JP2004320182A - パルス幅変調回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】比較的大きな電流量を回路素子に流すことなく、一定の周期でパルス幅変調信号を出力させることのできるパルス幅変調回路を提供する。
【解決手段】第１トランジスタＱ５の出力端と第２トランジスタＱ６の入力端とが第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流回路１１から出力される定電流の一部を充電電流として供給する第１の電流供給回路とを含む第１の結合回路で結合され、第１、第２トランジスタＱ５，Ｑ６の出力端からパルス信号が出力されるパルス信号生成回路１２と、第１の電流供給回路から第１コンデンサＣ１１に供給される電流を外部入力される変調信号のレベル変動に応じて変化させることによりパルス信号生成回路１２で生成されるパルス信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調信号出力部１５と、からなるパルス幅変調回路において、パルス信号生成回路１２を駆動するための駆動電圧を供給する電源Ｖ１と、パルス信号生成回路１２に供給される駆動電圧を変調信号のレベル変動に応じて変化させる電圧制御回路１４とを備える。
【選択図】 図１
【解決手段】第１トランジスタＱ５の出力端と第２トランジスタＱ６の入力端とが第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流回路１１から出力される定電流の一部を充電電流として供給する第１の電流供給回路とを含む第１の結合回路で結合され、第１、第２トランジスタＱ５，Ｑ６の出力端からパルス信号が出力されるパルス信号生成回路１２と、第１の電流供給回路から第１コンデンサＣ１１に供給される電流を外部入力される変調信号のレベル変動に応じて変化させることによりパルス信号生成回路１２で生成されるパルス信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調信号出力部１５と、からなるパルス幅変調回路において、パルス信号生成回路１２を駆動するための駆動電圧を供給する電源Ｖ１と、パルス信号生成回路１２に供給される駆動電圧を変調信号のレベル変動に応じて変化させる電圧制御回路１４とを備える。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえばオーディオアンプに用いられるパルス幅変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、オーディオアンプでは、オーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路が用いられている。そして、このパルス幅変調回路として、図９に示す無安定マルチバイブレータを用いた回路が知られている。
【０００３】
図９に示すパルス幅変調回路は、定電流ｉを出力する定電流部Ｋと、第１トランジスタＱ１３からなる第１スイッチング回路の出力端（コレクタ）と第２トランジスタＱ１４からなる第２スイッチング回路の入力端（ベース）とが第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流ｉの一部ｉ１を充電電流として供給する抵抗ｒ１とトランジスタＱ１１とからなる第１電流供給回路で結合されるとともに、第２トランジスタＱ１４からなる第２スイッチング回路の出力端（コレクタ）と第１トランジスタＱ１３からなる第１スイッチング回路の入力端（ベース）とが第２コンデンサＣ１２とこの第２コンデンサＣ１２に定電流ｉの残りｉ２（＝ｉ−ｉ１）を充電電流として供給する抵抗ｒ２とトランジスタＱ１２とからなる第２電流供給回路で結合された無安定マルチバイブレータからなるパルス信号生成部と、第１電流供給回路のトランジスタＱ１１のベースにオーディオ出力源ＡＵからのオーディオ信号（変調信号）を入力することにより第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２との電流比ｋ（＝ｉ２／ｉ１）を変化させてパルス信号生成部から発生されるパルス信号のパルス幅変調を行うパルス幅変調部とで構成されている。
【０００４】
図９に示すパルス幅変調回路は、第１、第２電流供給回路（差動増幅回路）に対して定電流回路Ｋから定電流ｉが供給されており、トランジスタＱ１１のベースに入力されるオーディオ信号のレベル変動に応じて第１コンデンサＣ１１に供給される電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２に供給される電流ｉ２とがｉ１＋ｉ２＝ｉの関係を保持しながら変化するようになっている。電流ｉ１，ｉ２による第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電動作によって第１トランジスタＱ１３と第２トランジスタＱ１４とが交互にオン・オフをするため、オーディオ信号に基づいて充電電流ｉ１，ｉ２の電流比ｋが変化し、この電流比ｋの変化に応じて第２トランジスタＱ１４のオン期間とオフ期間とが変化するようになっている。すなわち、オーディ信号の振幅の変化に応じて第２トランジスタＱ１４のコレクタ端子から出力されるパルス信号のパルス幅が変化するようになっている。
【０００５】
図９に示すパルス幅変調回路は、電流ｉ１と電流ｉ２との合計電流が定電流ｉに固定されているとともに、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧も（Ｖ１−Ｖ２）の範囲に固定されているため、第１コンデンサＣ１１の充電時間（第２トランジスタＱ１４から出力されるパルス信号のオフ期間を決定する時間）と第２コンデンサＣ１２の充電時間（同パルス信号のオン期間を決定する時間）とは、それぞれ電流ｉ１と電流ｉ２に反比例する。すなわち、いま、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量をともにＣとすると、第２トランジスタＱ１４から出力されるパルス信号のオン期間Ｔ１はＴ１＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ１で表され、オフ期間Ｔ２はＴ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ２で表される。
【０００６】
したがって、パルス信号の周期Ｔは、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）｛１／ｉ１＋１／ｉ２）｝で表される。そして、電流比ｋ＝ｉ１／ｉ２よりｉ１＋ｉ２＝（１＋ｋ）ｉ１＝ｋ・ｉ２／（１＋ｋ）＝ｉであるから、周期Ｔは、下記▲１▼式のようになる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
上記▲１▼式より、パルス信号の周期Ｔは（ｋ２＋２ｋ＋１）／ｋの関数であるから、周期Ｔは、ｋ＝１、すなわち、ｉ１＝ｉ２＝ｉ／２のとき（オーディ信号が無入力のとき）に最小となり、ｋ＞１もしくはｋ＜１では、電流比ｋが１との差が大きくなるのに応じて増大する。このように、図９に示す無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路は、オーディオ信号のレベルの変化に応じてパルス幅が変化するものの、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス周期も変化するという特性を有する。
【０００９】
しかし、このパルス幅変調信号の周波数が変動するという特性は、たとえばパルス幅変調回路の後段に、特定周波数に伝達零点を有するフィルタを接続する場合、パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号の周波数が変動すると、フィルタによって遮断すべき周波数を遮断できなくなるという問題が生じる不都合があり、好ましくない。
【００１０】
そこで、従来、無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路において、周波数を一定に保持しつつオーディオ信号のレベル変動に応じてパルス幅を変化させるパルス幅変調回路が提案されている（たとえば、特許文献１参照。）。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００２−１２４８５９号公報
【００１２】
図１０は、上記公報におけるパルス幅変調回路の等価回路を示す図である。この図に示すパルス幅変調回路は、図９に示すパルス幅変調回路において、定電流回路Ｋを、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを変化させる電流制御回路Ｋ’に置き換えたものである。
【００１３】
電流制御回路Ｋ’は、レベルシフタ回路２１、絶対値生成回路２２、反転回路２３、および増幅回路２４からなる信号変換回路と、この信号変換回路から出力される電圧により第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを制御するｐｎｐ型トランジスタＱ１０とで構成されている。なお、トランジスタＱ１０のエミッタと電源Ｖ０との間に接続される抵抗ｒは電流制限抵抗であり、電源Ｖ０と反転回路２３との間に接続された電源ＥはトランジスタＱ１０のベース電位を規定するためのものである。
【００１４】
レベルシフタ回路２１は、オーディオ出力源ＡＵから出力されるオーディオ信号（０ｖを基準にレベル変動する交流信号）のレベル変動の基準レベルを電源Ｅによって規定される電圧レベルＶｂ（＝Ｖ０−Ｅ）にシフトさせる回路である。絶対値生成回路２２は、オーディオ信号の基準レベルＶｂからのレベル変動分の絶対値｜±ΔＶ｜を生成する回路である。なお、絶対値生成回路２２の動作基準の電圧レベルはＶｂであるので、絶対値生成回路２２から出力される信号のレベルはＶｂ＋｜±ΔＶ｜となっている。反転回路２３は、絶対値生成回路２２から出力される絶対値のレベルを反転させる回路である。なお、反転回路２３の動作基準の電圧レベルもＶｂであるので、反転回路２３から出力される信号のレベルはＶｂ−｜±ΔＶ｜となっている。増幅回路２４は、反転回路２３から出力される信号をトランジスタＱ１０の駆動信号として適切なレベルに調整する回路である。すなわち、トランジスタＱ１０から第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉをオーディオ信号のレベル変動に応じて適切に変動させるようにトランジスタＱ１０の駆動電圧を調整する回路である。
【００１５】
