号が歪
むのであれば、他の整数を使用してもよい。入力サンプ
リングレートの倍数は、希望出力信号サンプリングレー
トの整数倍の０．５倍より大きく、２倍より小さいこと
が好ましい。ここで述べているデータサンプリングレー
ト値は、説明のためであり、本発明は、第一データサン
プリングレートが第二データサンプリングレートに変換
されるかぎり一般に適応可能である。
４８０ｋＨｚに変換するのに（低レベルの歪みを許容
し）２４の補間値が使用されるが、希望の出力信号が歪
むのであれば、他の整数を使用してもよい。入力サンプ
リングレートの倍数は、希望出力信号サンプリングレー
トの整数倍の０．５倍より大きく、２倍より小さいこと
が好ましい。ここで述べているデータサンプリングレー
ト値は、説明のためであり、本発明は、第一データサン
プリングレートが第二データサンプリングレートに変換
されるかぎり一般に適応可能である。
【００１８】図２および図３に、より簡単な入力および
出力サンプリングレートを使用して本発明の更なる例が
示される。入力サンプリングレートまたはサンプリング
レートｆｉｎ（以下、ｆｉｎともいう）が３であり、出
力サンプリングレートまたはサンプリングレートｆｏｕ
ｔ（以下、ｆｏｕｔともいう）が５とする。各入力サン
プルはｉ（ｎ）で表される。ただし、ｉは入力振幅、ｎ
はサンプルの順番を表す。出力サンプルはｏ（ｎ）で表
され、ｏは出力データのサンプル振幅、ｎはサンプルの
順番を表す。入力から出力への補間サンプリングレート
は、５／３である。
出力サンプリングレートを使用して本発明の更なる例が
示される。入力サンプリングレートまたはサンプリング
レートｆｉｎ（以下、ｆｉｎともいう）が３であり、出
力サンプリングレートまたはサンプリングレートｆｏｕ
ｔ（以下、ｆｏｕｔともいう）が５とする。各入力サン
プルはｉ（ｎ）で表される。ただし、ｉは入力振幅、ｎ
はサンプルの順番を表す。出力サンプルはｏ（ｎ）で表
され、ｏは出力データのサンプル振幅、ｎはサンプルの
順番を表す。入力から出力への補間サンプリングレート
は、５／３である。
【００１９】図２には、入力サンプルｉ（ｎ）のセット
の例として、３０、３２、３４などが時間軸に沿って示
されている。複数の出力サンプルｏ（ｎ）３６、３８、
４０などが入力サンプルｉ（ｎ）と共に点線で示されて
いる。入力と出力サンプルの各々の大きさを結ぶ線４２
は、サンプリングした信号の近似波形を示す。入力サン
プルｉ（ｎ）の振幅が既知であれば、問題は出力サンプ
ルｏ（ｎ）の振幅を見いだすことである。有理ファクタ
ｍが本発明の方法で使用され、次式のように定義され
る。
の例として、３０、３２、３４などが時間軸に沿って示
されている。複数の出力サンプルｏ（ｎ）３６、３８、
４０などが入力サンプルｉ（ｎ）と共に点線で示されて
いる。入力と出力サンプルの各々の大きさを結ぶ線４２
は、サンプリングした信号の近似波形を示す。入力サン
プルｉ（ｎ）の振幅が既知であれば、問題は出力サンプ
ルｏ（ｎ）の振幅を見いだすことである。有理ファクタ
ｍが本発明の方法で使用され、次式のように定義され
る。
【００２０】ｍ＝ｆｏｕｔ／（ｆｏｕｔ−ｆｉｎ） ｆｏｕｔとｆｉｎは分数の可能性もあるので、分子（ｆ
ｏｕｔ）および分母（ｆｏｕｔ−ｆｉｎ）は、分子およ
び分母を整数とするために、適当な整数で乗算すること
によってけた上げされねばならない。こうして、ｍはつ
ぎのように表現できる。
ｏｕｔ）および分母（ｆｏｕｔ−ｆｉｎ）は、分子およ
び分母を整数とするために、適当な整数で乗算すること
によってけた上げされねばならない。こうして、ｍはつ
ぎのように表現できる。
【００２１】ｍ＝ｍｎｕｍ／ｍｄｅｎ 以上の式で、分子（ｍｎｕｍ）および分母（ｍｄｅｎ）
は整数である。各出力サンプルｏ（ｎ）は、つぎのよう
に求められる。
は整数である。各出力サンプルｏ（ｎ）は、つぎのよう
に求められる。
【００２２】 ｏ（ｎ）＝ｘ＊ｉ（ｋ）＋（１−ｘ）＊ｉ（ｋ＋１） （１）
【００２３】
【数５】
【００２４】ただし、ｔｒｕｎｃ（ｙ）は、ｙより大き
くない最大の整数、ａ ｍｏｄ ｂは、除算ａ／ｂの剰
余またはモジュラスを示す。
くない最大の整数、ａ ｍｏｄ ｂは、除算ａ／ｂの剰
余またはモジュラスを示す。
【００２５】式（１）から（３）において、ｘは加重フ
ァクタ、ｋは入力サンプルのインデックス、ｎは出力サ
ンプルのインデックスである。
ァクタ、ｋは入力サンプルのインデックス、ｎは出力サ
ンプルのインデックスである。
【００２６】ｍ＝５／２とすると、つぎの表１は式
（２）および（３）から計算された初めの１０個のｘお
よびｋを示す。
（２）および（３）から計算された初めの１０個のｘお
よびｋを示す。
【００２７】
【表１】
【００２８】式（１）を使用して、ｏ（ｎ）の初めの１
０個の出力値が上の表で示されるｘおよびｋからつぎの
