JP2004254366A - ブラシレスモータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】一時的な電源電圧の変動に対応し、簡単な回路を用いて電源電圧の変動に対応するためのブラシレスモータの制御方法を提供する。
【解決手段】制御回路は、三相駆動方式を用いて、ブラシレスモータを駆動し（ＳＴ１）、電圧検出回路により直流電圧を検知し（ＳＴ２）、検出電圧が予め定めた下限電圧より高い場合は（ＳＴ３−Ｎ）ＳＴ２へジャンプする。低い場合で（ＳＴ３−Ｙ）、かつ、実回転数が目標回転数より大きい場合は（ＳＴ４−Ｎ）、ＳＴ２へジャンプし、小さい場合は（ＳＴ４−Ｙ）、二相駆動に切り換え（ＳＴ５）て、直流電圧を検知し（ＳＴ６）、検出電圧が上限電圧より低い場合は（ＳＴ７−Ｎ）ＳＴ６へジャンプする。高い場合で（ＳＴ７−Ｙ）、かつ、実回転数が目標回転数より小さい場合は（ＳＴ８−Ｎ）ＳＴ６へジャンプする。大きい場合は（ＳＴ８−Ｙ）、三相駆動方式に切り換える（ＳＴ１）。
【選択図】 図４

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータの制御方法に係わり、より詳細には、入力電源電圧に対応してモータの駆動方法を切り換える制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ブラシレスモータの制御は、例えば、図５に示す制御装置を用いて行なっている。この制御装置は、交流電源（商用１００Ｖ）１を整流回路２で整流、平滑化し、直流電源（約１２８Ｖ）を生成する。そして、制御回路（マイクロコンピュータ）６から出力されるタイミング信号を駆動回路７で増幅し、このタイミング信号に基づいてインバータ回路３で平滑化された直流電源をスイッチングして三相のブラシレスモータ４の電機子巻線に印加する。
【０００３】
ブラシレスモータ４の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧（例えば１２０度位相の異なる電圧；誘起電圧を含む）を位置検出回路５に入力し、各端子電圧と基準電圧（例えばインバータ回路３の直流電源の１／２）とを比較し、これら比較結果を位置検出信号として制御回路（マイクロコンピュータ）６に出力する。したがって、位置検出回路５は基準電圧を発生する回路および電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧と基準電圧とを比較する比較回路を備えている。
【０００４】
制御回路６は、位置検出回路５からの位置検出信号をもとにして電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの通電を切り替える。また、ＰＷＭ制御（ＰＷＭチョッピング駆動）方式にあっては、制御回路６はインバータ回路３のスイッチング素子（トランジスタ）Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚをオン、オフ駆動する信号にＰＷＭチョッピング駆動のデューティを所定としたチョッピング信号を重畳した駆動信号を駆動回路７に出力する。
【０００５】
なお、ブラシレスモータ４の起動時においては予め決めた駆動信号（所定デューティを含む）を出力し、しかる後に位置検出運転を行う。この位置検出運転を具体的に説明すると、位置検出信号をもとにして回転子の位置を検出し、この位置検出から３０度後に通電相を切り替える。なお、３０度後とは例えば位置検出の間隔時間×３０／３６０で算出して予測した時刻である。
【０００６】
例えば、電機子巻線Ｕの端子電圧（誘起電圧）と基準電圧との交点を検出すると、３０度後にＷａ相（トランジスタＷａ）の通電からＵａ相（トランジスタＵａ）の通電に切り替える。電機子巻線Ｗの端子電圧（誘起電圧）と基準電圧との交点を検出すると、３０度後にＹ相（トランジスタＹ）の通電からＺ相（トランジスタＺ）の通電に切り替える。電機子巻線Ｖの端子電圧（誘起電圧）と基準電圧との交点を検出すると、３０度後にＵａ相（トランジスタＵａ）の通電からＹａ相（トランジスタＹａ）の通電に切り替える。以下、同様にして位置検出をもとにしてブラシレスモータ４の通電切り替えを繰り返すことにより、ブラシレスモータ４を回転制御することができる。
【０００７】
また、各トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，ＺをＰＷＭチョッピング駆動するためのデューティにおいてオン時間の幅を可変すれば、ブラシレスモータ４の印加電圧が変わる。したがって、制御回路６は位置検出間隔によりブラシレスモータ４の回転数を検出し、この検出回転数が目標回転数となるように、ＰＷＭチョッピングのデューティを可変し、ブラシレスモータ４を目標とする所定回転数に制御することができる。なお、本願では、デューティとはこのトランジスタ制御でのオン時間とオフ時間との関係を意味しており、デューティ比とはオン時間とオフ時間との比率を意味している。
