WO2015072173A1 - 誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置 - Google Patents

誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置 Download PDF

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WO2015072173A1
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induction motor
coordinate system
command value
coordinate
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PCT/JP2014/067694
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鈴木　崇裕
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三菱重工業株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors

Definitions

  • the present invention relates to an induction motor control method and an induction motor control apparatus for controlling a three-phase alternating current induction motor.
  • Priority is claimed on Japanese Patent Application No. 2013-236946, filed November 15, 2013, the content of which is incorporated herein by reference.
  • a three-phase alternating current induction motor for example, a three-phase alternating current motor
  • This 3-leg inverter requires switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) per leg.
  • the inverter has a three-leg structure, and implements vector control of a three-phase AC motor by on / off operation of six switching elements (see, for example, Patent Document 1, Patent Document 2, and Patent Document 3).
  • the vector control separates the torque generating current component and the flux generating current, and controls each independently.
  • an instantaneous space current vector is formed by supplying appropriate drive current to all three phases, and a three-phase alternating current motor is driven.
  • JP-A-59-49797 Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-121982 Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-115799
  • the cost of the IGBT and the control circuit for controlling the IGBT occupies a large part of the cost of the device using the three-phase AC motor.
  • the inverter for driving a three-phase AC motor has a three-leg structure, and six switching elements such as IGBTs are used. Therefore, the failure rate of a two-leg switching element is four compared to an inverter of a two-phase AC motor. Is high.
  • the present invention provides an induction motor control method and an induction motor control device capable of reducing the price of an inverter for driving a three-phase AC motor and reducing the same failure rate as the inverter of the two-phase AC motor.
  • an induction motor control method supplies current to only two of the three-phase windings constituting a three-phase induction motor, and drives the three-phase induction motor.
  • the first command value for giving a balanced three-phase alternating current signal to be supplied to the three-phase winding is generated according to a predetermined coordinate transformation matrix to generate a balanced rotating magnetic field similar to that in the case of three phases.
  • the coordinate transformation matrix includes the first command value in the ⁇ - ⁇ coordinate system, the winding of the two phases.
  • a first coordinate conversion matrix for converting the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system which is a matrix to be converted to the second command value in the two-phase coordinate system corresponding to each phase angle axis; It is generated from a second transformation matrix that transforms a coordinate system into the biphasic coordinate system.
  • the coordinate transformation matrix applies a drive current to each of the three-phase windings of the first command value in the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • a third conversion matrix for converting into a third command value, and a fourth converting matrix for converting the third command value into a second command value in a two-phase coordinate system corresponding to an axis of each phase angle of the two-phase winding It consists of a transformation matrix.
  • the third transformation matrix is the equation (33) described later
  • the fourth transformation matrix is the equation (34) described later.
  • the induction motor control device supplies current to only the two-phase winding of the three-phase windings constituting the three-phase induction motor, and drives the three-phase induction motor.
  • An induction motor control device wherein a first command value for giving a balanced three-phase alternating current signal supplied to the three-phase winding according to a predetermined coordinate transformation matrix equation is a balanced rotating magnetic field similar to that of the three-phase case.
  • a coordinate conversion unit that converts a two-phase alternating current signal supplied to the two-phase winding to be generated into a second command value, and the two-phase alternating current signal supplied from the second command value to the two-phase winding
  • a control signal generating unit generating a control signal, and the two-phase alternating current signal generated by the control signal is supplied to the two-phase winding of the three-phase induction motor to drive the three-phase induction motor And an inverter.
  • the induction motor control method and the induction motor control device described above since the three-phase induction motor (for example, the three-phase AC motor) is driven by only two phases, the price of the inverter for driving is reduced and the two-phase AC It is possible to reduce the failure rate similar to that of the motor inverter.
  • the three-phase induction motor for example, the three-phase AC motor
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration example of an induction motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • the induction motor control device generates an alternating current signal corresponding to a command value obtained by converting a three-phase command value into a two-phase by a coordinate conversion matrix with respect to the two-phase winding.
  • the induction motor controller supplies the generated alternating current signal to the two-phase winding of the three-phase alternating current motor 10, and generates a rotating magnetic field similar to the case where the alternating current signal is applied to the three-phase winding.
  • the rotating magnetic field is a balanced rotating magnetic field when a balanced three-phase AC voltage is applied to the three-phase winding of the three-phase induction motor.
  • the present embodiment provides a configuration of an induction motor control device that rotates the rotor by constant velocity rotation similar to the case of control in three phases by controlling the drive current to flow only in the two phase windings of the three phase AC motor 10. Do.
  • AC signals supplied to the two phase terminals of the three-phase AC motor 10 are directly determined from the command values of the ⁇ - ⁇ coordinate system indicating control of the three-phase alternating current, without using the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • the present invention is characterized in that it converts the signal into a two-phase AC signal of the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system for controlling the driving of the three-phase AC motor 10.
  • a configuration is described in which the drive of the three-phase AC motor 10 is controlled by controlling the two phases of the U-phase and the V-phase without using the W-phase of the three-phase AC motor 10.
  • the phase not to be used is not limited to the W phase, and may be any one of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system is a coordinate system in which the secondary side interlinkage magnetic flux direction is the ⁇ axis.
  • ⁇ is a pole angle which is a displacement angle between the pole position and the secondary side interlinkage magnetic flux axis.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system is an orthogonal two-phase coordinate system, in which the ⁇ -axis and the U-phase axis are aligned with the orthogonal ⁇ -axis and ⁇ -axis, three-phase currents ia, The state in which ib and ic are flowing is represented by the ⁇ axis and ⁇ axis of the two-phase coordinate system.
  • the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system is a two-phase winding in which 0 [deg] of the a phase (U phase) corresponds to the ⁇ 120 axis and 120 [deg] of the b phase (V phase) corresponds to the ⁇ 120 axis It is a two-phase coordinate system corresponding to the axis of each phase angle. That is, since the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system performs the current control of the drive current for generating the balanced magnetic field for the U phase and the V phase, a two-phase coordinate indicating the voltage for driving the switching element in the inverter (inverter 8) described later It is a system.
  • the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system generates the balanced rotating magnetic field only by current control of the two-phase winding, as in the case where the balanced three-phase alternating current is supplied to the three-phase winding.
  • the induction motor control device of the first embodiment includes a ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11, a current control unit 12, a first conversion unit 13, a control signal generation unit 14, a second conversion unit 15 and A speed control unit 16 is provided.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11 receives each of the effective magnetic flux ⁇ and the torque command value T as a command value for rotation of the three-phase AC motor 10 from an external device (not shown).
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11 controls the three-phase AC motor 10 by the effective magnetic flux ⁇ , which is a command value, the torque command value T supplied from the speed control unit 16, and the rotating magnetic field direction ⁇ .
  • a current value i ⁇ and a current value i ⁇ shown in the ⁇ - ⁇ coordinate system, which are command values to be performed, are generated.
  • the current control unit 12 generates a current value i ⁇ and a current value i ⁇ that are command values from the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11 and a current value i in the ⁇ - ⁇ coordinate system measured by the three-phase alternating current motor 10.
  • a current value i ⁇ and a current value i ⁇ that are command values from the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11 and a current value i in the ⁇ - ⁇ coordinate system measured by the three-phase alternating current motor 10.
