TWI384460B - 判斷取樣率的方法及其裝置 - Google Patents

判斷取樣率的方法及其裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI384460B
TWI384460B TW099115785A TW99115785A TWI384460B TW I384460 B TWI384460 B TW I384460B TW 099115785 A TW099115785 A TW 099115785A TW 99115785 A TW99115785 A TW 99115785A TW I384460 B TWI384460 B TW I384460B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
sampling rate
weighted average
determining
frequency
multiple values
Prior art date
Application number
TW099115785A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201142824A (en
Inventor
Chi Hung Wu
Original Assignee
Sunplus Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sunplus Technology Co Ltd filed Critical Sunplus Technology Co Ltd
Priority to TW099115785A priority Critical patent/TWI384460B/zh
Priority to US12/822,196 priority patent/US8478806B2/en
Publication of TW201142824A publication Critical patent/TW201142824A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI384460B publication Critical patent/TWI384460B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/10—Digital recording or reproducing
    • G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
    • G11B20/10037—A/D conversion, D/A conversion, sampling, slicing and digital quantisation or adjusting parameters thereof
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/10—Digital recording or reproducing
    • G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
    • G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B2220/00—Record carriers by type
    • G11B2220/20—Disc-shaped record carriers
    • G11B2220/25—Disc-shaped record carriers characterised in that the disc is based on a specific recording technology
    • G11B2220/2537—Optical discs
    • G11B2220/2545—CDs
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B2220/00—Record carriers by type
    • G11B2220/20—Disc-shaped record carriers
    • G11B2220/25—Disc-shaped record carriers characterised in that the disc is based on a specific recording technology
    • G11B2220/2537—Optical discs