このパルス幅変調回路では、図１１に示すように、オーディオ信号のレベルが変化すると、そのレベル変化量に応じて第１、第２電流供給回路に供給される電流ｉが変化する。なお、オーディオ信号が０ｖの状態は無変調状態で、第１、第２電流供給回路に供給される電流は最小電流ｉとなる。オーディオ信号のレベルが０ｖから変化すると、その変化量＋ｖ１，−ｖ２（図１１では｜＋ｖ１｜＞｜−ｖ２｜）に応じて第１、第２電流供給回路に供給される電流はｉａとｉｂ（＞ｉａ）とに変化する。これにより、第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２との電流比ｋが変化するとともに、充電電流ｉ１，ｉ２の絶対値（ａ点，ｂ点の電圧変化の傾斜部分が電流ｉ，ｉａ，ｉｂに応じて変化していることを参照）も変化するので、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス幅変調信号ＰＷＭ（ｄ点の出力信号）のパルス幅（デューティ比）は変化するが、その周期（同図における周期Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ参照）は略一定にすることができるようになっている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この無安定マルチバイブレータを利用したパルス幅変調回路は、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを増大させてパルス幅変調信号の周波数を一定に保持する構成であるため、オーディオ信号が信号変換回路によって変化され、比較的大きな電流がトランジスタＱ１０や第１、第２トランジスタＱ１１，Ｑ１２に流れることになり、これらのトランジスタＱ１０〜Ｑ１２に大電流容量のものを用いる必要がある。また、各トランジスタＱ１０〜Ｑ１２に比較的大きな電流が流れる結果、各トランジスタＱ１０〜Ｑ１２の発熱量が増大するといった問題点もある。
【００１７】
本発明は、このような事情のもとで考え出されたものであって、比較的大きな電流量を回路素子に流すことなく、一定の周期のパルス幅変調信号を出力させることのできるパルス幅変調回路を提供することを、その課題としている。
【００１８】
【発明の開示】
上記の課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１９】
本発明は、定電流を出力する定電流出力部と、第１のスイッチング回路の出力端と第２のスイッチング回路の入力端とが第１のコンデンサとこの第１のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の一部を充電電流として供給する第１の電流供給回路とを含む第１の結合回路で結合されるとともに、上記第２のスイッチング回路の出力端と上記第１のスイッチング回路の入力端とが第２のコンデンサとこの第２のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の残りを充電電流として供給する第２の電流供給回路とを含む第２の結合回路で結合され、上記第１、第２のスイッチング回路の出力端からパルス信号が出力されるパルス信号生成部と、上記第１の電流供給回路から上記第１のコンデンサに供給される電流を外部入力される変調信号のレベル変動に応じて変化させることにより上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調部とからなるパルス幅変調回路において、上記パルス信号生成部を駆動するための駆動電圧を供給する電源と、上記パルス信号生成部に供給される駆動電圧を上記変調信号のレベル変動に応じて変化させる駆動電圧制御部とを備えたものである（請求項１）。
【００２０】
なお、上記パルス幅変調回路において、上記駆動電圧制御部は、上記変調信号のレベル変動量が増大するのに応じて上記駆動電圧を小さくするものである（請求項２）。また、上記駆動電圧制御部は、変調信号の基準レベルを上記駆動電圧のレベルにシフトするレベルシフト回路と、このレベルシフト回路から出力される電圧信号を上記駆動電圧のレベルを基準に上記変調信号のレベル変動分に基づく所定のレベルだけ低下させた電圧信号に変換する信号変換回路とで構成するとよい（請求項３）。さらに、上記パルス幅変調回路において、上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のオン・オフのタイミング信号に基づいて、上記変調信号のレベル変動に関係なく振幅の一定したパルス幅変調信号を生成して出力するパルス幅変調信号出力部をさらに備えるとよい（請求項４）。
【００２１】
本発明によれば、定電流出力部から出力される電流ｉは第１、第２の電流供給回路より電流ｉ１と電流ｉ２（＝ｉ−ｉ１）に分流され、第１のコンデンサは電流ｉ１により充電され、第２のコンデンサは電流ｉ２により充電される。第１、第２のコンデンサの充電電圧の変化により第１、第２のスイッチング回路の出力端の出力レベルが交互に反転し、これによりパルス信号が出力される。変調信号が外部入力されると、電流ｉ１と電流ｉ２との電流比ｋは、変調信号のレベル変動に応じて変化し、これにより第１、第２のコンデンサの充電時間が変化して第１、第２のスイッチング回路から出力されるパルス信号のオン期間とオフ期間の比率（デューティ比）が変化するパルス幅変調信号が得られる。
【００２２】
パルス幅変調信号は、電流比ｋが１（無変調状態）のとき、デューティ比が５０％で、電流比ｋが１から増大もしくは減少するのに応じてデューティ比が増大もしくは減少する。すなわち、変調信号のレベル変動に応じてパルス幅変調信号のデューティ比が変化する。
【００２３】
変調信号のレベル変動に応じて電流比ｋだけを変化させる場合は、パルス幅変調信号のデューティ比だけでなく、その周期も同時に変化するが、本発明では、変調信号のレベル変動に応じてパルス信号生成部の駆動電圧を、変調信号のレベル変動量が増大するのに応じて小さくするように制御しているので、第１、第２のコンデンサの充電電圧の範囲が変調信号のレベル変動に応じて狭くなるように変化し、充電時間を短くするように作用するため、パルス幅変調信号の周期は可及的一定に保持することができる。
【００２４】
したがって、従来のように、第１、第２のコンデンサに電流を供給するための回路に、たとえば大電流容量のトランジスタなどの素子を用いる必要がなく、発熱などの問題も解消することができる。
【００２５】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【００２７】
図１は、本発明の実施形態に係るパルス幅変調回路の概略回路図である。図２は、このパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。
【００２８】
図１０に示した従来のパルス幅変調回路は、無安定マルチバイブレータの結合回路の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に供給する電流ｉ１，ｉ２の和ｉをオーディオ信号（変調信号）のレベル変動に応じて変化させることにより、第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２とをそれぞれ増加させ、これにより第１コンデンサＣ１１の充電時間Ｔ１と第２コンデンサＣ１２の充電時間Ｔ２とをそれぞれオーディオ信号のレベル変動に応じて短くするように変化させ、パルス幅変調信号の周期Ｔを可及的一定に保持するものであるが、本実施形態に係るパルス幅変調回路は、無安定マルチバイブレータの結合回路の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に供給する電流ｉ１，ｉ２の和ｉは一定とし、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時に印加する電圧Ｖ（＝Ｖ３−Ｖ２）をオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させることにより、第１コンデンサＣ１１の充電時間Ｔ１と第２コンデンサＣ１２の充電時間Ｔ２とをそれぞれオーディオ信号のレベル変動に応じて短くするように変化させ、パルス幅変調信号の周期Ｔを可及的一定に保持するものである。
【００２９】
このパルス幅変調回路は、定電流回路１１と、パルス信号生成回路１２と、電流制御回路１３と、電圧制御回路１４と、パルス幅変調信号出力回路１５とによって大略構成されている。
【００３０】
定電流回路１１は、所定の定電流を出力し、パルス信号生成回路１２に供給するものである。パルス信号生成回路１２は、パルス幅変調信号の被変調信号（キャリア）であるパルス信号を生成する回路である。パルス信号生成回路１２は、ｎｐｎ型の第１トランジスタＱ５からなる第１スイッチング回路、ｎｐｎ型の第２トランジスタＱ６からなる第２スイッチング回路、第１スイッチング回路の出力端（第１トランジスタＱ５のコレクタ端子）と第２スイッチング回路の入力端（第２トランジスタＱ６のベース端子）とを結合する第１結合回路および第２スイッチング回路の出力端（第２トランジスタＱ６のコレクタ端子）と第１スイッチング回路の入力端（第１トランジスタＱ５のベース端子）とを結合する第２結合回路とからなる無安定マルチバイブレータで構成されている。
【００３１】
なお、第１結合回路は、第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流回路１１から出力される定電流ｉの一部ｉ１を充電電流として供給する抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１とからなる第１電流供給回路で構成され、第２結合回路は、第２コンデンサＣ１２とこの第２コンデンサＣ１２に定電流ｉの残りｉ２（＝ｉ−ｉ１）を充電電流として供給する抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２とからなる第２電流供給回路で構成されるが、第１電流供給回路および第２電流供給回路は差動増幅回路によって構成され、この差動増幅回路は電流制御回路１３として機能している。
【００３２】
電流制御回路１３は、オーディオ信号に応じて定電流ｉの分配比を決定する回路である。無安定マルチバイブレータは、第２トランジスタＱ６のコレクタ端子（ｄ点）から出力のパルス信号を取り出すとすると、図３に示すように、第１コンデンサＣ１１の充電時間によりパルス信号のオン期間Ｔ１が決定され、第２コンデンサＣ１２の充電時間によりパルス信号のオフ期間Ｔ２が決定されるようになっている。
【００３３】
電流制御回路１３は、上述のように差動増幅回路からなり、定電流回路１１から供給される定電流ｉを分流して第１コンデンサＣ１１への充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２への充電電流ｉ２（＝ｉ−ｉ１）とを生成するとともに、充電電流ｉ１と充電電流ｉ２との電流比ｋをオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させることにより、パルス信号生成回路１２で生成されるパルス信号のデューティ比Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）をオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させる。
【００３４】