ように計算される。
０個の出力値が上の表で示されるｘおよびｋからつぎの
ように計算される。
【００２９】 ｏ（１）＝２／５・ｉ（１）＋３／５・ｉ（２） ｏ（２）＝４／５・ｉ（２）＋１／５・ｉ（３） ｏ（３）＝１／５・ｉ（２）＋４／５・ｉ（３） ｏ（４）＝３／５・ｉ（３）＋２／５・ｉ（４） ｏ（５）＝０・１（３）＋ｉ（４）＝ｉ（４） ｏ（６）＝２／５・ｉ（４）＋３／５・ｉ（５） ｏ（７）＝４／５・ｉ（５）＋１／５・ｉ（６） ｏ（８）＝１／５・ｉ（５）＋４／５・ｉ（６） ｏ（９）＝３／５・ｉ（６）＋２／５・ｉ（７） ｏ（１０）＝０・１（６）＋ｉ（７）＝ｉ（７） 以上の表からの結果は、図２にプロットされている。た
とえば、出力ｏ（１）は、サンプルｉ（１）の入力の大
きさの２／５をとり、入力ｉ（２）の大きさの３／５を
加えることによって導出できる。同様な計算が、ｏ
（２）からｏ（１０）についてもなされる。
とえば、出力ｏ（１）は、サンプルｉ（１）の入力の大
きさの２／５をとり、入力ｉ（２）の大きさの３／５を
加えることによって導出できる。同様な計算が、ｏ
（２）からｏ（１０）についてもなされる。
【００３０】以上に示された加重補間処理は、入力デー
タサンプリングレートの値が、出力データサンプリング
レートの希望倍数の値より小さいばあいに実行される。
入力データサンプリングレートの整数倍が（前述の範囲
内で）出力データサンプリングレートの希望倍数の値よ
り大きいばあいは、出力サンプリングレートの整数倍の
サンプル値は、補間処理ではなく、デシメーション処理
で実行される。デシメーション処理は、つぎのように示
される。
タサンプリングレートの値が、出力データサンプリング
レートの希望倍数の値より小さいばあいに実行される。
入力データサンプリングレートの整数倍が（前述の範囲
内で）出力データサンプリングレートの希望倍数の値よ
り大きいばあいは、出力サンプリングレートの整数倍の
サンプル値は、補間処理ではなく、デシメーション処理
で実行される。デシメーション処理は、つぎのように示
される。
【００３１】ｄ＝ｆｉｎ／（ｆｉｎ−ｆｏｕｔ） ｆｏｕｔとｆｉｎは、分数の可能性もあるので、分子
（ｆｉｎ）および分母（ｆｉｎ−ｆｏｕｔ）は、分子お
よび分母を整数とするために、適当な整数で乗算するこ
とによってより高い項に変換されねばならない。こうし
て、ｄは、つぎのように表現できる。
（ｆｉｎ）および分母（ｆｉｎ−ｆｏｕｔ）は、分子お
よび分母を整数とするために、適当な整数で乗算するこ
とによってより高い項に変換されねばならない。こうし
て、ｄは、つぎのように表現できる。
【００３２】 ｄ＝ｄｎｕｍ／ｄｄｅｎ＝ｆｉｎ／（ｆｉｎ−ｆｏｕｔ） 以上の式で、分子（ｄｎｕｍ）および分母（ｄｄｅｎ）
は、整数である。
は、整数である。
【００３３】このようなばあい出力データサンプル値
は、つぎの式（４）から（６）により求められる。
は、つぎの式（４）から（６）により求められる。
【００３４】 ｏ（ｎ）＝（１−ｘ）＊ｉ（ｋ）＋ｘ＊ｉ（ｋ＋１） （４） ここで、
【００３５】
【数６】
【００３６】ただし、ｔｒｕｎｃ（ｙ）はｙより大きく
ない最大の整数、ａ ｍｏｄ ｂは除算ａ／ｂの剰余ま
たはモジュラスを示す。
ない最大の整数、ａ ｍｏｄ ｂは除算ａ／ｂの剰余ま
たはモジュラスを示す。
【００３７】当業者にはよく理解できるように、デシメ
ーション処理は、本質的に補間に類似し、式（４）から
（６）を用いた手順を踏む。
ーション処理は、本質的に補間に類似し、式（４）から
（６）を用いた手順を踏む。
【００３８】図３には、本発明のサンプリングレート変
換処理を示す概略フローチャートが示されている。すで
に説明されたように、本発明による方法では、ＦＩＲフ
ィルタを使用してＦＳＲをＳＳＲに変換する。初めに、
アナログ入力信号は、ボックス５０で示されるようにＦ
ＳＲのデジタルサンプルに変換される。つぎにＦＳＲ値
は、ＦＳＲの整数倍のデータサンプリングレートを導出
するために補間される。そのＦＳＲの整数倍ＩＭＲ１
は、つぎのようにＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２とは予め設定
された関係を有している（ボックス５２参照）。
換処理を示す概略フローチャートが示されている。すで
に説明されたように、本発明による方法では、ＦＩＲフ
ィルタを使用してＦＳＲをＳＳＲに変換する。初めに、
アナログ入力信号は、ボックス５０で示されるようにＦ
ＳＲのデジタルサンプルに変換される。つぎにＦＳＲ値
は、ＦＳＲの整数倍のデータサンプリングレートを導出
するために補間される。そのＦＳＲの整数倍ＩＭＲ１
は、つぎのようにＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２とは予め設定
された関係を有している（ボックス５２参照）。