    • G11B2220/2562—DVDs [digital versatile discs]; Digital video discs; MMCDs; HDCDs
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Description

判斷取樣率的方法及其裝置
本發明是有關於一種索尼/飛利浦數位介面(Sony/Philips Digital Interface，SPDIF)之取樣率的技術，且特別是有關於一種依據過濾範圍的加權平均值以迅速判斷輸入訊號取樣率的技術，並可減少誤判機率與節省記憶體。
索尼/飛利浦數位介面(Sony/Philips Digital Interface Format，簡稱SPDIF)是一種數位音訊傳輸介面，並普遍利用光纖和同軸纜線進行傳輸以確保資料的準確性與同步性，可使輸出結果具有高保真度(fidelity)。因此，SPDIF廣泛應用於支援數位影院系統(Digital Theater System，簡稱DTS)或杜比數位(Dolby digital)的DVD播放器與CD播放器中。
此外，SPDIF採用雙相符號編碼(Bi-phase Mark Code，簡稱BMC)，藉以將取樣頻率與其取樣資訊混合在一起傳輸。因此，其傳輸端與接收端只需一條資料線便可將資料傳送與接收，而SPDIF的接收端便必須把取樣頻率從輸入訊號中分離，藉以正確地對輸入訊號進行取樣。標準的SPDIF格式可對四種取樣率的輸入訊號進行取樣，這些取樣率分別為32KHz、44.1KHz、48KHz與96KHz，其中，44.1KHz(常用於CD的數位音訊取樣)與48KHz(常用於DVD的數位音訊取樣)兩者的取樣率較為接近，使得SPDIF的接收端在判斷這兩個取樣率時的誤判機率較高。
在此舉一範例藉以說明，符合SPDIF的輸入訊號中每次取樣結果皆以32位元(32-bit)傳輸，並且包括左右聲道資訊，而每一位元皆需取樣兩次，因此44.1KHz與48KHz的雙相時脈頻率(bi-phase clock frequency)BCF44.1Khz 、BCF48Khz 便如方程式(1)與(2)所示：
BCF 44.1 Khz =44.1Khz ×32×2×2=5.6448Mhz .......(1)
BCF 48 Khz =48Khz ×32×2×2=6.144Mhz .............(2)
在判斷取樣率時，承載44.1KHz與48KHz兩者的輸入訊號可依據雙相時脈頻率BCF44.1Khz 、BCF48Khz 來判斷。但是當輸入訊號受到時脈抖動(clock jitter)、傳輸端的裝置品質差異與取樣精確度等因素的影響時，雙相時脈頻率BCF便因為其兩者的數值過於接近於飄移時難以分辨，使得SPDIF的接收端在判斷這兩個取樣率時的誤判機率較高。若想要降低誤判機率，便需增加取樣率的判斷次數，利用多次取樣結果的平均以正確地決定取樣率，但也因此增加了記憶體容量，亦提高判斷所需時間。
本發明提供一種判斷取樣率的方法，本方法接收索尼/飛利浦數位介面(SPDIF)的輸入訊號，並依據過濾範圍所調整的加權平均值來迅速判斷輸入訊號的取樣率，藉以降低誤判機率，並節省判斷所需的記憶體。
於另一觀點而言，本發明提供一種判斷取樣率的裝置，此裝置接收索尼/飛利浦數位介面的輸入訊號，並利用過濾範圍來調整加權平均值，以迅速判斷取樣率，並可減少誤判機率與節省記憶體。
本發明提出一種判斷取樣率的方法，其用於接收索尼/飛利浦數位介面的輸入訊號。本方法包括下列步驟。求取輸入訊號中的雙相時脈頻率與系統頻率之間的多個倍數值，並依據第一過濾範圍來調整第一加權序列，藉以依據第一加權序列與上述倍數值來計算求得第一加權平均數，接著依據第二過濾範圍來調整第二加權序列，藉以依據第二加權序列與倍數值求得第二加權平均數。之後，當第一差值大於第二差值時，將取樣率設定為第一取樣率，否則將該取樣率設定為第二取樣率，其中第一差值依據第一加權平均數與頻率門檻值所計算求得，而第二差值則依據第二加權平均數與頻率門檻值所計算求得。
在本發明之一實施例中，上述之第一過濾範圍為大於高通門檻值者，而第二過濾範圍則為小於低通門檻值者。
在本發明之一實施例中，依據第一過濾範圍來調整第一加權序列並依據第一加權序列與倍數值計算出第一加權平均數的步驟包括下列步驟。去除小於或等於高通門檻值的倍數值，接著計算未被去除之倍數值的算術平均，藉以取得第一加權平均數。此外，依據第二過濾範圍來調整第二加權序列，並依據第二加權序列與倍數值計算出第二加權平均數的步驟包括下列程序。去除大於或等於低通門檻值的倍數值，接著計算未被去除之倍數值的算術平均，藉以取得第二加權平均數。
在本發明之一實施例中，求取倍數值的步驟包括下列程序。依據輸入訊號取得位於不同時間點的多個雙相時脈頻率，並且將系統頻率除以上述雙相時脈頻率，以取得多個倍數值。