  • Each of S ⁇ and the current value iS ⁇ , and the rotating magnetic field direction ⁇ are input.
  • the current control unit 12 the difference between the current value i gamma and the current value i S [gamma], and the difference between the current value i [delta] and the current value i Esuderuta, and the rotating magnetic field direction ⁇ of the rotor, indicated by the gamma-[delta] coordinate system , and generates a voltage value v gamma voltage value v [delta] is a command value for controlling the three-phase AC motor 10.
  • the first conversion unit 13 converts each of the voltage value v ⁇ and the voltage value v ⁇ , which are command values in the ⁇ - ⁇ coordinate system, into a voltage v ⁇ 120 and a command value in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system according to the following conversion equation.
  • Each voltage value is converted to v ⁇ 120 .
  • the first conversion unit 13 performs coordinate conversion from the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system according to the following equation (1) for each of the command value, the voltage value v ⁇ and the voltage value v ⁇ And coordinate conversion from the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system according to equation (2).
  • the first conversion unit 13 converts each of the voltage value v ⁇ and the voltage value v ⁇ , which are command values, from the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system according to equation (3).
  • each of the voltage value v ⁇ which is a command value in the ⁇ - ⁇ coordinate system and the voltage value v ⁇ is a voltage v ⁇ which is a command value in the ⁇ - ⁇ coordinate system And the voltage value v ⁇ .
  • FIG. 2 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system (coordinate system consisting of ⁇ axis and ⁇ axis) and the ⁇ - ⁇ coordinate system (coordinate system consisting of ⁇ axis and ⁇ axis). In FIG. 2, coordinate conversion of current values is shown, but voltage values are in the same correspondence relationship of coordinate conversion.
  • the angle ⁇ indicates the rotation angle with respect to the ⁇ - ⁇ coordinates of the ⁇ - ⁇ coordinate system when the origin O is the rotation center.
  • each of the voltage value v ⁇ and the voltage value v ⁇ which are command values in the ⁇ - ⁇ coordinate system is a command value in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system by the coordinate conversion matrix C ⁇ 2 ⁇ 120 represented by the equation (2)
  • the voltage v ⁇ 120 and the voltage value v ⁇ 120 are respectively converted.
  • FIG. 3 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system (coordinate system consisting of ⁇ and ⁇ axes) and the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system (coordinate system consisting of ⁇ 120 and ⁇ 120 axes).
  • the coordinate axis ⁇ and the coordinate axis ⁇ 120 are the same axis.
  • coordinate conversion of current values is shown, but voltage values are in the same correspondence relationship of coordinate conversion.
  • the angle ⁇ is 120 degrees, and indicates the angle between the ⁇ 120 axis and the ⁇ 120 axis when the origin O is at the center.
  • Control signal generation unit 14 controls control signals S11 and S12 for controlling each of the switching elements in an inverter (inverter 8) described later based on voltage v ⁇ 120 and voltage value v ⁇ 120 supplied from first conversion unit 13. , S21 and S22 are generated. Each of control signals S11, S12, S21, S22 causes switching in an inverter to pass a drive current corresponding to voltage v ⁇ 120 and voltage value v ⁇ 120 to each of U-phase and V-phase windings of three-phase AC motor 10 It is a control signal that drives each of the elements.
  • the second conversion unit 15 converts each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 which are measured values in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system into the current value i ⁇ and the current value i in the ⁇ - ⁇ coordinate system according to the following conversion equation. Convert to ⁇ and respectively.
  • each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 which are measured values is a current sensor (not shown) that flows through the U-phase winding and the V-phase winding of the three-phase AC motor 10. It is the measured current value.
  • the second conversion unit 15 converts each of the current value i ⁇ and the current value i ⁇ which are measured values into a coordinate conversion from the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system by the following equation (4) Coordinate conversion from the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system according to the equation (5) is performed.
  • the second conversion unit 15 converts each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 , which are measured values, from the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system according to equation (6).
  • the coordinate transformation matrix C Arufa1202arufa shown (4) of each of the current value i Arufa120 and the current value i Beta120 a measurement at ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system is a measure of alpha-beta coordinate system current i It is converted into ⁇ and current value i ⁇ respectively.
  • Each of the current value i ⁇ and the current value i ⁇ which are measurement values in the ⁇ - ⁇ coordinate system is a current value i which is a measurement value in the ⁇ - ⁇ coordinate system by the coordinate conversion matrix C ⁇ 2 ⁇ represented by the equation (5) It converts into each of Sgamma and electric current value iSdelta .
  • the coordinate transformation matrix C Arufa1202ganma indicated by expression (4) and the coordinate transformation matrix C Arufa1202arufa of is obtained by multiplying the coordinate transformation matrix C Arufa2ganma of (5), gamma from ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system It is an expression which performs coordinate transformation collectively to the ⁇ coordinate system.
  • the second conversion unit 15 outputs, to the current control unit 12, each of the current value i S ⁇ and the current value i S ⁇ as a result of coordinate conversion.
  • the speed control unit 16 compares the rotational speed ⁇ , which is a command value, with the actually measured rotational speed FB of the three-phase AC motor 10, and outputs a torque command value T that sets the difference to zero.
  • the rotation speed FB is measured by a rotation detection sensor (not shown) provided in the three-phase AC motor 10, and is output from the rotation detection sensor to the speed control unit 16.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the inverter 8 according to the present embodiment, which drives the three-phase AC motor 10.
  • the inverter 8 is composed of each of the switching elements SW11, SW12, SW21 and SW22.
  • Each of switching elements SW11, SW12, SW21 and SW22 is, for example, an IGBT.
  • the switching elements SW11 and SW12 are connected in series.
  • the switching elements SW21 and SW22 are connected in series.
  • the switching elements SW11 and SW12 connected in series and the switching elements SW21 and SW22 connected in series are connected in parallel.
  • the control signal S11 is supplied to the gate of the switching element SW11.
  • the control signal S12 is supplied to the gate of the switching element SW12.
  • the control signal S21 is supplied to the gate of the switching element SW21.
  • the control signal S22 is supplied to the gate of the switching element SW22.
  • connection point of the switch elements SW11 and SW12 is connected to a terminal 10U connected to one end of the U-phase winding LU in the three-phase AC motor 10.
  • the connection point of the switch elements SW21 and SW22 is connected to a terminal 10V connected to one end of the V-phase winding LV in the three-phase AC motor 10.
  • a terminal 10W connected to one end of the W-phase winding LW in the three-phase AC motor 10 is in an open state.
  • a capacitor C1 and a capacitor C2 connected in series are interposed between input terminals of a DC voltage supplied from a rectifier circuit 9 described later.
  • the capacitor C1 and the capacitor C2 are also mounted on a normal three-phase inverter.
  • each of the capacitor C1 and the capacitor C2 has a similar capacitance value.
  • the voltage at the connection point between the capacitor C1 and the capacitor C2 is a half of the voltage value of the DC voltage supplied from the rectifier circuit 9.
  • a neutral point O to which the other ends of the winding LU, the winding LV and the winding LW of the three-phase AC motor 10 are connected in common is connected to the connection point of the capacitor C1 and the capacitor C2.