【００３９】 ０．５＊ＩＭＲ２＜ＩＭＲ１＜２＊ＩＭＲ２ ＦＳＲの整数倍ＩＭＲ１は、ＦＩＲを使用してフィルタ
処理され（ボックス５４）、ＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２を
含む値の大きさをうるために加重平均補間手法を使用し
てＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２に変換される（ボックス５
６）。ＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２は、整数値によりＳＳＲ
をうるためにデシメーション処理される（ボックス５
８）。
処理され（ボックス５４）、ＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２を
含む値の大きさをうるために加重平均補間手法を使用し
てＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２に変換される（ボックス５
６）。ＳＳＲの整数倍ＩＭＲ２は、整数値によりＳＳＲ
をうるためにデシメーション処理される（ボックス５
８）。
【００４０】以上の説明は、本発明の説明する目的のた
めである。種々の変形例が、本発明の範囲を逸脱しない
で当業者により形成可能である。
めである。種々の変形例が、本発明の範囲を逸脱しない
で当業者により形成可能である。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、加重平均を使用するの
で、第二サンプリングレートが第一サンプリングレート
の非整数倍であるにもかかわらず、補間やデシメーショ
ンによる変換のための計算を容易に行なうことができ
る。
で、第二サンプリングレートが第一サンプリングレート
の非整数倍であるにもかかわらず、補間やデシメーショ
ンによる変換のための計算を容易に行なうことができ
る。
【図１】移動無線電話（cellular telephone）の送受信
部の概略ブロック図である。
部の概略ブロック図である。
【図２】加重平均補間法により導出されたＦＳＲの整数
倍の入力信号サンプル値と、ＳＳＲの出力信号値がプロ
ットされたグラフである。
倍の入力信号サンプル値と、ＳＳＲの出力信号値がプロ
ットされたグラフである。
【図３】図１で示される本発明の動作を示す概略フロー
チャートである。
チャートである。
１３、１６ Ａ／Ｄコンバータ １４ ベースバンドプロセッサ １２、１７ Ｄ／Ａコンバータ ３０、３２、３４ 入力サンプル ３６、３８、４０ 出力サンプル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 オッリ アリ−イルッコ フィンランド共和国、フィン−33720、タ ムペレ、アフベニスライチ 19 ベー 24
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号値の第一サンプリングレートを
出力信号値の第二サンプリングレートに変換する方法
で、前記第二サンプリングレートは、前記第一サンプリ
ングレートの非整数の倍数であり、第一サンプリングレ
ート入力信号値から前記第二サンプリングレート出力信
号値の振幅を決定するため、コンピュータにより実行さ
れるサンプリングレート変換方法であって、（ａ）前記
第一サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ１は前記第二サ
ンプリングレートの整数倍ＩＭＲ２の０．５倍より大き
く、２倍より小さい範囲に収まり、前記入力信号値から
整数倍のサンプリングレートで発生する信号値を導出す
るために前記第一サンプリングレートで発生する逐次入
力信号値の間で補間を実行するステップ、（ｂ）加重平
均を使用して前記第一サンプリングレートの整数倍ＩＭ
Ｒ１の信号値から前記第二サンプリングレートの整数倍
ＩＭＲ２で発生する信号値を求めるステップ、および
（ｃ）出力信号値である前記第二サンプリングレートを
導出するために、前記第二サンプリングレートの整数倍
ＩＭＲ２の前記信号値を整数倍のファクタでデシメーシ
ョン処理するステップを含むことを特徴とするサンプリ
ング周波数変換方法。 - 【請求項２】 ステップ（ａ）と（ｂ）とのあいだに、
（ａ１）フィルタ処理された信号値をうるために前記第
一サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ１の信号値をフィ
ルタ処理するステップをさらに含むことを特徴とする請
求項１記載のサンプリング周波数変換方法。 - 【請求項３】 前記第一サンプリングレートの整数倍Ｉ
ＭＲ１が前記第二サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ２