定電流回路１１、パルス信号生成回路１２および電流制御回路１３の接続構成を説明すると、第１トランジスタＱ５および第２トランジスタＱ６のエミッタ端子は、第２電源Ｖ２の出力端子に接続され、第１トランジスタＱ５および第２トランジスタＱ６のコレクタ端子は、それぞれ抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とを介して電圧制御回路１４の出力端子（増幅回路２４の出力端子）に接続されている。また、第１コンデンサＣ１１は、第１トランジスタＱ５のコレクタ端子と第２トランジスタＱ６のベース端子との間に接続され、第２コンデンサＣ１２は、第２トランジスタＱ６のコレクタ端子と第１トランジスタＱ５のベース端子との間に接続されている。さらに、トランジスタＱ１のエミッタ端子に抵抗Ｒ１の一方端が接続されるとともに、トランジスタＱ２のエミッタ端子に抵抗Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の他方端は定電流回路１１の出力端子に接続されている。また、定電流回路１１の入力端子は電源Ｖ０に接続されている。
【００３５】
電圧制御回路１４は、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時に印加される電圧の範囲を制御するものである。電圧制御回路１４から出力される電圧をＶ３、第２トランジスタＱ６がオン時のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ６とすると、第２トランジスタＱ６がオン状態ではｃ点の電位は電圧制御回路１４の出力電圧Ｖ３、ａ点の電位は第２トランジスタＱ６のベース電位（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）にそれぞれなっている。したがって、第１コンデンサＣ１１の両端電圧はｃ点側を＋、ａ点側を−の極性としてＶ３−（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）に保持されている。
【００３６】
この状態で、第２コンデンサＣ１２の充電動作によりｂ点の電位が（Ｖｂｅ５＋Ｖ２）に上昇すると、第１トランジスタＱ５がオンになり、ｃ点の電位は略第２電源の電圧Ｖ２となり、ａ点の電位はｃ点の電位から第１コンデンサＣ１１の両端電圧Ｖ３−（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）だけ低下した電圧となる。Ｖｂｅ６は｜Ｖ３−Ｖ２｜に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ６を無視すると、ａ点の電位は−（Ｖ３−Ｖ２）となる。
【００３７】
したがって、第１トランジスタＱ５がオンになると、電流ｉ１が第１コンデンサＣ１１に流入して当該第１コンデンサＣ１１は図１とは逆極性の方向に充電され、ａ点の電位が（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）に上昇すると、第２トランジスタＱ６がオンになり、第１トランジスタＱ５はオフになる。そして、第２コンデンサＣ１２についても上述と同様の充電動作が行なわれる。このように、第１、第２トランジスタＱ５，Ｑ６が交互にオン・オフするとき、第１、第２コンデンサＣ１１，１２の両端には｜Ｖ３−Ｖ２｜が印加されるが、電圧制御回路１４は、オーディオ信号のレベル変動に応じて出力電圧Ｖ３を変化させて第１、第２コンデンサＣ１１，１２への印加電圧｜Ｖ３−Ｖ２｜を制御するものである。
【００３８】
電圧制御回路１４は、レベルシフタ回路２１と、絶対値生成回路２２と、反転回路２３と、増幅回路２４とによって構成されている。電圧制御回路１４の機能は、図１０に示した従来のパルス幅変調回路の信号変換回路と基本的に同じである。
【００３９】
すなわち、レベルシフタ回路２１は、図４に示すオーディオ出力源ＡＵから出力されるオーディオ信号（０ｖを基準にレベル変動する交流信号）のレベル変動の基準レベルを、図５に示すようにパルス信号生成回路１２の駆動電圧である第１電源電圧Ｖ１（＞第２電源電圧Ｖ２）にシフトさせる回路である。絶対値生成回路２２は、オーディオ信号のレベル変動分の絶対値｜＋ΔＶ｜，｜−ΔＶ｜を生成する回路である。なお、絶対値生成回路２２の動作基準の電圧レベルはＶ１であるので、絶対値生成回路２２から出力される信号のレベルは、図６に示すようにＶ１＋｜ΔＶ｜となっている。反転回路２３は、絶対値生成回路２２から出力される絶対値のレベルを反転させる回路である。
【００４０】
なお、反転回路２３の動作基準の電圧レベルもＶ１であるので、反転回路２３から出力される信号のレベルは、図７に示すようにＶ１−｜ΔＶ｜となっている。増幅回路２４は、図８に示すように反転回路２３から出力される電圧レベルを第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２を充電するための印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）として適切なレベルＶ３に調整して出力する回路である。なお、ここにいう適切な印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）とは、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２に供給される充電電流ｉ１，ｉ２が変化し、これにより第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２の充電時間がそれぞれ変化するが、それらの合計時間は略一定になるように充電電流ｉ１，ｉ２の変化に応じて変化させた印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）のことである。したがって、増幅回路２４のゲインはこの目的を満たすように適宜調整される。
【００４１】
パルス幅変調信号出力回路１５は、定電流回路１１、パルス信号生成回路１２、電流制御回路１３および電圧制御回路１４により生成されるパルス幅変調信号を外部に出力させるための回路である。パルス信号生成回路１２のｃ点もしくはｄ点から出力される電圧Ｖｃ，Ｖｄはパルス幅変調信号に相当しているが、パルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３はオーディオ信号のレベル変動に応じて変化するため、出力電圧Ｖｃ，Ｖｃのレベルもオーディオ信号のレベル変動に応じて変化することになる。パルス幅変調信号出力回路１５は、オーディオ信号のレベル変動に関係なく振幅の一定しているパルス幅変調信号ＰＷＭを出力するものである。
【００４２】
パルス幅変調信号出力回路１５は、抵抗Ｒ５，Ｒ６とｎｐｎ型のトランジスタＱ３，Ｑ４とで構成されている。トランジスタＱ３としては第１トランジスタＱ５と略同一の特性を有する素子が使用され、トランジスタＱ４としては第１トランジスタＱ６と略同一の特性を有する素子が使用される。トランジスタＱ３のベース端子は第１トランジスタＱ５のベース端子（第２コンデンサＣ１２のｂ端子）に接続され、エミッタ端子は第２電源Ｖ２に接続され、コレクタ端子は抵抗Ｒ５を介して第１電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ４のベース端子は第２トランジスタＱ６のベース端子（第１コンデンサＣ１１のａ端子）に接続され、エミッタ端子は第２電源Ｖ２に接続され、コレクタ端子は抵抗Ｒ６を介して第１電源Ｖ１に接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタ端子からパルス幅変調信号ＰＷＭが出力される。
【００４３】
トランジスタＱ４は、そのベース端子が第２トランジスタＱ６のベース端子に接続されているので、第２トランジスタＱ６のオン・オフ動作に同期してオン・オフ動作することになる。一方、トランジスタＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間には第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差電圧が印加されるので、トランジスタＱ４のコレクタ端子からはオーディオ信号のレベル変動に関係なく一定振幅（Ｖ１−Ｖ２）のパルス幅変調信号が出力される。
【００４４】
次に、このパルス幅変調回路における動作を、図２、図３に示すタイミングチャートを参照して説明する。
【００４５】
このパルス幅変調回路では、オーディオ信号がそれに応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号ＰＷＭに変調される。まず、オーディオ信号が「０」の場合（無変調の場合、図２のＡ部参照）を説明する。
【００４６】
電流制御回路１３では、トランジスタＱ１，Ｑ２により定電流回路１１からの定電流ｉが電流ｉ１と電流ｉ２とに分流される。すなわち、トランジスタＱ１側に流れる電流をｉ１とすると、トランジスタＱ２側に流れる電流は、（ｉ−ｉ１）となる。トランジスタＱ１を流れる電流ｉ１は、ベース電圧の変動に応じて変化する一方、トランジスタＱ２を流れる電流ｉ２は（ｉ−ｉ１）であるため、オーディオ出力源ＡＵから変調信号としてトランジスタＱ１のベース端子に入力されるオーディオ信号のレベルが基準レベル０ｖから変動すると、電流ｉ１と電流ｉ２の合計は一定値ｉを保持しつつそのレベル変動に応じて電流ｉ１が変動する。すなわち、電流ｉ１と電流ｉ２との電流比ｋが変動する。
【００４７】
無変調の場合、オーディオ信号のレベルは「０」であるので、トランジスタＱ１に流れる電流ｉ１とトランジスタＱ２に流れるｉ１（ｉ−ｉ１）は等しくなる。すなわち、ｉ１＝ｉ２＝ｉ／２となり、電流比ｋは１となる。
【００４８】
一方、電圧制御回路１４では、オーディオ信号のレベル変動分｜＋ΔＶ｜，｜−ΔＶ｜がないので、第１電源電圧Ｖ１がそのままＶ３として出力され、これによりパルス幅生成回路１２の駆動電圧は（Ｖ１−Ｖ２）に規定される。したがって、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、充電時に（Ｖ３−Ｖ２）＝（Ｖ１−Ｖ２）の電圧が印加され、それぞれｉ／２の電流で充電される。
【００４９】
ここで、図２における時刻ｔ１のときの各点の波形ａ，ｂ，ｅ，ｆを説明すると、このとき、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３はオフ状態にあり、第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４はオン状態である。第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４はオン状態であるため、ａ点の電位は第２の電圧Ｖ２より第６トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧（Ｖｂｅ６）分だけ高くなっており、（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）である。なお、図２では、Ｖｂｅ６がＶ２に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ６を無視して単に「Ｖ２」と記載している。
【００５０】
また、ｄ点の電位は第２電源電圧Ｖ２となるので、ｂ点の電位は、ｄ点の電位Ｖ２より第２コンデンサＣ１２の両端電圧Ｖｃの分だけ低下した値（Ｖ１−Ｖｃ）となっている。なお、第２トランジスタＱ６のオン期間に第２コンデンサＣ１２の充電動作が行われ、図２では、時刻ｔ１を第２トランジスタＱ６のオン期間の略中間のタイミングにしているので、Ｖｃは略（Ｖ１−Ｖ２）／２となっている。
【００５１】