  • the capacitor C1 and the capacitor C2 balance the neutral point O in the three-phase AC motor 10, which becomes unbalanced when operated in two phases with the inverter 8, in the same manner as when operated with a normal three-phase inverter. It is
  • the rectifier circuit 9 rectifies, for example, three-phase AC U-phase, V-phase and W-phase AC currents supplied from a commercial power supply, generates a DC voltage of a predetermined voltage value, and outputs it to the inverter 8 .
  • the three-phase AC motor 10 can be driven by only the two U-phase and V-phase two phases. It is.
  • a total of six switching elements two each for each of the U phase, V phase and W phase, have been required.
  • the three-phase AC motor 10 can be driven by four switching elements, and the price of the inverter 8 can be reduced.
  • the failure rate of the inverter 8 can be reduced as compared to the case of six switching elements.
  • a failure mode in which the three-phase AC motor 10 is driven by using a two-phase winding by software or the like is set in advance.
  • the three-phase AC motor 10 is operated in the normal mode.
  • any switching element of a conventional three-phase inverter is broken, the winding of the three-phase AC motor 10 connected to the broken switching element is opened.
  • Switch to failure mode using two-phase winding other than open one by software etc. Thereby, it is possible to prevent a state in which the machine is suddenly stopped.
  • the switching element connected to the terminal 10W of the W-phase winding fails, the terminal 10W is brought into an open state, and the transition from the normal mode to the failure mode occurs.
  • each of the U phase and the V phase is driven by the switching elements SW11, SW12, SW21, and SW22 like the inverter 8 to rotate the three-phase AC motor 10.
  • the configuration in which the W-phase winding in the three-phase AC motor 10 is not used has been described, but it may be configured not to use either U-phase or V-phase winding.
  • the three-phase AC motor 10 is driven only by the V-phase and W-phase windings without using the U-phase windings of the three-phase AC motor 10, each of the following equations (7) and (8)
  • the first conversion unit 13 and the second conversion unit 15 perform coordinate conversion of the signal.
  • Each of v ⁇ is coordinate-transformed into voltage value v ⁇ 120 and voltage value V ⁇ 120 which are control values in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system.
  • the first conversion unit 13 and the second conversion unit 15 perform coordinate conversion of the signal.
  • Each of v ⁇ is coordinate-transformed into voltage value v ⁇ 120 and voltage value V ⁇ 120 which are control values in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system.
  • the coordinate conversion is performed on each of the current value i ⁇ and the current value i ⁇ which are measurement values in the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • Eqs. (3) and (6) which are coordinate transformation matrices when the W-phase winding is not used
  • Eqs. (7) and (7) which are coordinate transformation matrices when the U-phase winding is not used
  • Equation of each of the equation (8) and the equations (9) and (10), which is a coordinate transformation matrix in the case where the V-phase winding is not used will be described.
  • the derivation of the transformation matrices (1) and (5) to the mutual coordinate system of the ⁇ - ⁇ coordinate system and the ⁇ - ⁇ coordinate system will be described.
  • FIG. 5 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system and the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • each of current value i ⁇ and current value i ⁇ of ⁇ - ⁇ coordinate system is current value i ⁇ and current in ⁇ - ⁇ coordinate system respectively according to the following equations (11) and (12): The correspondence with each value i ⁇ is shown.
  • Equation (13) The matrix on the right side of the equation (13) is a transformation matrix which transforms the ⁇ - ⁇ coordinate system into the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • equation (5) which is the coordinate conversion matrix C ⁇ 2 ⁇ described above .
  • equation (14) which is the inverse matrix of equation (13), is a transformation matrix for transforming the ⁇ - ⁇ coordinate system into the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • equation (1) which is the coordinate conversion matrix C ⁇ 2 ⁇ described above , is obtained.
  • FIG. 6 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system and the ⁇ 120- ⁇ 120 (W-phase missing phase) coordinate system.
  • the axis of ⁇ w indicates the coil (winding) direction of the V phase
  • the axis of ⁇ w indicates the coil direction of the U phase.
  • each of the U-phase and V-phase are possible control, and the axes of the respective coil and the alpha w and beta w.
  • the axis of ⁇ and the axis of ⁇ w are in the same direction.
  • each of current value i ⁇ and current value i ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system is the current value i ⁇ w and the current value i ⁇ w in the W-phase open phase coordinate system by the following equations (15) and (16) respectively.
  • the corresponding relation with each current value i ⁇ w is shown.
  • the matrix on the right side of the above equation (17) is a transformation matrix for transforming the ⁇ - ⁇ coordinate system into the W-phase space coordinate system, and corresponds to the equation (2) already described.
  • This matrix is defined as a coordinate transformation matrix C ⁇ 2w .
  • the following equation (18), which is an inverse matrix of the equation (17), is a transformation matrix for transforming the W phaseless coordinate system into the ⁇ - ⁇ coordinate system, and corresponds to the equation (4) already described .
  • This matrix is defined as a coordinate transformation matrix C w2 ⁇ .
  • the transformation matrix C ⁇ 2 w is an equation similar to the equation (3) described above.
  • the W-phase open phase coordinate system is converted to the ⁇ - ⁇ coordinate system by multiplying the coordinate conversion matrix C ⁇ 2 ⁇ on the right side of the above-described equation (13) by the coordinate conversion matrix C w2 ⁇ of equation (18)
  • the transformation matrix C w2 ⁇ is an equation similar to the equation (6) described above.
  • the equations (19) and (20) are in inverse matrix relation to each other.
  • FIG. 7 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system and the ⁇ 120- ⁇ 120 (U-phase missing phase) coordinate system.
  • the axis of ⁇ u indicates the coil (winding) direction of V phase, and the axis of ⁇ u indicates the coil direction of W phase.
  • each of the V phase and the W phase can be controlled, and the coordinate axes of the respective coils are ⁇ u and ⁇ u .
  • each of current value i ⁇ and current value i ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system is the current value i ⁇ u and the current value i ⁇ u in the U-phase open phase coordinate system respectively by the following equations (21) and (22) The correspondence with each of the current values i ⁇ u is shown.
  • the matrix on the right side of the above equation (23) is a transformation matrix that transforms the ⁇ - ⁇ coordinate system into the U-phase space coordinate system. This matrix is defined as a coordinate transformation matrix C ⁇ 2u .
  • the following equation (24), which is the inverse matrix of the equation (23), is a transformation matrix for transforming the U-phase phaseless coordinate system into the ⁇ - ⁇ coordinate system, and is defined as a coordinate transformation matrix C u2 ⁇ .
  • the transformation matrix C u2 ⁇ is an equation similar to the equation (8) described above.
  • the equations (25) and (26) have an inverse matrix relation to each other.
  • FIG. 8 is a diagram showing the correspondence between the ⁇ - ⁇ coordinate system and the ⁇ 120- ⁇ 120 (V-phase missing phase) coordinate system.
  • the axis of the beta V represents the coil (winding) direction of U-phase
  • the axis of the alpha v represents the coil direction of W-phase.
  • each of the U-phase and W-phase are possible control, and the axes of the respective coils as the alpha v and beta v.
  • each of current value i ⁇ and current value i ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system is the current value i ⁇ v and the current value i ⁇ v in the V-phase open phase coordinate system respectively by the following equations (27) and (28) The correspondence with each of the current values i ⁇ v is shown.