在本發明之一實施例中，上述之第一差值為第一加權平均數減去頻率門檻值的絕對值，而第二差值則為第二加權平均數減去頻率門檻值的絕對值。
在本發明之一實施例中，上述之判斷取樣率的方法更可包括下列步驟，以依據系統頻率來調整或變更第一過濾範圍、第二過濾範圍與頻率門檻值。
從另一角度來看，本發明提出一種判斷取樣率的裝置，其接收一索尼/飛利浦數位介面之一輸入訊號。判斷取樣率的裝置包括頻率取樣單元、過濾計算單元以及判斷單元。頻率取樣單元用以求取輸入訊號中的雙相時脈頻率與系統頻率之間的多個倍數值。過濾計算單元耦接至頻率取樣單元，其依據第一過濾範圍來調整第一加權序列，並依據第一加權序列與倍數值來計算出第一加權平均數。過濾計算單元亦依據第二過濾範圍來調整第二加權序列，並依據第二加權序列與倍數值來求得第二加權平均數。判斷單元耦接至過濾計算單元，並且當第一差值大於第二差值時，判斷單元將該取樣率設定為一第一取樣率，否則判斷單元將取樣率設定為一第二取樣率，其中第一差值依據第一加權平均數與頻率門檻值來求得，而第二差值則依據第二加權平均數與頻率門檻值來求得。
在本發明之一實施例中，上述之第一過濾範圍為大於高通門檻值者，而第二過濾範圍則為小於低通門檻值者。
在本發明之一實施例中，上述之過濾計算單元包括高通計算單元與低通計算單元。高通計算單元用以去除小於或等於高通門檻值的倍數值，並計算未被去除之倍數值的算術平均，藉以取得第一加權平均數。低通計算單元用以去除大於或等於低通門檻值的倍數值，並計算未被去除之倍數值的算術平均，藉以取得第二加權平均數。
在本發明之一實施例中，上述之判斷取樣率的裝置更可包括一儲存單元，其耦接至頻率取樣單元以接收並儲存倍數值。
在本發明之一實施例中，上述之判斷取樣率的裝置更可包括一係數設定單元，其耦接至頻率取樣單元與過濾計算單元。係數設定單元用以依據系統頻率來調整或變更第一過濾範圍、第二過濾範圍與頻率門檻值。
基於上述，本發明的實施例依據不同時間的雙相時脈頻率求取多個倍數值，並依據過濾範圍來調整加權序列，藉以利用加權序列將這些倍數值計算出第一加權平均數與第二加權平均數。接著，便可藉由第一加權平均數、第二加權平均數與頻率門檻值來判斷輸入訊號的取樣率傾向，藉以降低誤判機率，並可迅速判斷取樣率以節省所需之記憶體。
為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
現將詳細參考本發明之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/符號代表相同或類似部分。
請參照圖1，圖1為一實施例說明判斷索尼/飛利浦數位介面(SPDIF)之輸入訊號IS的取樣率SR的方法示意圖。在此將本實施例的系統頻率SF設定為108Mhz，且取樣率48Khz與44.1Khz所對應的雙相時脈頻率BCF48Khz 與BCF44.1Khz 則約略為6.144Mhz與5.6448Mhz(如方程式(1)與(2)所示)。藉此，系統頻率SF除以雙相時脈頻率BCF48Khz 與BCF44.1Khz 所產生的商(亦為本實施例所述之倍數值)如方程式(3)與(4)所述：
並依據設備限制，倍數值僅能紀錄整數值，因此本實施例將頻率門檻值thF設定為19，因19為位於17.57812至19.13256之間的整數值。於本實施例中，當求取之倍數值的算術平均數大於19(頻率門檻值thF)時，便可將取樣率SR判斷為44.1Khz，相反時則設定取樣率SR為48Khz。
請繼續參閱圖1，由於時脈抖動、傳輸端的裝置品質差異等原因影響，這些倍數值於取樣率為48Khz時大部分飄移在17~20的整數區間內，且於取樣率為44.1Khz時所產生的倍數值亦約略飄移在18~21的整數區間內，但偶爾會超出上述的整數區間。由於以往的判斷方法利用算數平均作為計算方式，因此當取樣的倍數值較少時，部分超出整數區間的倍數值將會對算數平均值的影響較大，因而造成誤判。
在此舉例以詳細說明之，如表(1)所示，在此假設輸入訊號IS具有44.1Khz的取樣率，並藉以產生10個倍數值。
表(1)之倍數值的算術平均數為18.9。由於18.9(倍數值的算術平均數)小於19(頻率門檻值thF)，因此便將取樣率SR設定為48Khz，但是原先輸入訊號IS的取樣率為44.1Khz，因而造成誤判。此種誤判的解決方式則是取得更多的倍數值並取其平均值以使其平均值大於19(頻率門檻值thF)而正確判別，但會延長判斷時間並增加所需的記憶體。