時刻ｔ２になると、ｂ点の電位は、第１トランジスタＱ５、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ５とすると、第２コンデンサＣ１２の充電動作によって（Ｖ２＋Ｖｂｅ５）になり、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３がオンになる。なお、図２では、Ｖｂｅ５がＶ２に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ５を無視して単に「Ｖ２」と記載している。第１トランジスタＱ５がオンになると、ｃ点の電位はＶ２となるので、ａ点の電位は、ｃ点の電位Ｖ２から第１コンデンサＣ１１の充電電圧（Ｖ１−Ｖ２）だけ低下した値Ｖ２−（Ｖ１−Ｖ２）となり、これにより第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４のベース電位はＶｂｅ６より小さくなるので、第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４は瞬時にオフになる。
【００５２】
ａ点の電位がＶ２−（Ｖ１−Ｖ２）になると、電流ｉ１により図１に示す極性とは逆方向に第１コンデンサＣ１１の充電動作が開始され、これによりａ点の電位が上昇する。そして、時刻ｔ３でａ点の電位が（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）に達すると、第２トランジスタＱ６がオンになり、これによりｂ点の電位がＶ２−（Ｖ１−Ｖ２）になるため、第１トランジスタＱ５はオフになる。以下、同様の動作が繰り返され、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３と第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４とが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによりｅ点，ｆ点からパルス幅変調信号が出力される。なお、ｅ点から出力されるパルス幅変調信号はｆ点から出力されるパルス幅変調信号に対して位相が反転している。
【００５３】
パルス幅変調信号のオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２は、上述したようにＴ１＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ１、Ｔ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／（ｋ・ｉ１）で表され、無変調のときはｋ＝１であるから、Ｔ１＝Ｔ２となり、ｆ点から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比は５０％となっている。
【００５４】
次に、オーディオ信号が正の値（たとえばｖ１ボルト）にレベル変動した場合（図２のＢ部参照）を説明すると、この場合は、電圧制御回路１４では、増幅回路２４における増幅率をαとすると、第１電源電圧Ｖ１からレベル変動分ｖ１をα倍した電圧だけ低下させた電圧（Ｖ１−αｖ１）がパルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３として出力される。
【００５５】
したがって、第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電時にはこれらの第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に（Ｖ１−αｖ１）の電圧が印加され、第１コンデンサＣ１１には、レベル変動ｖ１に基づきｉ／２より小さい所定の電流ｉ１が充電流として供給され、第２コンデンサＣ１２には、電流（ｉ２＝ｉ−ｉ１）＞ｉ／２が充電流として供給される。
【００５６】
第２コンデンサＣ１２の充電動作によって第１トランジスタＱ５がオフからオンになると、第１コンデンサＣ１１は、トランジスタＱ１から供給される電流ｉ１によって充電動作が開始されるが、この場合は、ｉ１＜ｉ／２であるため、第１コンデンサＣ１１の充電速度は無変調のときよりも遅くなる（図２のａ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００５７】
一方、第１コンデンサＣ１１の充電動作によって第２トランジスタＱ６がオフからオンになると、第２コンデンサＣ１２は、トランジスタＱ２から供給される電流ｉ２によって充電動作が開始されるが、この場合は、ｉ２＞ｉ／２であるため、第２コンデンサＣ１２の充電速度は無変調のときよりも速くなる（図２のｂ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００５８】
しかし、無変調時の第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電電圧範囲が（２Ｖ２−Ｖ１）であるのに対し（図２のＡの部分のａ点、ｂ点の電圧変動幅参照）、この場合の両コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲は（２Ｖ２−Ｖ１＋αｖ１）であり（図２のＢの部分のａ点、ｂ点の電圧変動幅参照）、αｖ１だけ電圧範囲が狭くなっているので、図３に示すように、第１コンデンサＣ１１の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも長くなることはなく、また、第２コンデンサＣ１２の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも短くなる。
【００５９】
なお、図３の上段は、無変調時のａ点、ｂ点の電圧波形とパルス幅変調信号ＰＷＭとを示し、下段はオーディオ信号のレベル変動が＋ｖ１の場合のａ点、ｂ点の電圧波形とパルス幅変調信号ＰＷＭとを示している。また、下段の実線で示す波形は、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲を（２Ｖ２−Ｖ１＋αｖ１）に変化させた場合の波形であり、一点鎖線で示す波形は第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲を従来の（２Ｖ２−Ｖ１）とした場合の波形である。
【００６０】
実線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭのオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２のいずれも一点鎖線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭのオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２よりも短くなり、実線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭの周期Ｔが上段に示す無変調時の周期Ｔと略等しくなるように抑えられる。
【００６１】
次に、オーディオ信号が負の値（たとえば−ｖ２ボルト）にレベル変動した場合（図２のＣ部参照）を説明すると、この場合は、電圧制御回路１４では、第１電源電圧Ｖ１からレベル変動分ｖ２をα倍した電圧だけ低下させた電圧（Ｖ１−αｖ２）がパルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３として出力される。
【００６２】
したがって、第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電時にはこれらの第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に（Ｖ１−αｖ２）の電圧が印加され、第１コンデンサＣ１１には、レベル変動ｖ２に基づきｉ／２より小さい所定の電流ｉ１が充電流として供給され、第２コンデンサＣ１２には、電流（ｉ２＝ｉ−ｉ１）＞ｉ／２が充電流として供給される。
【００６３】
この場合の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時の充電速度は、電流ｉ１，ｉ２の変化傾向がレベル変動＋ｖ１の場合と同様であるから、第１コンデンサＣ１１の充電速度は無変調のときよりも遅くなり（図２のａ点の波形の傾斜部の勾配参照）、第２コンデンサＣ１２の充電速度は無変調のときよりも速くなる（図２のｂ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００６４】
したがって、オーディオ信号が−ｖ２でレベル変動をした場合も図３を用いて説明したのと同様に、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも短くなり、パルス幅変調信号ＰＷＭの周期Ｔは無変調時の周期Ｔと略等しくなるように抑えられる。
【００６５】
このように、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス信号生成回路１２の駆動電圧を、オーディオ信号のレベル変動量が増大するのに応じて小さくするように制御している。そのため、第１、第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧の範囲が変調信号のレベル変動に応じて狭くなるように変化し、充電時間を短くするように作用するため、パルス幅変調信号ＰＷＭの周期は可及的一定に保持することができる。
【００６６】
したがって、従来のように、第１、第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２に電流を供給するための回路に、たとえば大電流容量のトランジスタなどの素子を用いる必要がなく、発熱などの問題も解消することができる。
【００６７】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。たとえば、上記実施形態においては、パルス幅変調回路として図１に示す回路のものを適用したが、上記機能を有するものであれば、図１に示す回路に限るものではない。また、上記実施形態においては、電流制御回路１３に一対の差動トランジスタを用いたが、電流制御回路１３は、上記構成に限るものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるパルス幅変調回路の概略回路図である。
【図２】図１に示すパルス幅変調回路の各点における信号波形を示す図である。
【図３】オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス信号生成回路の駆動電圧を変化させることによりパルス幅変調信号のパルス周期が一定に保持されることを説明するための波形図である。
【図４】オーディオ信号の一例を示す図である。
【図５】レベルシフタ回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図６】絶対値生成回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図７】反転回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図８】増幅回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図９】従来の無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路の一例を示す回路構成図である。