  • the matrix on the right side of the above equation (29) is a transformation matrix for transforming the ⁇ - ⁇ coordinate system into the V-phase space coordinate system, and is defined as a coordinate transformation matrix C ⁇ 2v .
  • the following equation (30), which is the inverse matrix of equation (29), is a transformation matrix that transforms the V-phase lossy coordinate system into the ⁇ - ⁇ coordinate system. This matrix is defined as a coordinate transformation matrix C v2 ⁇ .
  • the transformation matrix C ⁇ 2v is an equation similar to the equation (9) described above.
  • a coordinate transformation matrix C Arufa2ganma on the right side of the above-mentioned (13), converting (30) by multiplying the coordinate transformation matrix C V2arufa of formula, a gamma-[delta] coordinate system V Aiketsu phase coordinate system, the following A conversion matrix C v2 ⁇ of equation (32) shown in is generated.
  • the transformation matrix C v2 ⁇ is an equation similar to the equation (10) described above. Equations (31) and (32) have an inverse matrix relationship with each other.
  • FIG. 9 is a schematic block diagram showing a configuration example of an induction motor control apparatus according to a second embodiment of the present invention. Similar to the first embodiment, the second embodiment shows a configuration in which a three-phase AC motor is controlled by two-phase AC signals.
  • AC signals supplied to terminals of two phases of a three-phase AC motor are calculated from command values of the ⁇ - ⁇ coordinate system indicating control of three-phase AC, three U-phase, V-phase and W-phase.
  • the control values of all the phases are generated, and the three-phase control values are converted into two-phase AC signals in the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system that controls the driving of the three-phase AC motor 10.
  • the drive control of the three-phase AC motor 10 is described by controlling the two phases of the U-phase and the V-phase without using the W-phase of the three-phase AC motor.
  • the phase not to be used is not limited to the W phase, and may be any one of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the induction motor control device of the second embodiment includes a ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 21, a current control unit 22, a third conversion unit 23, a fourth conversion unit 24, a control signal generation unit 25, A speed control unit 26 and a fifth conversion unit 27 are provided.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 21 has the same configuration as the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 11 in the first embodiment, and the external device (not shown) rotates the three-phase AC motor 10.
  • Each of the effective magnetic flux ⁇ and the torque command value T is input as the command value of
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 21 generates the three-phase AC motor 10 by the effective magnetic flux ⁇ which is a command value, the torque command value T supplied from the speed control unit 26, and the rotating magnetic field direction ⁇ of the rotor.
  • the current control unit 22 has a configuration similar to that of the current control unit 12 in the first embodiment, and the current value i ⁇ and the current value i ⁇ that are command values from the ⁇ - ⁇ coordinate system command value generation unit 21
  • the rotational magnetic field direction ⁇ of the rotor and each of the current value i S ⁇ and the current value i S ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system actually measured in the phase AC motor 10 are input.
  • the current control unit 22 the difference between the current value i gamma and the current value i S [gamma], and the difference between the current value i [delta] and the current value i Esuderuta, and the rotating magnetic field direction ⁇ of the rotor, indicated by the gamma-[delta] coordinate system , and generates a voltage value v gamma voltage value v [delta] is a command value for controlling the three-phase AC motor 10.
  • the third conversion unit 23 determines the three-phase command value of the fixed coordinate system from the voltage value v ⁇ , which is the two-phase command value in the ⁇ - ⁇ coordinate system, and the voltage value v ⁇ according to equation (33) shown below
  • the voltage value v u , the voltage value v v, and the voltage value v w are converted.
  • the fourth conversion unit 24 converts each of the voltage value v u , the voltage value v v and the voltage value v w into the ⁇ 120- ⁇ 120 (W-phase open phase) coordinate system by the following equation (34).
  • Each of the voltage value v u , the voltage value v v and the voltage value v w of the command value in the three-phase AC is converted into AC voltages v ⁇ 120 and v ⁇ 120 of the command value in the two-phase AC.
  • each of the AC voltage v u , AC voltage v v and AC voltage v w in each of the U phase, V phase and W in the three-phase AC in equation (34) It is expressed by the equation.
  • AC voltages v ⁇ 120 and v ⁇ 120 of the U phase and the V phase in the two-phase alternating current shown in the following equation (36) are generated.
  • the control signal generation unit 25 has a configuration similar to that of the control signal 14 of the first embodiment, and based on the voltage v ⁇ 120 and the voltage value v ⁇ 120 supplied from the fourth conversion unit 24, the switching element SW 11 in the inverter 8. , SW12, SW21 and SW22 are respectively generated control signals S11, S12, S21 and S22.
  • the speed control unit 26 has the same configuration as the speed control unit 16 in the first embodiment, and the rotational speed ⁇ , which is a command value, is compared with the actually measured rotational speed FB of the motor 10. Output a torque command value T.
  • the rotation speed FB is measured by a rotation detection sensor (not shown) provided in the three-phase AC motor 10, and is output from the rotation detection sensor to the speed control unit 26.
  • the fifth conversion unit 27 has the same configuration as the second conversion unit 15 in the first embodiment.
  • the fifth conversion unit 27 converts each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 which are measured values in the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system into the current value i ⁇ and the current value i in the ⁇ - ⁇ coordinate system according to the following conversion equation. Convert to ⁇ and respectively.
  • each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 which are measured values is a current sensor (not shown) that flows through the U-phase winding and the V-phase winding of the three-phase AC motor 10. It is the measured current value.
  • the fifth conversion unit 27 performs coordinate conversion from the ⁇ 120- ⁇ 120 coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system according to the equation (4) which has already described each of the current value i ⁇ and the current value i ⁇ which are measured values ( 5) Coordinate conversion from the ⁇ - ⁇ coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system by the equation is performed.
  • the fifth conversion unit 27 converts each of the current value i ⁇ 120 and the current value i ⁇ 120 , which are measured values, from the ⁇ 120 - ⁇ 120 coordinate system to the ⁇ - ⁇ coordinate system according to equation (6).
  • the three-phase AC motor 10 can be driven by only the two U-phase and V-phase two phases. It is.
  • a total of six switching elements two each for each of the U phase, V phase and W phase, have been required.
  • four switching elements can be driven, and the price of the inverter 8 can be reduced.
  • the failure rate of the inverter 8 can be reduced.
  • the following operation is possible as in the first embodiment. Operate the three-phase AC motor in the normal mode. When any switching element of a conventional three-phase inverter is broken, the winding of the three-phase AC motor connected to the broken switching element is opened. It switches to the preset failure mode which drives a three-phase alternating current motor using two-phase winding other than the winding made open by software etc. Thereby, it is possible to prevent a state in which the machine is suddenly stopped. For example, in a normal three-phase inverter, when the switching element connected to the terminal of the W-phase winding fails, the terminal of the W-phase winding is opened, and the transition from the normal mode to the failure mode occurs. In the failure mode, as described above, each of the U-phase and V-phase is driven by the switching elements SW11, SW12, SW21 and SW22 like the inverter 8 to rotate the three-phase AC motor.
  • Program computer for realizing the function of converting the command value of three-phase alternating current into the command value of two-phase alternating current by the induction motor control device of FIG. 1 and FIG.