【０００８】
以上のように三相駆動方式で制御を行なった、各トランジスタとブラシレスモータ巻線との駆動タイミングの各波形を一例として図２に示す。図２において、Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは、図４に示す回路の各トランジスタの動作を表しており、Ｕ，Ｖ，Ｗは位置検出回路５の出力波形であり、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと対応した回転子の位置タイミングを示している。なお、各波形のＨｉｇｈ側がトランジスタのＯＮ状態、または回転子の所定の極性が対応する電機子巻線に位置する状態を、また、各波形のＬｏｗ側がトランジスタのＯＦＦ状態、または回転子の所定の極性が対応する電機子巻線に位置しない状態をそれぞれ表している。
【０００９】
しかしながら、このようなブラシレスモータの制御方法にあっては、高回転で駆動中、つまり、ＰＷＭチョッピングのオン時間幅を長くしてブラシレスモータ４に高い電圧を印加している場合に、交流電源１が電源変動により一時的に電圧が低下すると、駆動電圧も比例して低下するため、所定の回転数を維持できなくなり、回転数が不安定になる場合があった。
また、ブラシレスモータに印加する電圧を広範囲に設定できるように、交流電源を通常の整流と倍電圧整流に切り換える回路（図示せず）を設け、ＰＷＭチョッピングのオン時間幅に対応して通常の整流と倍電圧整流とを切り換える例が開示されている（例えば、特許文献１参照。）。
しかしながら、一時的な電源電圧の変動に対応するためには回路が複雑であり、簡単な回路で電源電圧の変動に対応するための制御方法が望まれていた。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１１−３２４９８号公報 （第４頁、第１図）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は以上述べた問題点を解決し、一時的な電源電圧の変動に対応し、簡単な回路を用いて電源電圧の変動に対応するためのブラシレスモータの制御方法を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記問題点を解決するため、交流電源を整流手段で整流し、整流した直流電圧をインバータ手段でスイッチングして三相のブラシレスモータに印加する一方、前記インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭチョッピング駆動して前記ブラシレスモータを目標回転数に制御するブラシレスモータの制御方法であって、
前記整流した直流電圧値を検知する電圧検知手段を設け、
前記直流電圧値が所定の電圧より低く、かつ、前記ブラシレスモータの実回転数が前記目標回転数より低い場合には、同ブラシレスモータに前記直流電圧を三相から二相の駆動方法に切り換えて印加する一方、前記ＰＷＭチョッピングのデューティを所定値に変え、
前記直流電圧値が所定の電圧より高く、かつ、前記ブラシレスモータの実回転数が前記目標回転数より高い場合には、同ブラシレスモータに前記直流電圧を二相から三相の駆動方法に切り換えて印加する一方、前記ＰＷＭチョッピングのデューティを所定値に変えるようにした。
【００１３】
また、前記所定の電圧は、予め定めた電圧である下限電圧と、同下限電圧より高い上限電圧との２つの電圧値からなり、前記直流電圧値が前記下限電圧より低くなった時に三相から二相の駆動方法に切り換え、前記直流電圧値が前記上限電圧より高くなった時に二相から三相の駆動方法に切り換える。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明によるブラシレスモータの制御方法を詳細に説明する。図１は本発明によるブラシレスモータの制御回路の一実施例を示すブロック図である。
この発明の実施の形態を図１ないし図３を参照して詳しく説明する。なお、図中、図５と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この発明のブラシレスモータの制御方法は、交流電源の電圧が一時的に低下した時に、通常使用している三相駆動から二相駆動に切り換えて相対的に負荷を減らし、インバータ回路３に印加する電圧を三相駆動の場合よりも高くし、回転数を維持しようとするものである。
【００１５】
例えば、図１に示す回路では、図５の従来例で説明した回路に、整流回路２の出力電圧を検知し、検知した電圧値を制御回路６に出力する電圧検出回路８を追加している。