因此，在此提出符合本發明之一實施例，圖2是依照本發明一實施例之一種判斷取樣率的裝置20方塊圖。請參照圖1，判斷取樣率的裝置20接收符合索尼/飛利浦數位介面的輸入訊號IS，藉以判斷取樣率SR。判斷取樣率的裝置20包括頻率取樣單元210、過濾計算單元220以及判斷單元230。頻率取樣單元210用以求取輸入訊號IS中的雙相時脈頻率BCF與系統頻率SF之間的多個倍數值。過濾計算單元220耦接至頻率取樣單元210，其依據第一過濾範圍(本實施例以大於高通門檻值thH為一例)來調整第一加權序列，並依據第一加權序列與倍數值來計算出第一加權平均數。過濾計算單元220亦可依據第二過濾範圍(本實施例以小於低通門檻值thL為一例)來調整第二加權序列，並依據第二加權序列與倍數值來求得第二加權平均數。
請繼續參照圖2，判斷單元230耦接至過濾計算單元220，用以依據第一加權平均數與頻率門檻值thF計算求得第一差值，並依據第二加權平均數與頻率門檻值thF以計算求得第二差值。當第一差值D1大於第二差值D2時，判斷單元230將取樣率SR設定為第一取樣率(本實施例以44.1Khz為一例)，否則判斷單元130便將取樣率SR設定為第二取樣率(本實施例以48Khz為一例)。
為了致使本領域具有通常知識者能更加了解本發明，在此依據本發明實施例的流程步驟詳細說明之。圖3是依照本發明一實施例之一種判斷取樣率的方法流程圖，請同時參照圖2與圖3，本發明實施例首先進入步驟S310，頻率取樣單元210接收符合索尼/飛利浦數位介面的輸入訊號IS，藉以取得輸入訊號IS中不同時間點的雙相時脈頻率BCF，再將這些雙相時脈頻率BCF與系統頻率SF相除以求得多個倍數值。本實施例中以求取10個倍數值作為舉例，並假設輸入訊號IS具有44.1Khz的取樣率，其中頻率取樣單元210所求得之倍數值如上述表(1)所示。
接著，進入步驟S320，過濾計算單元220利用第一過濾範圍(本實施例以大於高通門檻值thH為例)與第二過濾範圍(本實施例以小於低通門檻值thL為例)來分別調整第一加權序列與第二加權序列，並依據第一加權序列、第二加權序列與上述之倍數值分別計算出第一加權平均數與第二加權平均數。於本實施例中，在此依據系統頻率SF將高通門檻值thH設定為17，並將高通門檻值thL設定為21，並一同參照圖4，圖4是依照本發明一實施例說明依據過濾範圍設定加權序列的示意圖。如圖4所示，本實施例中之第一加權序列與第二加權序列皆具有對應每個倍數值的加權值，應用本實施例者可以視其設計需求來決定如何設置位於過濾範圍內外之加權值。於本實施例中，過濾計算單元220將位於第一過濾範圍外(亦即小於或等於17)的倍數值所對應的加權值設定為0，藉以把所有小於或等於17的倍數值去除，但本發明不應以此為限。於其他實施例中，過濾計算單元220亦可減少位於第一過濾範圍外之倍數值所對應的加權值(例如從1降低至0.1)，藉以降低位於過濾範圍外之倍數值的影響，或者增加位於第一過濾範圍內之倍數值所對應的加權值(例如從1增加至1.5)，以加強過濾範圍內之倍數值的影響，在此不再贅述。
請繼續參照圖4，過濾計算單元220將位於第一過濾範圍外(亦即小於或等於17)的倍數值所對應的加權值設定為0，而將位於第一過濾範圍內(以及大於17)的倍數值所對應的加權值設定為1，藉此形成類似高通濾波器的效果，把所有小於或等於17的倍數值去除，並且將表(1)的倍數值整理如表(2)所示，並以刪除線表示已去除之倍數值。
藉此，便依據表(2)將未去除的倍數值作算數平均，亦即將表(2)中所有未去除的倍數值加總後除以8，以求得第一加權平均數Nhp (本實施例之第一加權平均數Nhp 約略等於19.375)。
同理，過濾計算單元220也將位於第二過濾範圍外(亦即大於或等於21)的倍數值所對應的加權值設定為0，而將位於第一過濾範圍內(以及小於21)的倍數值所對應的加權值設定為1，藉此形成類似低通濾波器的效果，把所有大於或等於21的倍數值去除，並將表(1)的倍數值整理如表(3)所示，以刪除線表示已去除之倍數值。
藉此，便依據表(3)將未去除的倍數值作算數平均，亦即將表(3)中所有未去除的倍數值加總後除以9，以求得第二加權平均數Nlp (本實施例之第二加權平均數Nlp 約略等於18.66667)。
請繼續參照圖2與圖3，當過濾計算單元220計算出第一加權平均數Nhp 與第二加權平均數Nlp 後，便進入步驟S330，判斷單元230依據第一加權平均數Nhp 與頻率門檻值thF計算出第一差值D1，亦可依據第二加權平均數Nlp 與頻率門檻值thF計算出第二差值D2，其計算方式如方程式(5)與(6)所示：
D 1=|N hp -thF |=|19.375-19|=0.375..............(5)
D 2=|N lp -thF |=|18.66667-19|=0.33333......(6)