  • the computer program may be read and executed to convert the three-phase AC command value into a two-phase AC command value.
  • the “computer system” mentioned here includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • the "computer system” also includes a homepage providing environment (or display environment) if the WWW system is used.
  • the “computer-readable recording medium” means a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time, like a communication line in the case of transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • the volatile memory in the computer system which is the server or the client in that case, and the one that holds the program for a certain period of time is also included.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be realized in combination with the program already recorded in the computer system.
  • the induction motor control method and the induction motor control device described above since the three-phase induction motor (for example, the three-phase AC motor) is driven by only two phases, the price of the inverter for driving is reduced and the two-phase AC It is possible to provide an induction motor control method and an induction motor control device capable of reducing the failure rate to the same level as the motor inverter.
  • the three-phase induction motor for example, the three-phase AC motor

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Abstract

　所定の座標変換行列式により、三相の巻線に供給する平衡三相交流信号を与える第１指令値を、三相の場合と同様の平衡回転磁界を生成させる二相の巻線に供給する二相交流信号を与える第２指令値に変換する。第２指令値から、その二相交流信号を生成するインバータを駆動する制御信号を生成する。インバータが制御信号により生成する二相交流信号を三相誘導電動機における二相の巻線に供給し、三相誘導電動機を駆動させる。

Description

誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置
　本発明は、三相交流の誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置に関する。
　本願は、２０１３年１１月１５日に、日本に出願された特願２０１３－２３６９４６号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　従来、三相交流の誘導電動機、例えば三相交流モータの駆動は、３レグ構造のインバータにより行っている。この３レグ構造のインバータは、レグが１個あたりに２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング素子が必要である。
　インバータは、３レグ構造であり、６個のスイッチング素子のオン／オフ動作により、三相交流モータのベクトル制御を実現している（例えば、特許文献１、特許文献２及び特許文献３参照）。ベクトル制御は、トルク生成電流成分と磁束生成電流とに分離し、それぞれを独立に制御する。
　上述した各特許文献においては、三相全てに適切な駆動電流が供給されることにより、瞬時空間電流ベクトルを形成し、三相交流モータの駆動を行っている。
特開昭５９－４９７９７号公報 特開昭６０－１２１９８２号公報 特開平７－１１５７９９号公報
　しかしながら、三相交流モータの駆動を行うインバータにおいて、ＩＧＢＴ及びこのＩＧＢＴを制御するための制御回路の価格が、三相交流モータを使用する装置の価格の大きな部分を占めている。
　三相交流モータを駆動するインバータは、３レグ構造であり、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を６個用いているため、２レグ構造のスイッチング素子が４個の二相交流モータのインバータに比較すると故障率が高い。
　本発明は、三相交流モータの駆動を行うインバータの価格を低下させ、かつ二相交流モータのインバータと同様な故障率まで低減できる誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置を提供する。
　本発明の第一の態様によれば、誘導電動機制御方法は、三相誘導電動機を構成する三相の巻線のうち二相の巻線のみへ電流を供給し、前記三相誘導電動機を駆動する制御方法であって、所定の座標変換行列式により、前記三相の巻線に供給する平衡三相交流信号を与える第１指令値を、三相の場合と同様の平衡回転磁界を生成させる前記二相の巻線に供給する二相交流信号を与える第２指令値に変換する変換過程と、前記第２指令値から、前記二相の巻線に供給する前記二相交流信号を生成するインバータを駆動する制御信号を生成する過程と、前記インバータが前記制御信号により生成する前記二相交流信号を前記三相誘導電動機における前記二相の巻線に供給し、前記三相誘導電動機を駆動させる駆動過程とを有する。
　本発明の第二の態様によれば、前記第一の態様に係る誘導電動機制御方法において、前記座標変換行列が、γ－δ座標系における前記第１指令値を、前記二相の巻線の各々の位相角の軸に対応した二相座標系における前記第２指令値に変換する行列であり、γ－δ座標系をα－β座標系に変換する第１座標変換行列と、α－β座標系を前記二相座標系に変換する第２変換行列から生成されている。
　本発明の第三の態様によれば、前記三相誘電電動機における三相のうちＷ相を用いずに、Ｕ相及びＶ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、後述する（３）式に示す前記座標変換行列を用いてもよい。
　本発明の第四の態様によれば、前記三相誘電電動機における三相のうちＵ相を用いずに、Ｖ相及びＷ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、後述する（７）式に示す前記座標変換行列を用いてもよい。
　本発明の第五の態様によれば、前記三相誘電電動機における三相のうちＶ相を用いずに、Ｕ相及びＷ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、後述する（９）式に示す前記座標変換行列を用いてもよい。
　本発明の第六の態様によれば、前記誘導電動機制御方法において、前記座標変換行列が、γ－δ座標系における前記第１指令値を前記三相の巻線の各々に駆動電流を印加する第３指令値に変換する第３変換行列と、前記第３指令値を前記二相の巻線の各々の位相角の軸に対応した二相座標系における前記第２指令値に変換する第４変換行列から構成されている。
　本発明の第七の態様によれば、前記第３変換行列が後述する（３３）式であり、前記第４変換行列が後述する（３４）式である。
　本発明の第八の態様によれば、誘導電動機制御装置は、三相誘導電動機を構成する三相の巻線のうち二相の巻線のみへ電流を供給し、前記三相誘導電動機を駆動する誘導電動機制御装置であって、所定の座標変換行列式により、前記三相の巻線に供給する平衡三相交流信号を与える第１指令値を、三相の場合と同様の平衡回転磁界を生成させる前記二相の巻線に供給する二相交流信号を与える第２指令値に変換する座標変換部と、前記第２指令値から、前記二相の巻線に供給する前記二相交流信号を生成する制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号により生成した前記二相交流信号を、前記三相誘導電動機における前記二相の巻線に供給し、前記三相誘導電動機を駆動させるインバータとを有する。