【図１０】従来のパルス幅変調回路の例を示す概略回路図である。
【図１１】図１０に示すパルス幅変調回路の各点における信号波形を示す図である。
【符号の説明】
１１ 定電流回路
１２ パルス信号生成回路
１３ 電流制御回路
１４ 電圧制御回路
１５ パルス幅変調信号出力回路
Ｃ１１ 第１コンデンサ
Ｃ１２ 第２コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえばオーディオアンプに用いられるパルス幅変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、オーディオアンプでは、オーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路が用いられている。そして、このパルス幅変調回路として、図９に示す無安定マルチバイブレータを用いた回路が知られている。
【０００３】
図９に示すパルス幅変調回路は、定電流ｉを出力する定電流部Ｋと、第１トランジスタＱ１３からなる第１スイッチング回路の出力端（コレクタ）と第２トランジスタＱ１４からなる第２スイッチング回路の入力端（ベース）とが第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流ｉの一部ｉ１を充電電流として供給する抵抗ｒ１とトランジスタＱ１１とからなる第１電流供給回路で結合されるとともに、第２トランジスタＱ１４からなる第２スイッチング回路の出力端（コレクタ）と第１トランジスタＱ１３からなる第１スイッチング回路の入力端（ベース）とが第２コンデンサＣ１２とこの第２コンデンサＣ１２に定電流ｉの残りｉ２（＝ｉ−ｉ１）を充電電流として供給する抵抗ｒ２とトランジスタＱ１２とからなる第２電流供給回路で結合された無安定マルチバイブレータからなるパルス信号生成部と、第１電流供給回路のトランジスタＱ１１のベースにオーディオ出力源ＡＵからのオーディオ信号（変調信号）を入力することにより第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２との電流比ｋ（＝ｉ２／ｉ１）を変化させてパルス信号生成部から発生されるパルス信号のパルス幅変調を行うパルス幅変調部とで構成されている。
【０００４】
図９に示すパルス幅変調回路は、第１、第２電流供給回路（差動増幅回路）に対して定電流回路Ｋから定電流ｉが供給されており、トランジスタＱ１１のベースに入力されるオーディオ信号のレベル変動に応じて第１コンデンサＣ１１に供給される電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２に供給される電流ｉ２とがｉ１＋ｉ２＝ｉの関係を保持しながら変化するようになっている。電流ｉ１，ｉ２による第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電動作によって第１トランジスタＱ１３と第２トランジスタＱ１４とが交互にオン・オフをするため、オーディオ信号に基づいて充電電流ｉ１，ｉ２の電流比ｋが変化し、この電流比ｋの変化に応じて第２トランジスタＱ１４のオン期間とオフ期間とが変化するようになっている。すなわち、オーディ信号の振幅の変化に応じて第２トランジスタＱ１４のコレクタ端子から出力されるパルス信号のパルス幅が変化するようになっている。
【０００５】
図９に示すパルス幅変調回路は、電流ｉ１と電流ｉ２との合計電流が定電流ｉに固定されているとともに、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧も（Ｖ１−Ｖ２）の範囲に固定されているため、第１コンデンサＣ１１の充電時間（第２トランジスタＱ１４から出力されるパルス信号のオフ期間を決定する時間）と第２コンデンサＣ１２の充電時間（同パルス信号のオン期間を決定する時間）とは、それぞれ電流ｉ１と電流ｉ２に反比例する。すなわち、いま、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量をともにＣとすると、第２トランジスタＱ１４から出力されるパルス信号のオン期間Ｔ１はＴ１＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ１で表され、オフ期間Ｔ２はＴ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ２で表される。
【０００６】
したがって、パルス信号の周期Ｔは、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）｛１／ｉ１＋１／ｉ２）｝で表される。そして、電流比ｋ＝ｉ１／ｉ２よりｉ１＋ｉ２＝（１＋ｋ）ｉ１＝ｋ・ｉ２／（１＋ｋ）＝ｉであるから、周期Ｔは、下記▲１▼式のようになる。
【０００７】
【数１】
上記▲１▼式より、パルス信号の周期Ｔは（ｋ２＋２ｋ＋１）／ｋの関数であるから、周期Ｔは、ｋ＝１、すなわち、ｉ１＝ｉ２＝ｉ／２のとき（オーディ信号が無入力のとき）に最小となり、ｋ＞１もしくはｋ＜１では、電流比ｋが１との差が大きくなるのに応じて増大する。このように、図９に示す無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路は、オーディオ信号のレベルの変化に応じてパルス幅が変化するものの、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス周期も変化するという特性を有する。
【０００９】
しかし、このパルス幅変調信号の周波数が変動するという特性は、たとえばパルス幅変調回路の後段に、特定周波数に伝達零点を有するフィルタを接続する場合、パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号の周波数が変動すると、フィルタによって遮断すべき周波数を遮断できなくなるという問題が生じる不都合があり、好ましくない。
【００１０】
そこで、従来、無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路において、周波数を一定に保持しつつオーディオ信号のレベル変動に応じてパルス幅を変化させるパルス幅変調回路が提案されている（たとえば、特許文献１参照。）。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００２−１２４８５９号公報
【００１２】
図１０は、上記公報におけるパルス幅変調回路の等価回路を示す図である。この図に示すパルス幅変調回路は、図９に示すパルス幅変調回路において、定電流回路Ｋを、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを変化させる電流制御回路Ｋ’に置き換えたものである。
【００１３】
電流制御回路Ｋ’は、レベルシフタ回路２１、絶対値生成回路２２、反転回路２３、および増幅回路２４からなる信号変換回路と、この信号変換回路から出力される電圧により第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを制御するｐｎｐ型トランジスタＱ１０とで構成されている。なお、トランジスタＱ１０のエミッタと電源Ｖ０との間に接続される抵抗ｒは電流制限抵抗であり、電源Ｖ０と反転回路２３との間に接続された電源ＥはトランジスタＱ１０のベース電位を規定するためのものである。
【００１４】
レベルシフタ回路２１は、オーディオ出力源ＡＵから出力されるオーディオ信号（０ｖを基準にレベル変動する交流信号）のレベル変動の基準レベルを電源Ｅによって規定される電圧レベルＶｂ（＝Ｖ０−Ｅ）にシフトさせる回路である。絶対値生成回路２２は、オーディオ信号の基準レベルＶｂからのレベル変動分の絶対値｜±ΔＶ｜を生成する回路である。なお、絶対値生成回路２２の動作基準の電圧レベルはＶｂであるので、絶対値生成回路２２から出力される信号のレベルはＶｂ＋｜±ΔＶ｜となっている。反転回路２３は、絶対値生成回路２２から出力される絶対値のレベルを反転させる回路である。なお、反転回路２３の動作基準の電圧レベルもＶｂであるので、反転回路２３から出力される信号のレベルはＶｂ−｜±ΔＶ｜となっている。増幅回路２４は、反転回路２３から出力される信号をトランジスタＱ１０の駆動信号として適切なレベルに調整する回路である。すなわち、トランジスタＱ１０から第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉをオーディオ信号のレベル変動に応じて適切に変動させるようにトランジスタＱ１０の駆動電圧を調整する回路である。
【００１５】
このパルス幅変調回路では、図１１に示すように、オーディオ信号のレベルが変化すると、そのレベル変化量に応じて第１、第２電流供給回路に供給される電流ｉが変化する。なお、オーディオ信号が０ｖの状態は無変調状態で、第１、第２電流供給回路に供給される電流は最小電流ｉとなる。オーディオ信号のレベルが０ｖから変化すると、その変化量＋ｖ１，−ｖ２（図１１では｜＋ｖ１｜＞｜−ｖ２｜）に応じて第１、第２電流供給回路に供給される電流はｉａとｉｂ（＞ｉａ）とに変化する。これにより、第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２との電流比ｋが変化するとともに、充電電流ｉ１，ｉ２の絶対値（ａ点，ｂ点の電圧変化の傾斜部分が電流ｉ，ｉａ，ｉｂに応じて変化していることを参照）も変化するので、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス幅変調信号ＰＷＭ（ｄ点の出力信号）のパルス幅（デューティ比）は変化するが、その周期（同図における周期Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ参照）は略一定にすることができるようになっている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この無安定マルチバイブレータを利用したパルス幅変調回路は、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２電流供給回路に供給する電流ｉを増大させてパルス幅変調信号の周波数を一定に保持する構成であるため、オーディオ信号が信号変換回路によって変化され、比較的大きな電流がトランジスタＱ１０や第１、第２トランジスタＱ１１，Ｑ１２に流れることになり、これらのトランジスタＱ１０〜Ｑ１２に大電流容量のものを用いる必要がある。また、各トランジスタＱ１０〜Ｑ１２に比較的大きな電流が流れる結果、各トランジスタＱ１０〜Ｑ１２の発熱量が増大するといった問題点もある。
【００１７】
本発明は、このような事情のもとで考え出されたものであって、比較的大きな電流量を回路素子に流すことなく、一定の周期のパルス幅変調信号を出力させることのできるパルス幅変調回路を提供することを、その課題としている。
【００１８】
【発明の開示】
上記の課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１９】