亦即第一差值D1為第一加權平均數Nhp 減去頻率門檻值thF的絕對值，而第二差值則為第二加權平均數Nlp 減去頻率門檻值thF的絕對值。接著，判斷單元230於步驟S340中判斷第一差值D1是否大於第二差值D2，藉以判斷這些倍數值之取樣率傾向大於或小於頻率門檻值thF。由於本實施例之第一差值D1(0.375)大於第二差值D2(0.33333)，便進入步驟S350，判斷單元230將取樣率SR設定為44.1Khz，亦即用於CD音訊之取樣率，本實施例利用第一加權平均數、第二加權平均數與頻率門檻值thF藉以迅速地判斷出正確的取樣率SR，並降低誤判機率，亦可減少判斷取樣率SR所需的記憶體。
此外，在此舉出另一實例以說明本發明實施例，並同時參照圖2與圖3。首先進入步驟S310，頻率取樣單元210接收符合索尼/飛利浦數位介面的輸入訊號IS，藉以求取多個倍數值，在此以求取10個倍數值作為舉例，如表(4)所示，在此假設輸入訊號IS具有48Khz的取樣率。
上述表(4)之倍數值的算術平均數為19.1。由於19.1(倍數值的算術平均數)大於19(頻率門檻值thF)，若依據以往的判斷方式將會把取樣率SR設定為44.1Khz，因而造成誤判。
取得足夠的倍數值後便進入步驟S320，過濾計算單元220藉由圖4之第一加權序列將所有小於或等於17(亦即高通門檻值thH)的倍數值去除，藉以將表(4)的倍數值整理如表(5)所示，其中的刪除線表示已去除的倍數值。
藉此，便依據表(5)將未去除的倍數值作算數平均，亦即將表(5)中所有未去除的倍數值加總後除以9，以求得第一加權平均數Nhp (本實施例之第一加權平均數Nhp 約略等於19.33333)。
並且，過濾計算單元220亦藉由圖4之第二加權序列將所有大於或等於21(亦即低通門檻值thL)的倍數值去除，藉以將表(4)的倍數值整理如表(6)所示，其中的刪除線表示已去除的倍數值。
藉此，便依據表(6)將未去除的倍數值作算數平均，亦即將表(6)中所有未去除的倍數值加總後除以8，以求得第二加權平均數Nlp (本實施例之第二加權平均數Nlp 約略等於18.625)。
於步驟S330中，判斷單元230依據方程式(7)與(8)以計算求得第一差值D1與第二差值D2：
D 1=|N hp -thF |=|19.33333-19|=0.33333......(7)
D 2=|N lp -thF |=|18.625-19|=0.375..............(8)
接著，由於第一差值D1(0.33333)小於第二差值D2(0.375)，因此判斷單元230從步驟S340中進入步驟S360，並將取樣率SR設定為48KhZ，亦即用於DVD數位音訊的取樣率，而本實施例的其他細部流程已包含在上述各實施例中，故在此不予贅述。
上述實施例的過濾計算單元220可藉由計數器來計算接收的倍數值個數，並利用過濾計算單元220中之加總器藉以計算求得第一加權平均數與第二加權平均數，因此判斷取樣率SR的裝置20可以不需配備儲存單元，但可不以此為限。請參照圖5，圖5是依照本發明另一實施例之一種判斷取樣率的裝置50方塊圖。本實施例與上述實施例相似，因此相同動作方式與說明不再贅述。其不同之處在於判斷取樣率的裝置50可包括儲存單元520，其耦接至頻率取樣單元210以及過濾計算單元220。儲存單元520用以接收並儲存倍數值，以使過濾計算單元220可依據儲存單元520中之倍數值來計算求得第一加權平均數與第二加權平均數。
請繼續參照圖5，判斷取樣率的裝置50更可包括係數設定單元510，其耦接至頻率取樣單元210、過濾計算單元220以及判斷單元230。係數設定單元510將系統頻率SF傳送至頻率取樣單元210，藉以依據輸入訊號IS來求取倍數值。若判斷取樣率的裝置50可自行變更系統頻率SF時，係數設定單元510亦可依據系統頻率SF來調整或變更過濾計算單元中之第一過濾範圍、第二過濾範圍與判斷單元中之頻率門檻值thF。
另一方面，本實施例之過濾計算單元220亦可包括高通計算單元530與低通計算單元540。高通計算單元530依據第一過濾範圍(在此以大於高通門檻值thH為例)來調整第一加權序列，並依據第一加權序列與倍數值來計算出第一加權平均數Nhp 。低通計算單元540則依據第二過濾範圍(在此以小於低通門檻值thL為例)來調整第二加權序列，並依據第二加權序列與倍數值來求得第二加權平均數Nlp 。
此外，在此提出一實施例以佐證本發明實施例，其可迅速地判斷出正確的取樣率SR，並可降低錯誤機率以及減少記憶體的使用，請參照圖6，圖6是依照本發明一實施例說明依據不同緩衝區大小所產生之誤判機率的曲線圖，而圖6中亦包括表(7)藉以將圖6的資訊數據化。圖6橫軸所示為儲存單元520中緩衝區大小，以位元組(byte)為單位，而圖6縱軸則是依據本實施例與習知判斷方法的誤判機率，以每百萬次誤判的次數(亦即PPM)為單位，圖6之實線曲線L1為本實施例的實驗結果，而圖6之虛線曲線L2則為以往判斷方法的實驗結果。