より低い周波数を示し、前記ステップ（ｂ）は、次式で
えられる加重ファクタｘ 【数１】 ここで、ｍｎｕｍ／ｍｄｅｎ＝ｆｏｕｔ／（ｆｏｕｔ−
ｆｉｎ） 分数ｆｏｕｔ／（ｆｏｕｔ−ｆｉｎ）は、ｍｎｕｍおよ
びｍｄｅｎが整数となるようにより高い項に変換された
もの、 ｎは出力サンプルのシーケンス番号、 ｆｏｕｔは第二サンプリングレート、 ｆｉｎは第一サンプリングレート、 ａ ｍｏｄ ｂは除算ａ／ｂのモジュラスまたは剩余を
示す を使用することを特徴とする請求項２記載のサンプリン
グ周波数変換方法。 - 【請求項４】 前記ステップ（ｂ）において、前記第二
サンプリングレートの整数倍ＩＭＲ２の各出力データ値
は次式ｏ（ｎ） ｏ（ｎ）＝ｘ＊ｉ（ｋ）＋（１−ｘ）＊ｉ（ｋ＋１） ここで、ｉは入力サンプルの大きさ、 ｔｒｕｎｃ（ｙ）はｙより大きくない最大の整数、 【数２】 で表される大きさであることを特徴とする請求項３記載
のサンプリング周波数変換方法。 - 【請求項５】 前記第一サンプリングレートの整数倍Ｉ
ＭＲ１が前記第二サンプリングレートＩＭＲ２より高い
周波数を示し、前記ステップ（ｂ）は、次式でえられる
加重ファクタｘ 【数３】 ここで、ｄｎｕｍ／ｄｄｅｎ＝ｆｉｎ／（ｆｉｎ−ｆｏ
ｕｔ） 分数ｆｉｎ／（ｆｉｎ−ｆｏｕｔ）はｄｎｕｍおよびｄ
ｄｅｎが整数となるようにより高い項に変換されたも
の、 ｎは出力サンプルのシーケンス番号、 ｆｏｕｔは第二サンプリングレート、 ｆｉｎは第一サンプリングレート、 ａ ｍｏｄ ｂは除算ａ／ｂのモジュラスまたは剩余を
示す を使用することを特徴とする請求項２記載のサンプリン
グ周波数変換方法。 - 【請求項６】 前記ステップ（ｂ）において、第二サン
プリングレートの整数倍ＩＭＲ２の各出力データ値は次
式ｏ（ｎ） ｏ（ｎ）＝（１−ｘ）＊ｉ（ｋ）＋ｘ＊ｉ（ｋ＋１） ここで、ｉは入力サンプルの大きさ、 ｔｒｕｎｃ（ｙ）はｙより大きくない最大の整数、 【数４】 で表される大きさであることを特徴とする請求項５記載
のサンプリング周波数変換方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US16342993A | 1993-12-08 | 1993-12-08 | |
| US163429 | 1993-12-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07235861A true JPH07235861A (ja) | 1995-09-05 |
Family
ID=22589973
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6303864A Pending JPH07235861A (ja) | 1993-12-08 | 1994-12-07 | 加重平均を使用したサンプリング周波数変換方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6182101B1 (ja) |
| EP (1) | EP0657999B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07235861A (ja) |
| DE (1) | DE69424754T2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009504107A (ja) * | 2006-08-15 | 2009-01-29 | イーエスエス テクノロジー， インク． | 非同期サンプルレートコンバータ |
| JP2009290529A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Toa Corp | ストリーミングデータ補償方法およびデジタル信号受信装置 |
| JP2012191418A (ja) * | 2011-03-10 | 2012-10-04 | Ricoh Co Ltd | データ受信回路、データ送受信システム及びデータ受信方法 |
| KR20170024059A (ko) * | 2014-06-27 | 2017-03-06 | 오렌지 | 저-지연 인코딩/디코딩을 위한 보간에 의한 오디오 신호의 리샘플링 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5818888A (en) * | 1997-02-26 | 1998-10-06 | Ericsson, Inc. | Sample rate converter |
| US6665694B1 (en) * | 2000-10-06 | 2003-12-16 | Bose Corporation | Sampling rate conversion |