本発明は、定電流を出力する定電流出力部と、第１のスイッチング回路の出力端と第２のスイッチング回路の入力端とが第１のコンデンサとこの第１のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の一部を充電電流として供給する第１の電流供給回路とを含む第１の結合回路で結合されるとともに、上記第２のスイッチング回路の出力端と上記第１のスイッチング回路の入力端とが第２のコンデンサとこの第２のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の残りを充電電流として供給する第２の電流供給回路とを含む第２の結合回路で結合され、上記第１、第２のスイッチング回路の出力端からパルス信号が出力されるパルス信号生成部と、上記第１の電流供給回路から上記第１のコンデンサに供給される電流を外部入力される変調信号のレベル変動に応じて変化させることにより上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調部とからなるパルス幅変調回路において、上記パルス信号生成部を駆動するための駆動電圧を供給する電源と、上記パルス信号生成部に供給される駆動電圧を上記変調信号のレベル変動に応じて変化させる駆動電圧制御部とを備えたものである（請求項１）。
【００２０】
なお、上記パルス幅変調回路において、上記駆動電圧制御部は、上記変調信号のレベル変動量が増大するのに応じて上記駆動電圧を小さくするものである（請求項２）。また、上記駆動電圧制御部は、変調信号の基準レベルを上記駆動電圧のレベルにシフトするレベルシフト回路と、このレベルシフト回路から出力される電圧信号を上記駆動電圧のレベルを基準に上記変調信号のレベル変動分に基づく所定のレベルだけ低下させた電圧信号に変換する信号変換回路とで構成するとよい（請求項３）。さらに、上記パルス幅変調回路において、上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のオン・オフのタイミング信号に基づいて、上記変調信号のレベル変動に関係なく振幅の一定したパルス幅変調信号を生成して出力するパルス幅変調信号出力部をさらに備えるとよい（請求項４）。
【００２１】
本発明によれば、定電流出力部から出力される電流ｉは第１、第２の電流供給回路より電流ｉ１と電流ｉ２（＝ｉ−ｉ１）に分流され、第１のコンデンサは電流ｉ１により充電され、第２のコンデンサは電流ｉ２により充電される。第１、第２のコンデンサの充電電圧の変化により第１、第２のスイッチング回路の出力端の出力レベルが交互に反転し、これによりパルス信号が出力される。変調信号が外部入力されると、電流ｉ１と電流ｉ２との電流比ｋは、変調信号のレベル変動に応じて変化し、これにより第１、第２のコンデンサの充電時間が変化して第１、第２のスイッチング回路から出力されるパルス信号のオン期間とオフ期間の比率（デューティ比）が変化するパルス幅変調信号が得られる。
【００２２】
パルス幅変調信号は、電流比ｋが１（無変調状態）のとき、デューティ比が５０％で、電流比ｋが１から増大もしくは減少するのに応じてデューティ比が増大もしくは減少する。すなわち、変調信号のレベル変動に応じてパルス幅変調信号のデューティ比が変化する。
【００２３】
変調信号のレベル変動に応じて電流比ｋだけを変化させる場合は、パルス幅変調信号のデューティ比だけでなく、その周期も同時に変化するが、本発明では、変調信号のレベル変動に応じてパルス信号生成部の駆動電圧を、変調信号のレベル変動量が増大するのに応じて小さくするように制御しているので、第１、第２のコンデンサの充電電圧の範囲が変調信号のレベル変動に応じて狭くなるように変化し、充電時間を短くするように作用するため、パルス幅変調信号の周期は可及的一定に保持することができる。
【００２４】
したがって、従来のように、第１、第２のコンデンサに電流を供給するための回路に、たとえば大電流容量のトランジスタなどの素子を用いる必要がなく、発熱などの問題も解消することができる。
【００２５】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【００２７】
図１は、本発明の実施形態に係るパルス幅変調回路の概略回路図である。図２は、このパルス幅変調回路の各点における波形を示す図である。
【００２８】
図１０に示した従来のパルス幅変調回路は、無安定マルチバイブレータの結合回路の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に供給する電流ｉ１，ｉ２の和ｉをオーディオ信号（変調信号）のレベル変動に応じて変化させることにより、第１コンデンサＣ１１の充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２の充電電流ｉ２とをそれぞれ増加させ、これにより第１コンデンサＣ１１の充電時間Ｔ１と第２コンデンサＣ１２の充電時間Ｔ２とをそれぞれオーディオ信号のレベル変動に応じて短くするように変化させ、パルス幅変調信号の周期Ｔを可及的一定に保持するものであるが、本実施形態に係るパルス幅変調回路は、無安定マルチバイブレータの結合回路の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に供給する電流ｉ１，ｉ２の和ｉは一定とし、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時に印加する電圧Ｖ（＝Ｖ３−Ｖ２）をオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させることにより、第１コンデンサＣ１１の充電時間Ｔ１と第２コンデンサＣ１２の充電時間Ｔ２とをそれぞれオーディオ信号のレベル変動に応じて短くするように変化させ、パルス幅変調信号の周期Ｔを可及的一定に保持するものである。
【００２９】
このパルス幅変調回路は、定電流回路１１と、パルス信号生成回路１２と、電流制御回路１３と、電圧制御回路１４と、パルス幅変調信号出力回路１５とによって大略構成されている。
【００３０】
定電流回路１１は、所定の定電流を出力し、パルス信号生成回路１２に供給するものである。パルス信号生成回路１２は、パルス幅変調信号の被変調信号（キャリア）であるパルス信号を生成する回路である。パルス信号生成回路１２は、ｎｐｎ型の第１トランジスタＱ５からなる第１スイッチング回路、ｎｐｎ型の第２トランジスタＱ６からなる第２スイッチング回路、第１スイッチング回路の出力端（第１トランジスタＱ５のコレクタ端子）と第２スイッチング回路の入力端（第２トランジスタＱ６のベース端子）とを結合する第１結合回路および第２スイッチング回路の出力端（第２トランジスタＱ６のコレクタ端子）と第１スイッチング回路の入力端（第１トランジスタＱ５のベース端子）とを結合する第２結合回路とからなる無安定マルチバイブレータで構成されている。
【００３１】
なお、第１結合回路は、第１コンデンサＣ１１とこの第１コンデンサＣ１１に定電流回路１１から出力される定電流ｉの一部ｉ１を充電電流として供給する抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１とからなる第１電流供給回路で構成され、第２結合回路は、第２コンデンサＣ１２とこの第２コンデンサＣ１２に定電流ｉの残りｉ２（＝ｉ−ｉ１）を充電電流として供給する抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２とからなる第２電流供給回路で構成されるが、第１電流供給回路および第２電流供給回路は差動増幅回路によって構成され、この差動増幅回路は電流制御回路１３として機能している。
【００３２】
電流制御回路１３は、オーディオ信号に応じて定電流ｉの分配比を決定する回路である。無安定マルチバイブレータは、第２トランジスタＱ６のコレクタ端子（ｄ点）から出力のパルス信号を取り出すとすると、図３に示すように、第１コンデンサＣ１１の充電時間によりパルス信号のオン期間Ｔ１が決定され、第２コンデンサＣ１２の充電時間によりパルス信号のオフ期間Ｔ２が決定されるようになっている。
【００３３】
電流制御回路１３は、上述のように差動増幅回路からなり、定電流回路１１から供給される定電流ｉを分流して第１コンデンサＣ１１への充電電流ｉ１と第２コンデンサＣ１２への充電電流ｉ２（＝ｉ−ｉ１）とを生成するとともに、充電電流ｉ１と充電電流ｉ２との電流比ｋをオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させることにより、パルス信号生成回路１２で生成されるパルス信号のデューティ比Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）をオーディオ信号のレベル変動に応じて変化させる。
【００３４】
定電流回路１１、パルス信号生成回路１２および電流制御回路１３の接続構成を説明すると、第１トランジスタＱ５および第２トランジスタＱ６のエミッタ端子は、第２電源Ｖ２の出力端子に接続され、第１トランジスタＱ５および第２トランジスタＱ６のコレクタ端子は、それぞれ抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とを介して電圧制御回路１４の出力端子（増幅回路２４の出力端子）に接続されている。また、第１コンデンサＣ１１は、第１トランジスタＱ５のコレクタ端子と第２トランジスタＱ６のベース端子との間に接続され、第２コンデンサＣ１２は、第２トランジスタＱ６のコレクタ端子と第１トランジスタＱ５のベース端子との間に接続されている。さらに、トランジスタＱ１のエミッタ端子に抵抗Ｒ１の一方端が接続されるとともに、トランジスタＱ２のエミッタ端子に抵抗Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の他方端は定電流回路１１の出力端子に接続されている。また、定電流回路１１の入力端子は電源Ｖ０に接続されている。
【００３５】
電圧制御回路１４は、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時に印加される電圧の範囲を制御するものである。電圧制御回路１４から出力される電圧をＶ３、第２トランジスタＱ６がオン時のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ６とすると、第２トランジスタＱ６がオン状態ではｃ点の電位は電圧制御回路１４の出力電圧Ｖ３、ａ点の電位は第２トランジスタＱ６のベース電位（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）にそれぞれなっている。したがって、第１コンデンサＣ１１の両端電圧はｃ点側を＋、ａ点側を−の極性としてＶ３−（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）に保持されている。
【００３６】
この状態で、第２コンデンサＣ１２の充電動作によりｂ点の電位が（Ｖｂｅ５＋Ｖ２）に上昇すると、第１トランジスタＱ５がオンになり、ｃ点の電位は略第２電源の電圧Ｖ２となり、ａ点の電位はｃ点の電位から第１コンデンサＣ１１の両端電圧Ｖ３−（Ｖｂｅ６＋Ｖ２）だけ低下した電圧となる。Ｖｂｅ６は｜Ｖ３−Ｖ２｜に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ６を無視すると、ａ点の電位は−（Ｖ３−Ｖ２）となる。