請參閱圖6與表(7)，當儲存單元520的緩衝區利用40個位元組作為判斷取樣率SR的記憶體時，便可準確地判斷取樣率SR，但是以往的判斷方法需要100個位元組才能準確地判斷取樣率SR。此外，實線曲線L1的誤判機率於每種不同大小的緩衝區中皆少於虛線曲線L2，因可認為本實施例比起以往的判斷方法所需判斷的時間較少、誤判機率較低、且所需的記憶體較少。
綜上所述，本發明的實施例依據不同時間的雙相時脈頻率求取多個倍數值，並依據過濾範圍來調整加權序列，藉以利用加權序列將這些倍數值計算出第一加權平均數與第二加權平均數。接著，藉由第一加權平均數、第二加權平均數與頻率門檻值來判斷輸入訊號的取樣率傾向。當第一加權平均數與頻率門檻值的差值大於第二加權平均數與頻率門檻值的差值時，代表這些倍數值傾向大於頻率門檻值，並可將取樣率設定為44.1Khz。於此相反，當第一加權平均數與頻率門檻值的差值小於第二加權平均數與頻率門檻值的差值時，代表這些倍數值傾向小於頻率門檻值，便將取樣率設定為48Khz，藉以降低誤判機率，並可迅速判斷取樣率，以節省判斷所需的記憶體。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
20、50．．．判斷取樣率的裝置
210．．．頻率取樣單元
220．．．過濾取樣單元
230．．．判斷單元
510．．．係數決定單元
520．．．儲存單元
530．．．高通計算單元
540．．．低通計算單元
IS．．．符合SPDIF的輸入訊號
S310~S360．．．步驟
SR．．．取樣率
SF．．．系統頻率
thF．．．頻率門檻值
thH．．．高通門檻值
thL．．．低通門檻值
L1、L2．．．曲線
圖1為一實施例說明判斷取樣率的方法示意圖。
圖2是依照本發明一實施例之一種判斷取樣率的裝置方塊圖。
圖3是依照本發明一實施例之一種判斷取樣率的方法流程圖。
圖4是依照本發明一實施例說明依據過濾範圍設定加權序列的示意圖。
圖5是依照本發明另一實施例之一種判斷取樣率的裝置方塊圖。
圖6是依照本發明一實施例說明依據不同緩衝區大小所產生之誤判機率的曲線圖。
50．．．判斷取樣率的裝置
210．．．頻率取樣單元
220．．．過濾取樣單元
230．．．判斷單元
510．．．係數決定單元
520．．．儲存單元
530．．．高通計算單元
540．．．低通計算單元
IS．．．符合SPDIF的輸入訊號
SR．．．取樣率
SF．．．系統頻率

Claims (12)

  1. 一種判斷取樣率的方法，用於判斷一索尼/飛利浦數位介面(SPDIF)之一輸入訊號的取樣率，該方法包括：求取該輸入訊號中的一雙相時脈頻率與一系統頻率之間的多數個倍數值；依據一第一過濾範圍來調整一第一加權序列，並依據該第一加權序列與該些倍數值計算出一第一加權平均數，且依據一第二過濾範圍來調整一第二加權序列，並依據該第二加權序列與該些倍數值計算出一第二加權平均數；以及當一第一差值大於一第二差值時，將該取樣率設定為一第一取樣率，否則將該取樣率設定為一第二取樣率，其中該第一差值依據該第一加權平均數與一頻率門檻值求得，且該第二差值依據該第二加權平均數與該頻率門檻值求得。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之判斷取樣率的方法，其中該第一過濾範圍係大於一高通門檻值，該第二過濾範圍係小於一低通門檻值。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之判斷取樣率的方法，依據該第一過濾範圍來調整該第一加權序列並依據該第一加權序列與該些倍數值計算出該第一加權平均數的步驟包括：去除小於或等於該高通門檻值之該些倍數值；以及計算未被去除之該些倍數值的算術平均，以取得該第一加權平均數，而依據該第二過濾範圍來調整該第二加權序列並依據該第二加權序列與該些倍數值計算出該第二加權平均數的步驟包括：去除大於或等於該低通門檻值之該些倍數值；以及計算未被去除之該些倍數值的算術平均，以取得該第二加權平均數。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之判斷取樣率的方法，其中該第一取樣率為CD音訊取樣率，該第二取樣率為DVD數位音訊取樣率。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之判斷取樣率的方法，求取該些倍數值的步驟包括：依據該輸入訊號取得不同時間的該些雙相時脈頻率；以及將該系統頻率除以該些雙相時脈頻率，以取得該些倍數值。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之判斷取樣率的方法，其中該第一差值為該第一加權平均數減去該頻率門檻值的絕對值，該第二差值為該第二加權平均數減去該頻率門檻值的絕對值。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之判斷取樣率的方法，更包括：依據該系統頻率調整或變更該第一過濾範圍、該第二過濾範圍與該頻率門檻值。