この回路のように交流電源１を単純に整流した回路では、交流電源１の電圧を一定とした場合に負荷に供給できる電圧は、整流回路２の内部に備えられた平滑コンデンサ（図示せず）の容量により決定される。平滑コンデンサの容量が大きければ、負荷に供給できる電圧が平滑コンデンサに蓄積された電荷によって大きくなり、逆に平滑コンデンサの容量が小さければ、負荷に供給できる電圧は、そのほとんどが交流電源を整流しただけの半波または全波の脈動電圧となり、結果的に平均電圧が低下する。平滑コンデンサの外形寸法はその容量に比例するため、実装される基板や筐体の大きさによって取付られる平滑コンデンサの外形寸法には制限がある。
【００１６】
そこで本願では、交流電源の電圧が一時的に低下した場合に、三相駆動方式より消費電力が少ない二相駆動方式に切り換えることにより、負荷を減らして平滑コンデンサから供給される電力を削減し、結果的に整流回路の出力電圧（直流電圧）を高くし、目標とする回転数を維持する制御を行なう。当然のことながら、交流電源の電圧が所定の電圧に復帰した場合は、逆に二相駆動方式から三相駆動方式に切り換える制御を行なう。
【００１７】
次に本願で使用する二相駆動方式について説明する。なお三相駆動方式については従来例で説明しており、ここではこれらの駆動方式の相違点を説明する。
図３は二相駆動の一例であり、各トランジスタとブラシレスモータ巻線との駆動タイミングの各波形を示すタイミング図である。
Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは、図４に示す回路の各トランジスタの動作を表しており、Ｕ，Ｖ，Ｗは位置検出回路５の出力波形であり、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと対応した回転子の位置タイミングを示している。なお、各波形のＨｉｇｈ側がトランジスタのＯＮ状態、または回転子の所定の極性が対応する電機子巻線に位置する状態を、また、各波形のＬｏｗ側がトランジスタのＯＦＦ状態、または回転子の所定の極性が対応する電機子巻線に位置しない状態をそれぞれ表している。
図２の三相駆動方式との違いは、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを駆動するときに全ての巻線を同時に駆動するのでなく、特定の電機子巻線のＰＷＭチョッピングのデューティ制御を停止し、電圧を印加するように制御するものである。このため、各電機子巻線を駆動するトランジスタの制御において、図３に示す二相駆動期間を設け、この期間は対応する電機子巻線を通電したままとなるように制御している。
この様な制御により、一般的に三相駆動では８７％程度である電圧利用率を二相駆動によって１００％近くまで高めることができる。
【００１８】
次に制御回路６の制御方法を図４のフローチャートを用いて説明する。なお、図４のＳＴに続く番号はステップの順を表し、ＹはＹｅｓ、ＮはＮｏをそれぞれ表している。また、図１の回路において、定常運転状態で交流電源が１００Ｖ、整流回路通過後の直流電圧は１２８Ｖと仮定する。
【００１９】
制御が開始されると制御回路６は、図示しない機器または制御部から目標回転数のデータを受け取り、この目標回転数となるように前述した三相駆動方式を用いて、ＰＷＭチョッピングのデューティを制御し、ブラシレスモータ４に直流電圧をチョッピングして印加する（ＳＴ１）。
そして、制御回路６は電圧検出回路８により直流電圧を検知し（ＳＴ２）、検出電圧が予め定めた下限電圧、例えば１１５Ｖより低いか判断する（ＳＴ３）。高い場合は（ＳＴ３−Ｎ）、ＳＴ２へジャンプし、低い場合は（ＳＴ３−Ｙ）、現在の回転数（実回転数）が目標回転数より小さいか判断する（ＳＴ４）。
目標回転数が小さい場合は（ＳＴ４−Ｎ）、ＳＴ２へジャンプする。
【００２０】
本願では可能な限り三相駆動方式を用い、直流電圧が低下して三相駆動方式では目標回転数を維持できない場合に、二相駆動方式に切り換える。ＳＴ３およびＳＴ４ではこれを確認している。
ＳＴ４で実回転数が目標回転数より小さい場合（ＳＴ４−Ｙ）は、目標回転数を維持できないと判断し、三相駆動方式から二相駆動方式に切り換える（ＳＴ５）。
この結果、一相分の電力が消費されないことになり、前述のように整流回路２の中の平滑コンデンサに溜まる電荷が大きくなり、結果的に直流電圧が上昇する。従って三相駆動方式で用いていたＰＷＭチョッピングのデューティのままでは、ブラシレスモータ４に印加される電圧が上昇し、目標回転数に対して過回転となる場合があるため、ＰＷＭチョッピングのＯＮ期間を短くするようにデューティ比を所定の値に変更するとともに、回転数のフィードバックにより目標回転数となるように制御する。
【００２１】
そして、制御回路６は電圧検出回路８により直流電圧を検知し（ＳＴ６）、検出電圧が予め定めた上限電圧、例えば１２５Ｖより高いか判断する（ＳＴ７）。低い場合は（ＳＴ７−Ｎ）、ＳＴ６へジャンプし、高い場合は（ＳＴ７−Ｙ）、実回転数が目標回転数より等しいか又は大きいか判断する（ＳＴ８）。