【００３７】
したがって、第１トランジスタＱ５がオンになると、電流ｉ１が第１コンデンサＣ１１に流入して当該第１コンデンサＣ１１は図１とは逆極性の方向に充電され、ａ点の電位が（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）に上昇すると、第２トランジスタＱ６がオンになり、第１トランジスタＱ５はオフになる。そして、第２コンデンサＣ１２についても上述と同様の充電動作が行なわれる。このように、第１、第２トランジスタＱ５，Ｑ６が交互にオン・オフするとき、第１、第２コンデンサＣ１１，１２の両端には｜Ｖ３−Ｖ２｜が印加されるが、電圧制御回路１４は、オーディオ信号のレベル変動に応じて出力電圧Ｖ３を変化させて第１、第２コンデンサＣ１１，１２への印加電圧｜Ｖ３−Ｖ２｜を制御するものである。
【００３８】
電圧制御回路１４は、レベルシフタ回路２１と、絶対値生成回路２２と、反転回路２３と、増幅回路２４とによって構成されている。電圧制御回路１４の機能は、図１０に示した従来のパルス幅変調回路の信号変換回路と基本的に同じである。
【００３９】
すなわち、レベルシフタ回路２１は、図４に示すオーディオ出力源ＡＵから出力されるオーディオ信号（０ｖを基準にレベル変動する交流信号）のレベル変動の基準レベルを、図５に示すようにパルス信号生成回路１２の駆動電圧である第１電源電圧Ｖ１（＞第２電源電圧Ｖ２）にシフトさせる回路である。絶対値生成回路２２は、オーディオ信号のレベル変動分の絶対値｜＋ΔＶ｜，｜−ΔＶ｜を生成する回路である。なお、絶対値生成回路２２の動作基準の電圧レベルはＶ１であるので、絶対値生成回路２２から出力される信号のレベルは、図６に示すようにＶ１＋｜ΔＶ｜となっている。反転回路２３は、絶対値生成回路２２から出力される絶対値のレベルを反転させる回路である。
【００４０】
なお、反転回路２３の動作基準の電圧レベルもＶ１であるので、反転回路２３から出力される信号のレベルは、図７に示すようにＶ１−｜ΔＶ｜となっている。増幅回路２４は、図８に示すように反転回路２３から出力される電圧レベルを第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２を充電するための印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）として適切なレベルＶ３に調整して出力する回路である。なお、ここにいう適切な印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）とは、オーディオ信号のレベル変動に応じて第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２に供給される充電電流ｉ１，ｉ２が変化し、これにより第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ２の充電時間がそれぞれ変化するが、それらの合計時間は略一定になるように充電電流ｉ１，ｉ２の変化に応じて変化させた印加電圧（Ｖ３−Ｖ２）のことである。したがって、増幅回路２４のゲインはこの目的を満たすように適宜調整される。
【００４１】
パルス幅変調信号出力回路１５は、定電流回路１１、パルス信号生成回路１２、電流制御回路１３および電圧制御回路１４により生成されるパルス幅変調信号を外部に出力させるための回路である。パルス信号生成回路１２のｃ点もしくはｄ点から出力される電圧Ｖｃ，Ｖｄはパルス幅変調信号に相当しているが、パルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３はオーディオ信号のレベル変動に応じて変化するため、出力電圧Ｖｃ，Ｖｃのレベルもオーディオ信号のレベル変動に応じて変化することになる。パルス幅変調信号出力回路１５は、オーディオ信号のレベル変動に関係なく振幅の一定しているパルス幅変調信号ＰＷＭを出力するものである。
【００４２】
パルス幅変調信号出力回路１５は、抵抗Ｒ５，Ｒ６とｎｐｎ型のトランジスタＱ３，Ｑ４とで構成されている。トランジスタＱ３としては第１トランジスタＱ５と略同一の特性を有する素子が使用され、トランジスタＱ４としては第１トランジスタＱ６と略同一の特性を有する素子が使用される。トランジスタＱ３のベース端子は第１トランジスタＱ５のベース端子（第２コンデンサＣ１２のｂ端子）に接続され、エミッタ端子は第２電源Ｖ２に接続され、コレクタ端子は抵抗Ｒ５を介して第１電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ４のベース端子は第２トランジスタＱ６のベース端子（第１コンデンサＣ１１のａ端子）に接続され、エミッタ端子は第２電源Ｖ２に接続され、コレクタ端子は抵抗Ｒ６を介して第１電源Ｖ１に接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタ端子からパルス幅変調信号ＰＷＭが出力される。
【００４３】
トランジスタＱ４は、そのベース端子が第２トランジスタＱ６のベース端子に接続されているので、第２トランジスタＱ６のオン・オフ動作に同期してオン・オフ動作することになる。一方、トランジスタＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間には第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差電圧が印加されるので、トランジスタＱ４のコレクタ端子からはオーディオ信号のレベル変動に関係なく一定振幅（Ｖ１−Ｖ２）のパルス幅変調信号が出力される。
【００４４】
次に、このパルス幅変調回路における動作を、図２、図３に示すタイミングチャートを参照して説明する。
【００４５】
このパルス幅変調回路では、オーディオ信号がそれに応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号ＰＷＭに変調される。まず、オーディオ信号が「０」の場合（無変調の場合、図２のＡ部参照）を説明する。
【００４６】
電流制御回路１３では、トランジスタＱ１，Ｑ２により定電流回路１１からの定電流ｉが電流ｉ１と電流ｉ２とに分流される。すなわち、トランジスタＱ１側に流れる電流をｉ１とすると、トランジスタＱ２側に流れる電流は、（ｉ−ｉ１）となる。トランジスタＱ１を流れる電流ｉ１は、ベース電圧の変動に応じて変化する一方、トランジスタＱ２を流れる電流ｉ２は（ｉ−ｉ１）であるため、オーディオ出力源ＡＵから変調信号としてトランジスタＱ１のベース端子に入力されるオーディオ信号のレベルが基準レベル０ｖから変動すると、電流ｉ１と電流ｉ２の合計は一定値ｉを保持しつつそのレベル変動に応じて電流ｉ１が変動する。すなわち、電流ｉ１と電流ｉ２との電流比ｋが変動する。
【００４７】
無変調の場合、オーディオ信号のレベルは「０」であるので、トランジスタＱ１に流れる電流ｉ１とトランジスタＱ２に流れるｉ１（ｉ−ｉ１）は等しくなる。すなわち、ｉ１＝ｉ２＝ｉ／２となり、電流比ｋは１となる。
【００４８】
一方、電圧制御回路１４では、オーディオ信号のレベル変動分｜＋ΔＶ｜，｜−ΔＶ｜がないので、第１電源電圧Ｖ１がそのままＶ３として出力され、これによりパルス幅生成回路１２の駆動電圧は（Ｖ１−Ｖ２）に規定される。したがって、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、充電時に（Ｖ３−Ｖ２）＝（Ｖ１−Ｖ２）の電圧が印加され、それぞれｉ／２の電流で充電される。
【００４９】
ここで、図２における時刻ｔ１のときの各点の波形ａ，ｂ，ｅ，ｆを説明すると、このとき、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３はオフ状態にあり、第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４はオン状態である。第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４はオン状態であるため、ａ点の電位は第２の電圧Ｖ２より第６トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧（Ｖｂｅ６）分だけ高くなっており、（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）である。なお、図２では、Ｖｂｅ６がＶ２に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ６を無視して単に「Ｖ２」と記載している。
【００５０】
また、ｄ点の電位は第２電源電圧Ｖ２となるので、ｂ点の電位は、ｄ点の電位Ｖ２より第２コンデンサＣ１２の両端電圧Ｖｃの分だけ低下した値（Ｖ１−Ｖｃ）となっている。なお、第２トランジスタＱ６のオン期間に第２コンデンサＣ１２の充電動作が行われ、図２では、時刻ｔ１を第２トランジスタＱ６のオン期間の略中間のタイミングにしているので、Ｖｃは略（Ｖ１−Ｖ２）／２となっている。
【００５１】
時刻ｔ２になると、ｂ点の電位は、第１トランジスタＱ５、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ５とすると、第２コンデンサＣ１２の充電動作によって（Ｖ２＋Ｖｂｅ５）になり、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３がオンになる。なお、図２では、Ｖｂｅ５がＶ２に対して非常に小さいので、Ｖｂｅ５を無視して単に「Ｖ２」と記載している。第１トランジスタＱ５がオンになると、ｃ点の電位はＶ２となるので、ａ点の電位は、ｃ点の電位Ｖ２から第１コンデンサＣ１１の充電電圧（Ｖ１−Ｖ２）だけ低下した値Ｖ２−（Ｖ１−Ｖ２）となり、これにより第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４のベース電位はＶｂｅ６より小さくなるので、第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４は瞬時にオフになる。
【００５２】
ａ点の電位がＶ２−（Ｖ１−Ｖ２）になると、電流ｉ１により図１に示す極性とは逆方向に第１コンデンサＣ１１の充電動作が開始され、これによりａ点の電位が上昇する。そして、時刻ｔ３でａ点の電位が（Ｖ２＋Ｖｂｅ６）に達すると、第２トランジスタＱ６がオンになり、これによりｂ点の電位がＶ２−（Ｖ１−Ｖ２）になるため、第１トランジスタＱ５はオフになる。以下、同様の動作が繰り返され、第１トランジスタＱ５およびトランジスタＱ３と第２トランジスタＱ６およびトランジスタＱ４とが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによりｅ点，ｆ点からパルス幅変調信号が出力される。なお、ｅ点から出力されるパルス幅変調信号はｆ点から出力されるパルス幅変調信号に対して位相が反転している。
【００５３】
パルス幅変調信号のオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２は、上述したようにＴ１＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／ｉ１、Ｔ２＝Ｃ（Ｖ１−Ｖ２）／（ｋ・ｉ１）で表され、無変調のときはｋ＝１であるから、Ｔ１＝Ｔ２となり、ｆ点から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比は５０％となっている。