  8. 一種判斷取樣率的裝置，用於判斷一索尼/飛利浦數位介面之一輸入訊號的取樣率，該裝置包括：一頻率取樣單元，用以求取該輸入訊號中的一雙相時脈頻率與一系統頻率之間的多數個倍數值；一過濾計算單元，耦接至該頻率取樣單元，用以依據一第一過濾範圍來調整一第一加權序列，並依據該第一加權序列與該些倍數值計算出一第一加權平均數，且依據一第二過濾範圍來調整一第二加權序列，並依據該第二加權序列與該些倍數值求得一第二加權平均數；以及一判斷單元，耦接至該過濾計算單元，當一第一差值大於一第二差值時，該判斷單元將該取樣率設定為一第一取樣率，否則將該取樣率設定為一第二取樣率，其中該第一差值依據該第一加權平均數與一頻率門檻值求得，且該第二差值依據該第二加權平均數與該頻率門檻值求得。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之判斷取樣率的方法，其中該第一過濾範圍係大於一高通門檻值，該第二過濾範圍係小於一低通門檻值。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之判斷取樣率的裝置，其中該過濾計算單元包括：一高通計算單元，用以去除小於或等於該高通門檻值之該些倍數值，並計算未被去除之該些倍數值的算術平均，以取得該第一加權平均數；以及一低通計算單元，用以去除大於或等於該低通門檻值之該些倍數值，並計算未被去除之該些倍數值的算術平均，以取得該第二加權平均數。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之判斷取樣率的裝置，更包括：一儲存單元，耦接至該頻率取樣單元及該判斷單元，用以接收並儲存該些倍數值。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之判斷取樣率的裝置，更包括：一係數設定單元，耦接至該頻率取樣單元與該過濾計算單元，用以依據該系統頻率來調整或變更該第一過濾範圍、該第二過濾範圍與該頻率門檻值。
TW099115785A 2010-05-18 2010-05-18 判斷取樣率的方法及其裝置 TWI384460B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW099115785A TWI384460B (zh) 2010-05-18 2010-05-18 判斷取樣率的方法及其裝置
US12/822,196 US8478806B2 (en) 2010-05-18 2010-06-24 Method for determining sampling rate and device therefor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW099115785A TWI384460B (zh) 2010-05-18 2010-05-18 判斷取樣率的方法及其裝置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201142824A TW201142824A (en) 2011-12-01
TWI384460B true TWI384460B (zh) 2013-02-01

Family

ID=44973366

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099115785A TWI384460B (zh) 2010-05-18 2010-05-18 判斷取樣率的方法及其裝置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8478806B2 (zh)
TW (1) TWI384460B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111585572A (zh) * 2020-04-28 2020-08-25 广州视源电子科技股份有限公司 一种采样方法、装置、终端设备及存储介质

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6208671B1 (en) * 1998-01-20 2001-03-27 Cirrus Logic, Inc. Asynchronous sample rate converter

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07235861A (ja) * 1993-12-08 1995-09-05 Nokia Mobile Phones Ltd 加重平均を使用したサンプリング周波数変換方法