　上述した誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置によれば、三相誘導電動機（例えば、三相交流モータ）を二相のみにより駆動させるため、駆動を行うインバータの価格を低下させ、かつ二相交流モータのインバータと同様な故障率まで低減することができる。
本発明の第１の実施形態による誘導電動機制御装置の構成例を示す概略ブロック図である。 γ－δ座標系（γ軸及びδ軸からなる座標系）とα－β座標系（α軸及びβ軸からなる座標系）との対応関係を示す図である。 α－β座標系（α軸及びβ軸からなる座標系）とα１２０－β１２０座標系（α１２０軸及びβ１２０軸からなる座標系）との対応関係を示す図である。 三相交流モータ１０を駆動する、本実施形態におけるインバータ８の構成例を示す図である。 γ－δ座標系とα－β座標系との対応関係を示す図である。 α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｗ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。 α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｕ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。 α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｖ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。 この発明の第２の実施形態による誘導電動機制御装置の構成例を示す概略ブロック図である。
　＜第１の実施形態＞
　以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、この発明の第１の実施形態による誘導電動機制御装置の構成例を示す概略ブロック図である。この第１の実施形態では、三相誘導電動機である三相交流モータ（後述する三相交流モータ１０）における三相の巻線（ステータの巻線）のうち二相の巻線のみを用いる。誘導電動機制御装置は、この二相の巻線に対して、三相の指令値を座標変換行列により二相に変換した指令値に対応する交流信号を生成する。誘導電動機制御装置は、生成した交流信号を三相交流モータ１０の二相の巻線に供給し、三相の巻線に対してそれぞれ交流信号を与えた場合と同様の回転磁界を発生させる。この回転磁界は、三相誘導電動機における三相の巻線に対し、平衡三相交流電圧を印加した場合における平衡回転磁界である。本実施形態は、三相交流モータ１０の二相の巻線のみに駆動電流を流す制御により、三相で制御した場合と同様の等速回転によりロータを回転させる誘導電動機制御装置の構成を提供する。
　本実施形態においては、三相交流モータ１０の２つの相の端子に供給する交流信号を、三相交流の制御を示すγ－δ座標系の指令値から、α－β座標系を介さず直接に、三相交流モータ１０の駆動を制御するα１２０－β１２０座標系の２相の交流信号に変換する構成を特徴としている。本実施形態においては、三相交流モータ１０のＷ相を用いずに、Ｕ相及びＶ相の２相を制御することにより、三相交流モータ１０の駆動を制御する構成について説明している。しかしながら、使用しない相は、Ｗ相だけに限られるものではなく、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１個であれば良い。
　ここで、γ－δ座標系は、二次側鎖交磁束方向をγ軸とした座標系である。δは、磁極位置と二次側鎖交磁束軸との変位角である磁極角である。
　α－β座標系は、直交２相座標系であり、直交するα軸とβ軸とに対して、α軸とＵ相軸を合うように配置し、固定子巻線に三相電流ｉa、ｉb、ｉcがそれぞれ流れている状態を二相座標系のα軸、β軸で表現している。
　α１２０－β１２０座標系は、ａ相（Ｕ相）の０［ｄｅｇ］をα１２０軸に対応させ、ｂ相（Ｖ相）の１２０［ｄｅｇ］をβ１２０軸に対応させた、二相の巻線の各々の位相角の軸に対応した二相座標系である。すなわち、α１２０－β１２０座標系は、Ｕ相及びＶ相に対して平衡磁界を発生させる駆動電流の電流制御を行うため、後述するインバータ（インバータ８）におけるスイッチング素子を駆動する電圧を示す二相座標系である。上述したように、α１２０－β１２０座標系は、三相の巻線に対して平衡三相交流を供給した場合と同様に、二相の巻線の電流制御のみで平衡回転磁界を発生させるために、平衡三相交流の電圧値を二相の巻線に印加する電圧値（あるいは電流値）に変換する座標系である。
　図１において、第１の実施形態の誘導電動機制御装置は、γ－δ座標系指令値生成部１１、電流制御部１２、第１変換部１３、制御信号生成部１４、第２変換部１５及び速度制御部１６を備えている。
　γ－δ座標系指令値生成部１１は、外部装置（不図示）から、三相交流モータ１０の回転の指令値として、有効磁束φとトルク指令値Ｔとの各々が入力される。γ－δ座標系指令値生成部１１は、指令値である有効磁束φと、速度制御部１６から供給されるトルク指令値Ｔと、回転磁界方向θとにより、三相交流モータ１０の制御を行う指令値である、γ－δ座標系で示される電流値ｉγ及び電流値ｉδとを生成する。
　電流制御部１２は、γ－δ座標系指令値生成部１１から指令値である電流値ｉγ及び電流値ｉδと、三相交流モータ１０において実測されたγ－δ座標系における電流値ｉＳγ及び電流値ｉＳδとの各々、及び回転磁界方向θが入力される。電流制御部１２は、電流値ｉγと電流値ｉＳγとの差、及び電流値ｉδと電流値ｉＳδとの差、及びロータの回転磁界方向θにより、γ－δ座標系で示される、三相交流モータ１０を制御する指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとを生成する。
　第１変換部１３は、γ－δ座標系における指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとの各々を以下の変換式により、α１２０－β１２０座標系における指令値である電圧ｖα１２０と電圧値ｖβ１２０とにそれぞれ変換する。
　ここで、第１変換部１３は、指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとの各々を、以下の（１）式によるγ－δ座標系からα－β座標系への座標変換と、（２）式によるα－β座標系からα１２０－β１２０座標系への座標変換を行う。ここで、第１変換部１３は、指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとの各々を、γ－δ座標系からα１２０－β１２０座標系への変換を（３）式により行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　（１）式の示す座標変換行列Ｃγ２αにより、γ－δ座標系における指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとの各々が、α－β座標系における指令値である電圧ｖαと電圧値ｖβとのそれぞれに変換される。
　図２は、γ－δ座標系（γ軸及びδ軸からなる座標系）とα－β座標系（α軸及びβ軸からなる座標系）との対応関係を示す図である。この図２において、電流値の座標変換が示されているが、電圧値でも同様の座標変換の対応関係にある。角度θは、原点Ｏを回転中心とした場合におけるγ－δ座標系のα－β座標に対する回転角を示している。
　図１に戻り、（２）式の示す座標変換行列Ｃα２α１２０により、α－β座標系における指令値である電圧値ｖαと電圧値ｖβとの各々が、α１２０－β１２０座標系における指令値である電圧ｖα１２０と電圧値ｖβ１２０とのそれぞれに変換される。
　図３は、α－β座標系（α軸及びβ軸からなる座標系）とα１２０－β１２０座標系（α１２０軸及びβ１２０軸からなる座標系）との対応関係を示す図である。座標軸α及び座標軸α１２０とは同一の軸となっている。この図３において、電流値の座標変換が示されているが、電圧値でも同様の座標変換の対応関係にある。角度θは、１２０度であり、原点Ｏを中心とした場合におけるα１２０軸とβ１２０軸とのなす角度を示している。
　図１に戻り、したがって、（３）式の示す座標変換行列Ｃγ２α１２０は、（１）の座標変換行列Ｃγ２αと、（２）の座標変換行列Ｃα２α１２０とを乗算したものであり、γ－δ座標系からα１２０－β１２０座標系へ、一括して座標変換する式である。
　第１変換部１３は、座標変換した結果の電圧値ｖα１２０及び電圧値ｖβ１２０の各々を制御信号生成部１４に対して出力する。
　制御信号生成部１４は、第１変換部１３から供給される電圧ｖα１２０と電圧値ｖβ１２０とに基づき、後述するインバータ（インバータ８）におけるスイッチング素子の各々を制御するための制御信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２の各々を生成する。制御信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２の各々は、電圧ｖα１２０と電圧値ｖβ１２０とに対応した駆動電流を三相交流モータ１０のＵ相及びＶ相の巻線の各々に流す、インバータにおけるスイッチング素子の各々を駆動する制御信号である。