【００５４】
次に、オーディオ信号が正の値（たとえばｖ１ボルト）にレベル変動した場合（図２のＢ部参照）を説明すると、この場合は、電圧制御回路１４では、増幅回路２４における増幅率をαとすると、第１電源電圧Ｖ１からレベル変動分ｖ１をα倍した電圧だけ低下させた電圧（Ｖ１−αｖ１）がパルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３として出力される。
【００５５】
したがって、第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電時にはこれらの第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に（Ｖ１−αｖ１）の電圧が印加され、第１コンデンサＣ１１には、レベル変動ｖ１に基づきｉ／２より小さい所定の電流ｉ１が充電流として供給され、第２コンデンサＣ１２には、電流（ｉ２＝ｉ−ｉ１）＞ｉ／２が充電流として供給される。
【００５６】
第２コンデンサＣ１２の充電動作によって第１トランジスタＱ５がオフからオンになると、第１コンデンサＣ１１は、トランジスタＱ１から供給される電流ｉ１によって充電動作が開始されるが、この場合は、ｉ１＜ｉ／２であるため、第１コンデンサＣ１１の充電速度は無変調のときよりも遅くなる（図２のａ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００５７】
一方、第１コンデンサＣ１１の充電動作によって第２トランジスタＱ６がオフからオンになると、第２コンデンサＣ１２は、トランジスタＱ２から供給される電流ｉ２によって充電動作が開始されるが、この場合は、ｉ２＞ｉ／２であるため、第２コンデンサＣ１２の充電速度は無変調のときよりも速くなる（図２のｂ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００５８】
しかし、無変調時の第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電電圧範囲が（２Ｖ２−Ｖ１）であるのに対し（図２のＡの部分のａ点、ｂ点の電圧変動幅参照）、この場合の両コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲は（２Ｖ２−Ｖ１＋αｖ１）であり（図２のＢの部分のａ点、ｂ点の電圧変動幅参照）、αｖ１だけ電圧範囲が狭くなっているので、図３に示すように、第１コンデンサＣ１１の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも長くなることはなく、また、第２コンデンサＣ１２の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも短くなる。
【００５９】
なお、図３の上段は、無変調時のａ点、ｂ点の電圧波形とパルス幅変調信号ＰＷＭとを示し、下段はオーディオ信号のレベル変動が＋ｖ１の場合のａ点、ｂ点の電圧波形とパルス幅変調信号ＰＷＭとを示している。また、下段の実線で示す波形は、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲を（２Ｖ２−Ｖ１＋αｖ１）に変化させた場合の波形であり、一点鎖線で示す波形は第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧範囲を従来の（２Ｖ２−Ｖ１）とした場合の波形である。
【００６０】
実線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭのオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２のいずれも一点鎖線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭのオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２よりも短くなり、実線で示すパルス幅変調信号ＰＷＭの周期Ｔが上段に示す無変調時の周期Ｔと略等しくなるように抑えられる。
【００６１】
次に、オーディオ信号が負の値（たとえば−ｖ２ボルト）にレベル変動した場合（図２のＣ部参照）を説明すると、この場合は、電圧制御回路１４では、第１電源電圧Ｖ１からレベル変動分ｖ２をα倍した電圧だけ低下させた電圧（Ｖ１−αｖ２）がパルス信号生成回路１２の駆動電圧Ｖ３として出力される。
【００６２】
したがって、第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の充電時にはこれらの第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２に（Ｖ１−αｖ２）の電圧が印加され、第１コンデンサＣ１１には、レベル変動ｖ２に基づきｉ／２より小さい所定の電流ｉ１が充電流として供給され、第２コンデンサＣ１２には、電流（ｉ２＝ｉ−ｉ１）＞ｉ／２が充電流として供給される。
【００６３】
この場合の第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時の充電速度は、電流ｉ１，ｉ２の変化傾向がレベル変動＋ｖ１の場合と同様であるから、第１コンデンサＣ１１の充電速度は無変調のときよりも遅くなり（図２のａ点の波形の傾斜部の勾配参照）、第２コンデンサＣ１２の充電速度は無変調のときよりも速くなる（図２のｂ点の波形の傾斜部の勾配参照）。
【００６４】
したがって、オーディオ信号が−ｖ２でレベル変動をした場合も図３を用いて説明したのと同様に、第１、第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電時間は、電圧範囲（２Ｖ２−Ｖ１）で充電されるよりも短くなり、パルス幅変調信号ＰＷＭの周期Ｔは無変調時の周期Ｔと略等しくなるように抑えられる。
【００６５】
このように、オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス信号生成回路１２の駆動電圧を、オーディオ信号のレベル変動量が増大するのに応じて小さくするように制御している。そのため、第１、第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電圧の範囲が変調信号のレベル変動に応じて狭くなるように変化し、充電時間を短くするように作用するため、パルス幅変調信号ＰＷＭの周期は可及的一定に保持することができる。
【００６６】
したがって、従来のように、第１、第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２に電流を供給するための回路に、たとえば大電流容量のトランジスタなどの素子を用いる必要がなく、発熱などの問題も解消することができる。
【００６７】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。たとえば、上記実施形態においては、パルス幅変調回路として図１に示す回路のものを適用したが、上記機能を有するものであれば、図１に示す回路に限るものではない。また、上記実施形態においては、電流制御回路１３に一対の差動トランジスタを用いたが、電流制御回路１３は、上記構成に限るものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるパルス幅変調回路の概略回路図である。
【図２】図１に示すパルス幅変調回路の各点における信号波形を示す図である。
【図３】オーディオ信号のレベル変動に応じてパルス信号生成回路の駆動電圧を変化させることによりパルス幅変調信号のパルス周期が一定に保持されることを説明するための波形図である。
【図４】オーディオ信号の一例を示す図である。
【図５】レベルシフタ回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図６】絶対値生成回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図７】反転回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図８】増幅回路を通過した後のオーディオ信号を示す図である。
【図９】従来の無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路の一例を示す回路構成図である。
【図１０】従来のパルス幅変調回路の例を示す概略回路図である。
【図１１】図１０に示すパルス幅変調回路の各点における信号波形を示す図である。
【符号の説明】
１１ 定電流回路
１２ パルス信号生成回路
１３ 電流制御回路
１４ 電圧制御回路
１５ パルス幅変調信号出力回路
Ｃ１１ 第１コンデンサ
Ｃ１２ 第２コンデンサ
Claims (4)
- 定電流を出力する定電流出力部と、
第１のスイッチング回路の出力端と第２のスイッチング回路の入力端とが第１のコンデンサとこの第１のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の一部を充電電流として供給する第１の電流供給回路とを含む第１の結合回路で結合されるとともに、上記第２のスイッチング回路の出力端と上記第１のスイッチング回路の入力端とが第２のコンデンサとこの第２のコンデンサに上記定電流出力部から出力される定電流の残りを充電電流として供給する第２の電流供給回路とを含む第２の結合回路で結合され、上記第１、第２のスイッチング回路の出力端からパルス信号が出力されるパルス信号生成部と、
上記第１の電流供給回路から上記第１のコンデンサに供給される電流を外部入力される変調信号のレベル変動に応じて変化させることにより上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調部と、
からなるパルス幅変調回路において、
上記パルス信号生成部を駆動するための駆動電圧を供給する電源と、
上記パルス信号生成部に供給される駆動電圧を上記変調信号のレベル変動に応じて変化させる駆動電圧制御部と、
を備えたことを特徴とするパルス幅変調回路。 - 上記駆動電圧制御部は、上記変調信号のレベル変動量が増大するのに応じて上記駆動電圧を小さくする、請求項１記載のパルス幅変調回路。
- 上記駆動電圧制御部は、変調信号の基準レベルを上記駆動電圧のレベルにシフトするレベルシフト回路と、このレベルシフト回路から出力される電圧信号を上記駆動電圧のレベルを基準に上記変調信号のレベル変動分に基づく所定のレベルだけ低下させた電圧信号に変換する信号変換回路とからなる、請求項２記載のパルス幅変調回路。
- 上記パルス信号生成部で生成されるパルス信号のオン・オフのタイミング信号に基づいて、上記変調信号のレベル変動に関係なく振幅の一定したパルス幅変調信号を生成して出力するパルス幅変調信号出力部をさらに備える、請求項１〜３のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
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