JP2004364438A - デジタル差動増幅制御装置 - Google Patents

Abstract

【解決課題】低消費電力化及びエネルギ効率に優れ、かつ能動素子の保護回路を不要にするデジタル差動制御装置を提供する。
【解決手段】差動増幅制御用デジタルデータ形成手段２０２と、このデータ送信手段から送信された矩形波からなるＡ相信号と、このＡ相信号を反転させたＢ相信号とに分けて送信する差動増幅手段２０４と、前記Ａ相信号とＢ相信号とのクロス点が無くなるように、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを補正する補正手段２１４，２１６と、を備えてなる。
【選択図】 図７

Description

【０００１】
【発明の利用分野】
本発明はデジタル差動増幅制御装置に係わり、特に、エネルギ損失の問題を解消するための改良が施されたデジタル駆動制御装置に関するものである。このデジタル駆動制御装置は、ＰＷＭ駆動装置、ＰＷＭ表示装置、デジタル伝送装置（ＤＶＩ等）に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
差動増幅（差動伝送）とは、２本の信号線を駆動してその間の電圧（電位差）で、「０」か「１」を決める伝送方式で、ノイズ耐性に優れ、より高速な伝送を可能とするものである。この差動増幅回路として、例えば、特開平５−２９８８８６号公報に記載されたものが存在する。この従来技術は、互いに相補な入力データを第１の導電型ＭＯＳトランジスタのゲートで受け、互いに相補な内部データを送信する第１の差動増幅回路と、前記互いに相補な内部データを第１の導電型とは反対の導電型を持つ第２の導電型ＭＯＳトランジスタのゲートで受け、互いに相補な出力データを送信する第２の差動増幅回路を備えて構成されている。
【０００３】
また、負荷の駆動にも差動増幅制御が応用されている。図１０はこれを示す制御装置であり、符号２００は負荷の駆動制御信号（Ａ相信号）２０２によって駆動される負荷の駆動回路部である。駆動制御信号２０２は、矩形波から構成される。符合２０４は、Ａ相信号を反転させたＢ相信号を負荷駆動回路に出力するインバータ（差動ドライバ）である。この差動増幅制御回路は、負荷に駆動電流を印加する際のスイッチングトランジスタＴＲ１乃至ＴＲ４を含んでいる。
【０００４】
今、Ａ相信号２０２として「Ｈ」が回路に印加されると、ＴＲ１がオフ、ＴＲ２がオン、ＴＲ３がオン、ＴＲ４がオフになり、Ｉｂの向きを持った駆動電流が負荷のドライバ２００に印加される。
一方、Ａ相信号として「Ｌ」が回路に印加されると、ＴＲ１がオン、ＴＲ２がオフ、ＴＲ３がオフ、ＴＲ４がオンとなり、Ｉｂとは反対のＩａの向きを持った電流が負荷のドライバに印加される。図１１は、この時の波形図を示すものであり、（１）はＡ相信号とＢ相信号とからなる差動制御波形であり、Ａ相の矩形波信号ａとＢ相の矩形波信号ｂがそれぞれのパターンを交互に変化する。
【特許文献１】特開平５−２９８８８６号公報
【発明が解決しようとする課題】
デジタル差動増幅では、ポジティブ側（Ａ相信号）とネガティブ側（Ｂ相信号）の切替点で能動素子による短絡が生じるという問題がある。図１１（２），（３）に示すように、Ａ相信号とＢ相信号とのクロス点（黒く塗り潰されている。：（３）のｔＬ期間）においては、エネルギ電圧損失損ＶＬｐｐによって短絡電流Ｉｓｈによる損失が発生する。そこで、図１０の回路において、短絡電流Ｉｓｈから能動素子（スイッチングトランジスタ）を保護する回路２０６が設けられている。この短絡電流と損失電圧によって電力の損失が発生する。この電力の損失は、次のように計算される。
Ｐｓｈ＝ｆ＊ＶＬｐｐ＊Ｉｓｈ＊（ｔＬ／２） 単位：Ｗ
このような損失について、通信分野ではデータ伝送の高速性を要求するために格別な配慮はされておらず、また、ＰＷＭ制御を用いた駆動制御分野では負荷電力容量が大きい為に駆動素子保護として電流制限回路が設けられていた。すなわち、エネルギ効率向上の点からも係る損失への対策は十分ではなかった。
【０００５】
本発明は、係る損失を低減することによりエネルギ効率に優れ、かつ能動素子の保護回路を不要にするデジタル差動増幅制御装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明は、差動増幅制御用デジタルデータ形成手段と、このデータ送信手段から送信された矩形波からなるＡ相信号と、このＡ相信号を反転させたＢ相信号とに分けて送信する差動制御手段と、前記Ａ相信号とＢ相信号とのクロス点が無くなるように、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを補正する補正手段と、を備えてなるデジタル差動増幅制御装置であることを特徴とする。本発明によれば、差動制御波形において、複数の信号のクロス点がマスクされるために、既述の損失の問題を解消可能である。