| DE602004026401D1 (de) * | 2004-02-24 | 2010-05-20 | Accent S P A | Verfahren zur Implementierung eines Abtastratenumsetzers mit rationalem Umsetzungsfaktor (FSRC) und entsprechende Architektur |
| EP1569335B1 (en) * | 2004-02-24 | 2008-10-15 | ACCENT S.p.A. | Method for implementing a fractional sample rate converter (f-src) and corresponding converter architecture |
| TWI384460B (zh) * | 2010-05-18 | 2013-02-01 | Sunplus Technology Co Ltd | 判斷取樣率的方法及其裝置 |
| US9786262B2 (en) | 2015-06-24 | 2017-10-10 | Edward Villaume | Programmable noise reducing, deadening, and cancelation devices, systems and methods |
| CN112925230A (zh) * | 2019-12-06 | 2021-06-08 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种变电站多功能模拟量统一采集模块 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4020332A (en) * | 1975-09-24 | 1977-04-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interpolation-decimation circuit for increasing or decreasing digital sampling frequency |
| NL8400073A (nl) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Philips Nv | Interpolerende filterinrichting met niet-rationale verhouding tussen de ingangs- en uitgangsbemonsterfrequentie. |
| JP2600236B2 (ja) * | 1987-12-29 | 1997-04-16 | ソニー株式会社 | サンプリング周波数変換回路 |
| JP3089630B2 (ja) * | 1989-03-30 | 2000-09-18 | ソニー株式会社 | サンプリングレート変換装置 |
| JP3190080B2 (ja) * | 1990-11-30 | 2001-07-16 | 株式会社東芝 | サンプリング周波数変換装置 |
| GB9205614D0 (en) * | 1992-03-14 | 1992-04-29 | Innovision Ltd | Sample rate converter suitable for converting between digital video formats |
-
1994
- 1994-12-07 EP EP94309089A patent/EP0657999B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-12-07 DE DE69424754T patent/DE69424754T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-07 JP JP6303864A patent/JPH07235861A/ja active Pending
-
1995
- 1995-08-21 US US08/524,103 patent/US6182101B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009504107A (ja) * | 2006-08-15 | 2009-01-29 | イーエスエス テクノロジー， インク． | 非同期サンプルレートコンバータ |
| JP2009290529A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Toa Corp | ストリーミングデータ補償方法およびデジタル信号受信装置 |