目標回転数が小さい場合は（ＳＴ８−Ｎ）、ＳＴ６へジャンプして二相駆動方式を継続する。
ＳＴ８で実回転数が目標回転数より等しいか又は大きい場合は（ＳＴ８−Ｙ）、直流電圧が上昇して三相駆動方式でも駆動可能と判断し、二相駆動方式から三相駆動方式に切り換える（ＳＴ１）。
この場合、二相駆動方式で用いていたＰＷＭチョッピングのデューティのままでは、ブラシレスモータ４に印加される電圧が下降し、目標回転数に対して回転数が不足する場合があるため、ＰＷＭチョッピングのＯＮ期間を長くするようにデューティ比を所定の値に変更するとともに、回転数のフィードバックにより目標回転数となるように制御する。
【００２２】
以上のように本願では、直流電圧の値により二相／三相駆動方式を切り換えるため、直流電圧の変動に係わらずに目標回転数を維持することができる。
さらに、直流電圧が所定の電圧より低いときで、かつ、実回転が目標回転数に満たないときに、三相から二相駆動方式に切り換えて駆動するため、交流電源が一時的に低下しても目標回転数を維持することができる。
また、直流電圧が所定の電圧より高いときで、かつ、実回転が目標回転数以上になったときに、二相から三相駆動方式に切り換えて駆動するため、交流電源がもとの電圧に復帰しても、トルクのある三相駆動方式で目標回転数を維持することができる。
また、駆動方式を切り換えるための直流電圧の基準値（所定の電圧）を上限電圧と下限電圧とに区分し、ヒステリシスを持たせて制御しているため、直流電圧の細かな変動による駆動方式切換のハンチングを抑制できる。
【００２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるブラシレスモータの制御方法によれば、請求項１に係わる発明では、直流電圧が所定の電圧より低いときで、かつ、実回転が目標回転数に満たないときに、三相から二相駆動方式に切り換えて駆動するため、交流電源が一時的に低下しても目標回転数を維持することができる。
また、直流電圧が所定の電圧より高いときで、かつ、実回転が目標回転数以上になったときに、二相から三相駆動方式に切り換えて駆動するため、交流電源がもとの電圧に復帰しても、トルクのある三相駆動方式で目標回転数を維持することができる。
【００２４】
さらに、請求項２に係わる発明では、駆動方式を切り換えるための直流電圧の基準値（所定の電圧）を上限電圧と下限電圧とに区分し、ヒステリシスを持たせて制御しているため、直流電圧の細かな変動による駆動方式切換のハンチングを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるブラシレスモータの制御の一実施例を示す制御ブロック図である。
【図２】三相駆動方式を説明するためのタイミング図である。
【図３】二相駆動方式を説明するためのタイミング図である。
【図４】本発明による制御方法を示すフローチャートである。
【図５】従来のブラシレスモータの制御を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ ブラシレスモータ
５ 位置検出回路
６ 制御回路
７ 駆動回路
８ 電圧検出回路

Claims (2)

1. 交流電源を整流手段で整流し、整流した直流電圧をインバータ手段でスイッチングして三相のブラシレスモータに印加する一方、前記インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭチョッピング駆動して前記ブラシレスモータを目標回転数に制御するブラシレスモータの制御方法であって、
   前記整流した直流電圧値を検知する電圧検知手段を設け、
   前記直流電圧値が所定の電圧より低く、かつ、前記ブラシレスモータの実回転数が前記目標回転数より低い場合には、同ブラシレスモータに前記直流電圧を三相から二相の駆動方法に切り換えて印加する一方、前記ＰＷＭチョッピングのデューティを所定値に変え、
   前記直流電圧値が所定の電圧より高く、かつ、前記ブラシレスモータの実回転数が前記目標回転数より高い場合には、同ブラシレスモータに前記直流電圧を二相から三相の駆動方法に切り換えて印加する一方、前記ＰＷＭチョッピングのデューティを所定値に変えるようにしたことを特徴とするブラシレスモータの制御方法。
2. 前記所定の電圧は、予め定めた電圧である下限電圧と、同下限電圧より高い上限電圧との２つの電圧値からなり、前記直流電圧値が前記下限電圧より低くなった時に三相から二相の駆動方法に切り換え、前記直流電圧値が前記上限電圧より高くなった時に二相から三相の駆動方法に切り換えてなることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの制御方法。

Images