【０００６】
本発明の形態において、差動増幅制御装置は、さらに、負荷の駆動回路を備え、前記補正手段はＡ相信号とＢ相信号とを当該駆動回路に出力するように構成されている。前記差動増幅制御用デジタルデータ形成手段は、前記負荷の駆動制御信号を形成してこれをデジタルデータとして前記駆動回路に出力するものである。前記Ａ相信号とＢ信号を受信し、これら両信号から前記デジタルデータを復元して出力する差動レシーバ手段をさらに備えている。前記補正手段は、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを前記クロス点が無くなるようにマスクした。前記補正手段は、クロック信号に基づいて前記クロス点が無くなるように、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを補正するように構成された。前記補正手段は、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つの立ち上がり点及び立下り点の少なくとも片側をマスクした。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態について説明する。先ず、差動増幅制御の対象となる負荷の具体例について図１から図４を用いて説明する。これらの図は、本発明において負荷となるモータの模式図と回転原理を示したものである。このモータは、第１の磁性体（第１相コイル）１０及び第２の磁性体（第２相コイル）１２の間に第３の磁性体１４（永久磁石）を介在させた構成を備えている。
これら磁性体は環状（円弧状、円状）或いは直線状のいずれに構成されても良い。磁性体が環状に形成された場合は、第３の磁性体又は第１・第２磁性体のいずれかがロータとして機能し、磁性体がリニアに形成された場合には、いずれかがスライダとなる。
【０００８】
第１の磁性体１０は、交互に異極に励磁可能なコイル１６が、所定間隔、好適には、均等間隔を介して順番に配列された構成を備えている。この第１の磁性体の等価回路図を図５に示す。図１−図４によれば、後述のとおり、２相の励磁コイルには、始動回転中（２π）中常時全コイルを既述した極性で励磁させている。したがって、ロータやスライダ等の被駆動手段を高トルクで回転・駆動することが可能となる。
【０００９】
図５（１）に示すように、複数の電磁コイル１６（磁性単位）が等間隔に直列に接続されている。符号１８Ａはこの磁気コイルに周波数パルス信号を印加する励磁回路（負荷の駆動回路）のブロックである。この励磁回路から電磁コイル１６にコイルを励磁させるための励磁信号を流したとき、隣接するコイル間で交互に磁極の向きが変わるように、各コイルが励磁されるように予め設定されている。図５（２）に示すように、電磁コイル１６が並列に接続されていても良い。
【００１０】
この励磁回路１８Ａから第１の磁性体１０の電磁コイル１６、及び第２の磁性体１２の励磁コイル１８に、供給される励磁電流の極性の方向を所定の周期で交互に切り替えるための周波数を持った信号を印加すると、図１乃至図４に示すように、第３磁性体１４の側の極性がＮ極→Ｓ極→Ｎ極と交互に変化する磁気パターンが形成される。周波数パルス信号が逆極性になると、第１磁性体の第３磁性体側の極性がＳ極→Ｎ極→Ｓ極と交互に変化する磁気パターンが発生する。この結果、第１の磁性体１０に現れる励磁パターンは周期的に変化する。
【００１１】
第２の磁性体１２の構造は、第１磁性体１０と同様であるが、第２磁性体の電磁コイル１８は第１磁性体の電磁コイル１６に対して位置的にずれて配列されている点が異なる。すなわち、第１磁性体のコイルの配列ピッチと第２磁性体のコイルの配列ピッチとが所定のピッチ差（角度差）を持つように設定されている。このピッチ差は、永久磁石（第３の磁性体）１４がコイル１６，１８に対して励磁電流の周波数の１周期（２π）に対応して動く距離、すなわち、１対のＮ極とＳ極の合計距離、それの１／４であるπ／２に対応する距離が好適である。
【００１２】
次に第３磁性体１４について説明する。図１乃至図４に示されるように、この第３磁性体１４は、第１の磁性体及び第２の磁性体の間に配置されており、交互に逆の極性を持った複数の永久磁石２０（黒く塗り潰されている。）が線状（直線或いは円弧状）に、所定間隔、好適には均等間隔を介して配列されている。円弧状とは、完全な円、楕円など閉じられたループの他、不特定環状構造や、半円、扇型をも包含する。