US7298372B2 (en) * 2004-10-08 2007-11-20 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Sample rate adaptive filtering for volume rendering
US8605912B2 (en) * 2010-04-23 2013-12-10 Conexant Systems, Inc. Biphase mark code decoder and method of operation

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6208671B1 (en) * 1998-01-20 2001-03-27 Cirrus Logic, Inc. Asynchronous sample rate converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hifiduino editorialists, "Reading [the True] Sample Rate (and AC-1 FAQ)", 2010/04/08, http://hifiduino.wordpress.com/2010/04/08/reading-sample-rate/ *

Also Published As

Publication number Publication date
US20110289129A1 (en) 2011-11-24
US8478806B2 (en) 2013-07-02
TW201142824A (en) 2011-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TW201440038A (zh) 調變裝置、解調裝置、音響傳送系統、程式及解調方法
CN102223152B (zh) Fm无线电接收器的引导式调适
EP3054707B1 (en) Device, method, and program for measuring sound field
CN103546839A (zh) 音频信号处理系统及其回音信号去除方法
JP2007013853A (ja) 音声処理装置
TWI384460B (zh) 判斷取樣率的方法及其裝置
JP2011527160A (ja) 隣接チャネル干渉抑制のためのダイナミックフィルタリング
TWI605261B (zh) 用於使用音訊信號於裝置間之距離量測的方法、媒體與設備
JP2009506344A (ja) 期待確率によるビデオ・ピーク・ジッタの測定及び表示
US20110235811A1 (en) Music track extraction device and music track recording device
WO2018133247A1 (zh) 异音检测方法和装置
CN101656596A (zh) 一种媒体流时延检测方法及装置
JP2016165080A (ja) 受信装置、判定方法および判定プログラム
GB2538525A (en) Signal processing device for reducing acoustic feedback in a signal output from a speaker
JP6454797B2 (ja) 強フィルタリングの補償方法、装置及びコンピュータ記憶媒体
JP4971745B2 (ja) フォーマット判定方法およびフォーマット判定装置
JP2008209908A (ja) 送受信方法、送受信装置及びプログラム
JP2008178049A (ja) サンプリング周波数変換装置
WO2015139523A1 (zh) 一种数据解码方法及装置
CN102263556A (zh) 判断采样率的方法及其装置
US20170003386A1 (en) Measurement of distance between devices using audio signals
US20080175338A1 (en) Apparatus and method for detecting null symbols
JP5800999B2 (ja) デジタル放送受信装置およびデジタル放送受信方法
TWI646797B (zh) 符號率估計裝置、符號率估計方法與鄰近通道干擾偵測裝置
EP1594131A2 (en) Reproduction apparatus and reproduction method