| JP2012191418A (ja) * | 2011-03-10 | 2012-10-04 | Ricoh Co Ltd | データ受信回路、データ送受信システム及びデータ受信方法 |
| KR20170024059A (ko) * | 2014-06-27 | 2017-03-06 | 오렌지 | 저-지연 인코딩/디코딩을 위한 보간에 의한 오디오 신호의 리샘플링 |
| JP2017526950A (ja) * | 2014-06-27 | 2017-09-14 | オランジュ | 低遅延符号化／復号のための補間による音声信号のリサンプリング |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0657999A1 (en) | 1995-06-14 |
| DE69424754D1 (de) | 2000-07-06 |
| EP0657999B1 (en) | 2000-05-31 |
| US6182101B1 (en) | 2001-01-30 |
| DE69424754T2 (de) | 2001-01-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2508616B2 (ja) | サンプリングレ―トコンバ―タ | |
| US7602925B2 (en) | Audio feedback processing system | |
| US6137349A (en) | Filter combination for sampling rate conversion | |
| KR100799406B1 (ko) | 대역 내 신호의 감쇠를 보상하기 위한 디지털 샘플링레이트 변환기 | |
| US7259700B2 (en) | Method and device for converting the sampling frequency of a digital signal | |
| US6898255B2 (en) | Filter coefficient generator | |
| KR20060082803A (ko) | 샘플 속도 변환기 | |
| EP0390531A3 (en) | Sampling rate converter | |
| JPH07235861A (ja) | 加重平均を使用したサンプリング周波数変換方法 | |
| CN110290081B (zh) | 一种基带信号处理方法及装置 | |
| US20030195910A1 (en) | Method of designing polynomials for controlling the slewing of adaptive digital filters | |
| JP2007202157A (ja) | サンプリングレート変換 | |
| JP4235175B2 (ja) | 振幅変調（ａｍ）信号を処理する方法および装置 | |
| US20020136289A1 (en) | Method of slewing a digital filter providing filter sections with matched gain | |
| US7456762B1 (en) | Scaling of sampling position in sample rate converter | |
| US20030195909A1 (en) | Compensation scheme for reducing delay in a digital impedance matching circuit to improve return loss | |
| JP2002271431A (ja) | 低域通過フィルタ | |
| US20060056553A1 (en) | Multirate filter as well as display system and mobile telephone comprising said multirate filter | |
| JPH1155336A (ja) | デジタル変調装置 | |
| JP2001518273A (ja) | 時間離散フィルタ | |
| CN111585543A (zh) | 一种Farrow结构实现音频采样率转换的方法 | |
| JPH0640616B2 (ja) | デイジタルフイルタ−周波数特性変換装置 | |
| KR0113717Y1 (ko) | 주파수 왜곡 보상장치 | |
| Gupta et al. | A survey on efficient rational sampling rate conversion algorithms | |
| KR0176130B1 (ko) | 서브 필터를 이용한 인터폴레이션 필터 |