【００１３】
第１の磁性体１０と第２の磁性体１２とは等距離を介して、例えば平行に配置されており、第１の磁性体と第２の磁性体との中心位置に第３の磁性体１４が配置されている。第３の磁性体において個々の永久磁石の配列ピッチは、殆ど第１磁性体１０及び第２磁性体１２における磁気コイルの配列ピッチと同じである。
【００１４】
次に第１磁性体１０と第２磁性体１２との間に既述の第３磁性体１４が配置された磁気体構造の動作を、図１乃至図４を利用して説明する。既述の励磁回路（図５の１８）によって、ある瞬間において第１磁性体及び第２磁性体の電磁コイル１６，１８には、図１の（１）に示すような励磁パターンが発生する。
この時、第１磁性体１０の第３磁性体１４側に臨む表面の各コイル１６には、→Ｓ→Ｎ→Ｓ→Ｎ→Ｓ→のパターンで磁極が生じ、第２磁性体１２の第３磁性体１４側に臨む表面のコイル１８には、→Ｎ→Ｓ→Ｎ→Ｓ→Ｎ→のパターンで磁極が生じる。ここで、図中実線で表示される矢印は引力を示し、一点鎖線で表示される矢印は反力を示す。
【００１５】
次の瞬間、（２）に示すように、第１の磁性体に駆動回路１８（図５）を介して印加されるパルス波の極性が反転すると、（１）の第１の磁性体１０のコイル１６に発生する磁極と第３の磁性体１４の表面の永久磁石２０の磁極との間に反発力が発生し、一方、第２の磁性体１２のコイル１８に発生している磁極と第３の磁性体１４の永久磁石の表面の磁極との間に引力が発生しているために、（１）乃至（５）に示すように、第３の磁性体は、図示右方向に順次移動する。
【００１６】
第２の磁性体１２のコイル１８に、第１の磁性体の励磁電流とは位相がずれたパルス波が印加されており、（６）乃至（８）に示すように、第２の磁性体１２のコイル１８の磁極と第３の磁性体１４の永久磁石２０の表面の磁極とが反発して第３の磁性体１４をさらに右方向に移動させる。（１）乃至（８）は永久磁石がπに対応する距離を移動した場合を示しており、（９）乃至（１６）が残りのπに対応する距離を移動した場合、すなわち、（１）乃至（１６）で電磁コイル１６，１８に供給される周波数信号の１周期分（２π）に相当する距離を第３の磁性体が第１・第２磁性体に対して相対的に移動する。
【００１７】
このように、第１の磁性体（Ａ相）と第２の磁性体（Ｂ相）とに互いに位相が異なる周波数信号をそれぞれ供給することにより、第３の磁性体１４をリニアにスライドさせることができるか、或いは第３の磁性体１４をロータとして回転させることができる。
【００１８】
第１の磁性体、第２の磁性体、及び第３の磁性体を円弧状にすると、図１に示す磁気構造は回転モータを構成するものとなり、これら磁性体を直線状に形成すると、この磁気構造はリニアモータを構成するものとなる。すなわち、これら磁性体の構造によって、モータ等の回転駆動体を実現できる。
【００１９】
この磁気構造によれば、第３の磁性体には第１の磁性体及び第２の磁性体から磁力を受けて動くことができるために、第３の磁性体を動かす際のトルクが大きくなり、トルク／重量バランスが優れたものになるので、高トルクで駆動可能な小型モータを提供することが可能となる。
【００２０】
図６は、既述の磁性体構造をシンクロナスモータとして具体化したものであり、（１）は当該モータの斜視図、（２）はロータ（第３磁性体）の概略平面図、（３）はその側面図、（４）はＡ相電磁コイル（第１磁性体）、（５）はＢ相電磁コイル（第２磁性体）を示したものである。図６に付された符号は、既述の図において対応する構成部分と同じものである。
【００２１】
このモータは、ステータに相当する一対の第１相磁性体１０と第２相磁性体１２を備え、そしてロータを構成する既述の第３の磁性体１４とを備え、第１相磁性体と第２相磁性体との間にロータ１４が軸３７を中心に回転自在に配置されている。ロータと回転軸は一体に回転するように、回転軸３７はロータの中心にある回転軸用開口孔に圧入されている。図６の（２）、（４）、（５）に示すように、ロータには６つの永久磁石２０が円周方向に均等に設けられ、そして永久磁石の極性は交互に反対になるようになっており、ステータには６つの電磁コイルが円周方向に均等に設けられている。
【００２２】
既述の駆動回路が第１相コイル及び第２相コイルにそれぞれ設けられており、各駆動回路には２相のＡ相信号及びＢ相信号が供給される。図７は、本発明に係わる差動増幅制御装置の制御ブロック図であり、及び図８はそのドライバ２００の回路図であり、図９は制御波形図である。従来の構成と異なる点は、Ａ相信号とＢ相信号とのクロス点を除くように、両相信号を補正するＡ相信号補正部２１４とＢ相信号補正部２１６が設けられていること、係る補正用クロック信号生成部２１２とを備えている点である。Ｔ１は補正前のＡ相制御信号、Ｔ１´は補正後のＡ相制御信号、Ｔ２は補正前のＢ相制御信号、Ｔ２´は補正後のＢ相制御信号である。２００Ａは負荷であり、既述のモータの第１相コイル又は第２相コイルである。各相のコイルの駆動制御回路２００に既述のＡ，Ｂ２相の制御信号が供給される。