　第２変換部１５は、α１２０－β１２０座標系における測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々を以下の変換式により、γ－δ座標系における電流値ｉαと電流値ｉβとにそれぞれ変換する。ここで、測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々は、三相交流モータ１０のＵ相の巻線、Ｖ相の巻線それぞれに流れる電流値を不図示の電流センサにより測定した電流値である。
　ここで、第２変換部１５は、測定値である電流値ｉαと電流値ｉβとの各々を以下の（４）式によるα１２０－β１２０座標系からα－β座標系への座標変換と、（５）式によるα－β座標系からγ－δ座標系への座標変換を行う。ここで、第２変換部１５は、測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々を、α１２０－β１２０座標系からγ－δ座標系への変換を（６）式により行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　（４）式の示す座標変換行列Ｃα１２０２αにより、α１２０－β１２０座標系における測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々が、α－β座標系における測定値である電流値ｉαと電流値ｉβとのそれぞれに変換される。
　（５）式の示す座標変換行列Ｃα２γにより、α－β座標系における測定値である電流値ｉαと電流値ｉβとの各々が、γ－δ座標系における測定値である電流値ｉＳγと電流値ｉＳδとのそれぞれに変換する。
　したがって、（６）式の示す座標変換行列Ｃα１２０２γは、（４）の座標変換行列Ｃα１２０２αと、（５）の座標変換行列Ｃα２γとを乗算したものであり、α１２０－β１２０座標系からγ－δ座標系へ、一括して座標変換する式である。
　第２変換部１５は、座標変換した結果の電流値ｉＳγ及び電流値ｉＳδの各々を電流制御部１２に対して出力する。
　速度制御部１６は、指令値である回転速度ωと、三相交流モータ１０の実測の回転速度ＦＢとが比較され、その差を０とするトルク指令値Ｔを出力する。ここで、回転速度ＦＢは、三相交流モータ１０に設けられた図示しない回転検出センサにより測定され、この回転検出センサから速度制御部１６に出力される。
　次に、図４は、三相交流モータ１０を駆動する、本実施形態におけるインバータ８の構成例を示す図である。
　インバータ８は、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１及びＳＷ２２の各々から構成されている。スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１及びＳＷ２２の各々は、例えばＩＧＢＴである。スイッチング素子ＳＷ１１及びＳＷ１２は直列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１及びＳＷ２２は直列に接続されている。直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１及びＳＷ１２と、直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ２１及びＳＷ２２とは並列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１１は、ゲートに制御信号Ｓ１１が供給されている。スイッチング素子ＳＷ１２は、ゲートに制御信号Ｓ１２が供給されている。スイッチング素子ＳＷ２１は、ゲートに制御信号Ｓ２１が供給されている。スイッチング素子ＳＷ２２は、ゲートに制御信号Ｓ２２が供給されている。
　スイッチ素子ＳＷ１１及びＳＷ１２の接続点は、三相交流モータ１０におけるＵ相の巻線ＬＵの一端と接続する端子１０Ｕに接続されている。スイッチ素子ＳＷ２１及びＳＷ２２の接続点は、三相交流モータ１０におけるＶ相の巻線ＬＶの一端と接続する端子１０Ｖに接続されている。三相交流モータ１０におけるＷ相の巻線ＬＷの一端と接続する端子１０Ｗはオープン状態となっている。インバータ８には、直列に接続されたコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２が、後述する整流回路９から供給されるＤＣ電圧の入力端子間に介挿されている。このコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２は通常の三相インバータにも実装されている。ここで、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の各々は、同様の容量値を有している。これにより、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の接続点の電圧は、整流回路９から供給されるＤＣ電圧の電圧値の１／２の電圧値となっている。コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の接続点には、三相交流モータ１０の巻線ＬＵ、巻線ＬＶ及び巻線ＬＷの各々の他端が共通に接続された中性点Ｏが接続されている。このコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２とにより、インバータ８で二相で動作させた場合に非平衡となる三相交流モータ１０における中性点Ｏを、通常の三相インバータで動作させたときと同様に平衡化させている。
　整流回路９は、例えば、商用電源から供給される三相交流のＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流電流を整流し、所定の電圧値のＤＣ電圧を生成し、インバータ８に対して出力する。
　上述したように、本実施形態は、三相交流モータ１０におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち、Ｕ相及びＶ相の２相のみにより、この三相交流モータ１０を駆動することが可能である。これにより、従来であれば、三相交流モータ１０を駆動するために、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各々に２個ずつ、計６個のスイッチング素子が必要であったが、本実施形態によれば、駆動するのがＵ相及びＶ相の巻線のみであるため、４個のスイッチング素子で三相交流モータ１０を駆動でき、インバータ８の価格を低減することができる。
　本実施形態によれば、インバータ８におけるスイッチング素子の数が減少するため、インバータ８の故障率を、スイッチング素子が６個の場合に比較して低減させることができる。
　本実施形態によれば、以下のような動作が可能である。予めソフトウェアなどで２相の巻線を用いて三相交流モータ１０を駆動させる故障モードを、設定しておく。通常モードで三相交流モータ１０を動作させる。通常の三相インバータのいずれかのスイッチング素子が壊れた場合、壊れたスイッチング素子に接続されている三相交流モータ１０の巻線をオープンとする。ソフトウェアなどにより、オープンとした巻線以外の２相の巻線を用いる故障モードに切り替える。これにより、突発的に機械を停止させる状態を防止することができる。例えば、通常の三相インバータにおいて、Ｗ相の巻線の端子１０Ｗに接続されるスイッチング素子が故障した場合、端子１０Ｗをオープン状態とし、通常モードから故障モードに遷移する。故障モードでは、すでに説明したように、インバータ８のようにスイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２により、Ｕ相及びＶ相の各々を駆動し、三相交流モータ１０を回転させる。
　上述した本実施形態の場合、三相交流モータ１０におけるＷ相の巻線を使用しない構成を説明したが、Ｕ相あるいはＶ相のいずれか一方の巻線を使用しない構成としても良い。
　三相交流モータ１０のＵ相の巻線を使用せず、Ｖ相及びＷ相の巻線のみにより、三相交流モータ１０を駆動する場合、以下の（７）式及び（８）式の各々により、第１変換部１３及び第２変換部１５が信号の座標変換を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　すなわち、第１変換部１３は、（７）式に示す座標変換の行列式（Ｃγ２ｕ＝Ｃγ２α１２０）を用いた処理により、γ－δ座標系における指令値である電圧値ｖγ及び電圧値ｖδの各々を、α１２０－β１２０座標系における制御値である電圧値ｖα１２０及び電圧値Ｖβ１２０それぞれに座標変換する。第２変換部１５は、（８）式に示す座標変換の行列式（Ｃｕ２γ＝Ｃα１２０２γ）を用いた処理により、α１２０－β１２０座標系における測定値である電流値ｉα１２０及び電流値ｉβ１２０の各々を、γ－δ座標系における測定値である電流値ｉγ及び電流値ｉδそれぞれに座標変換する。