【００２３】
図９において（１）は補正用クロック信号の出力波形図であり、（２）は補正前のＡ相信号出力波形、（３）は補正前のＢ相信号出力波形である。補正前の出力波形は、差動増幅制御信号形成部２０２において形成出力される。既述の補正部２１４，２１６は、各相信号を補正用クロック信号に基づいて補正する。
【００２４】
（４）は補正後のＡ相信号を示すものであり、補正前信号と比較すると分かるように、Ａ相信号補正部２１４は補正前Ａ相信号の立ち上がりを補正クロック２パルス分マスクさせている。Ｂ相信号の補正制御２１６も同様である。（５）は補正後のＢ相信号波形パターンである。
【００２５】
（６）に示すように、補正後でのＡ相／Ｂ相との極切替時において、各相信号のクロス点がマスクされているために、電圧損失の発生が無く電流損失も発生しない（７）。したがって、図８において、短絡電流保護回路も省略できる。
【００２６】
以上の説明において、図７の差動増幅制御信号形成部２１２が特許請求の範囲の差動増幅制御用デジタルデータ形成手段に該当し、インバータ（差動ドライバ）２０４が差動増幅手段に相当し、２１４，２１６が補正手段に相当する。
【００２７】
以上説明しように本発明は差動増幅制御を負荷の駆動に用いたが、負荷をデータ伝送部におけるインピーダンスとすれば、本願発明をデータ伝送に適用することも可能である。
【００２８】
以上説明したように、本発明によれば、本発明は、係る損失を低減することにより低消費電力化及びエネルギ効率に優れ、かつ能動素子の保護回路を不要にするデジタル差動制御装置を提供するができる。更に、携帯機器やエコカーなどのようにエネルギの無駄を無くすことにより輻射ノイズを低減させ、蓄電池の消費効率を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】差動増幅制御対象となる負荷としてのモータの模式図と動作原理を示したものである。
【図２】図１に続く動作原理を示したものである。
【図３】図２に続く動作原理を示したものである。
【図４】図３に続く動作原理を示したものである。
【図５】電磁コイルの接続状態を示す等価回路図である。
【図６】（１）はモータの斜視図、（２）はロータの概略平面図、（３）はその側面図、（４）はＡ相電磁コイル（第１磁性体）、（５）はＢ相電磁コイル（第２磁性体）の側面図。
【図７】本発明に係わる差動増幅制御装置の制御ブロック図。
【図８】その回路ブロック図。
【図９】その制御波形図である。
【図１０】従来のデジタル差動増幅制御装置のブロック図。
【図１１】その制御波形特性図。
【符号の説明】２００：負荷駆動回路、２０２：差動増幅制御信号形成部、２０４：差動ドライバ、２１２：補正用クロック形成部、２１４：Ａ相信号補正部、２１６：Ｂ相信号補正部

Claims (6)

1. 差動増幅制御用デジタルデータ形成手段と、このデータ形成手段から送信された矩形波からなるＡ相信号と、このＡ相信号を反転させたＢ相信号とに分けて送信する差動制御手段と、前記Ａ相信号とＢ相信号とのクロス点が無くなるように、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを補正する補正手段と、を備えてなるデジタル差動増幅制御装置。
2. 負荷の駆動回路を備え、前記補正手段はＡ相信号とＢ相信号とを当該駆動回路に出力するように構成されてなる請求項１記載の装置。
3. 前記差動増幅制御用デジタルデータ形成手段は、前記負荷の駆動制御信号を形成してこれをデジタルデータとして前記駆動回路に出力するものである請求項２記載の装置。
4. 前記Ａ相信号とＢ信号を受信し、これら両信号から前記デジタルデータを復元して出力する差動レシーバ手段をさらに備えてなる請求項１記載の装置。
5. 前記補正手段は、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つを前記クロス点が無くなるように、これら信号をマスクするように構成した請求項１乃至４の何れか１項記載の装置。
6. 前記補正手段は、前記Ａ相信号及びＢ相信号の少なくとも一つの立ち上がり点及び立下り点の少なくとも片側をマスクしてなる請求項５記載の装置。

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