　三相交流モータ１０のＶ相の巻線を使用せず、Ｕ相及びＷ相の巻線のみにより、三相交流モータ１０を駆動する場合、以下の（９）式及び（１０）式の各々により、第１変換部１３及び第２変換部１５が信号の座標変換を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　すなわち、第１変換部１３は、（９）式に示す座標変換の行列式（Ｃγ２ｖ＝Ｃγ２α１２０）を用いた処理により、γ－δ座標系における指令値である電圧値ｖγ及び電圧値ｖδの各々を、α１２０－β１２０座標系における制御値である電圧値ｖα１２０及び電圧値Ｖβ１２０それぞれに座標変換する。第２変換部１５は、（１０）式に示す座標変換の行列式（Ｃｖ２γ＝Ｃα１２０２γ）を用いた処理により、α１２０－β１２０座標系における測定値である電流値ｉα１２０及び電流値ｉβ１２０の各々を、γ－δ座標系における測定値である電流値ｉγ及び電流値ｉδそれぞれに座標変換する。
　次に、Ｗ相の巻線を用いない場合の座標変換行列である（３）式及び（６）式と、Ｕ相の巻線を用いない場合の座標変換行列である（７）式及び（８）式と、Ｖ相の巻線を用いない場合の座標変換行列である（９）式及び（１０）式との各々の導出を説明する。
　まず、γ－δ座標系とα－β座標系との相互の座標系への変換行列（１）式及び（５）式の導出について説明する。
　図５は、γ－δ座標系とα－β座標系との対応関係を示す図である。この図５において、γ－δ座標系の電流値ｉγ及び電流値ｉδの各々は、以下の（１１）式、（１２）式それぞれにより、α－β座標系における電流値ｉα及び電流値ｉβそれぞれとの対応関係を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
（１１）式及び（１２）式を整理すると、以下の（１３）式が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上記（１３）式の右辺の行列は、α－β座標系をγ－δ座標系に変換する変換行列である。これにより、すでに説明した座標変換行列Ｃα２γである（５）式が求められた。
　（１３）式の逆行列である、以下に示す（１４）式は、γ－δ座標系をα－β座標系に変換する変換行列である。これにより、すでに説明した座標変換行列Ｃγ２αである（１）式が求められた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　次に、Ｗ相の巻線を用いず、Ｕ相及びＶ相の各々の巻線を用いた場合におけるγ－δ座標系とα１２０－β１２０（Ｗ相欠相）座標系との相互の座標系への変換行列（３）式及び（６）式の導出について説明する。本実施形態においては、欠相とは三相交流において制御に使用しない相を示している。
　図６は、α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｗ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。βｗの軸はＶ相のコイル（巻線）方向を示し、αｗの軸はＵ相のコイル方向を示している。Ｗ相欠相状態の場合、Ｕ相及びＶ相の各々が制御可能であり、それぞれのコイルの座標軸をαｗとβｗとしている。αの軸とαｗとの軸は、方向が一致している。
　この図６において、α－β座標系の電流値ｉα及び電流値ｉβの各々は、以下の（１５）式、（１６）式それぞれにより、Ｗ相欠相座標系における電流値ｉαｗ及び電流値ｉβｗそれぞれとの対応関係を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　（１５）式及び（１６）式を整理すると、以下の（１７）式が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　上記（１７）式の右辺の行列は、α－β座標系をＷ相欠相座標系に変換する変換行列であり、すでに説明した（２）式に対応している。この行列を、座標変換行列Ｃα２ｗとして定義する。
　（１７）式の逆行列である、以下に示す（１８）式は、Ｗ欠相座標系をα－β座標系に変換する変換行列であり、すでに説明した（４）式に対応している。この行列を、座標変換行列Ｃｗ２αとして定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　上述した（１４）式の座標変換行列Ｃγ２αと、（１７）式の右辺の座標変換行列Ｃα２ｗとを乗算することにより、γ－δ座標系をＷ相欠相座標系に変換する、以下に示す（１９）式の変換行列Ｃγ２ｗが生成される。この変換行列Ｃγ２ｗは、すでに説明した（３）式と同様な式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　上述した（１３）式の右辺における座標変換行列Ｃα２γと、（１８）式の座標変換行列Ｃｗ２αとを乗算することにより、Ｗ相欠相座標系をγ－δ座標系に変換する、以下に示す（２０）式の変換行列Ｃｗ２γが生成される。この変換行列Ｃｗ２γは、すでに説明した（６）式と同様な式である。（１９）式と（２０）式とは互いに逆行列の関係となっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　次に、Ｕ相の巻線を用いず、Ｖ相及びＷ相の各々の巻線を用いた場合におけるγ－δ座標系とα１２０－β１２０（Ｕ相欠相）座標系との相互の座標系への変換行列（７）式及び（８）式の導出について説明する。
　図７は、α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｕ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。αｕの軸はＶ相のコイル（巻線）方向を示し、βｕの軸はＷ相のコイル方向を示している。Ｕ相欠相状態の場合、Ｖ相及びＷ相の各々が制御可能であり、それぞれのコイルの座標軸をαｕとβｕとしている。
　この図７において、α－β座標系の電流値ｉα及び電流値ｉβの各々は、以下の（２１）式、（２２）式それぞれにより、Ｕ相欠相座標系における電流値ｉαｕ及び電流値ｉβｕそれぞれとの対応関係を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　（２１）式及び（２２）式を整理すると、以下の（２３）式が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　上記（２３）式の右辺の行列は、α－β座標系をＵ相欠相座標系に変換する変換行列である。この行列を、座標変換行列Ｃα２ｕとして定義する。
　（２３）式の逆行列である、以下に示す（２４）式が、Ｕ相欠相座標系をα－β座標系に変換する変換行列であり、座標変換行列Ｃｕ２αとして定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　上述した（１４）式の座標変換行列Ｃγ２αと、（２３）式の右辺の座標変換行列Ｃα２ｕとを乗算することにより、γ－δ座標系をＵ相欠相座標系に変換する、以下に示す（２５）式の変換行列Ｃγ２ｕが生成される。この変換行列Ｃγ２ｕは、すでに説明した（７）式と同様の式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　上述した（１３）式の右辺の座標変換行列Ｃα２γと、（２４）式の座標変換行列Ｃｕ２αとを乗算することにより、Ｕ相欠相座標系をγ－δ座標系に変換する、以下に示す（２６）式の変換行列Ｃｕ２γが生成される。この変換行列Ｃｕ２γは、すでに説明した（８）式と同様の式である。（２５）式と（２６）式とは互いに逆行列の関係となっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　次に、Ｖ相の巻線を用いず、Ｕ相及びＷ相の各々の巻線を用いた場合におけるγ－δ座標系とα１２０－β１２０（Ｖ相欠相）座標系との相互の座標系への変換行列（９）式及び（１０）式の導出について説明する。
　図８は、α－β座標系とα１２０－β１２０（Ｖ相欠相）座標系との対応関係を示す図である。βＶの軸はＵ相のコイル（巻線）方向を示し、αｖの軸はＷ相のコイル方向を示している。Ｖ相欠相状態の場合、Ｕ相及びＷ相の各々が制御可能であり、それぞれのコイルの座標軸をαｖとβｖとしている。
　この図８において、α－β座標系の電流値ｉα及び電流値ｉβの各々は、以下の（２７）式、（２８）式それぞれにより、Ｖ相欠相座標系における電流値ｉαｖ及び電流値ｉβｖそれぞれとの対応関係を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　（２７）式及び（２８）式を整理すると、以下の（２９）式が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　上記（２９）式の右辺の行列は、α－β座標系をＶ相欠相座標系に変換する変換行列であり、座標変換行列Ｃα２ｖとして定義する。
　（２９）式の逆行列である、以下に示す（３０）式は、Ｖ相欠相座標系をα－β座標系に変換する変換行列である。この行列を、座標変換行列Ｃｖ２αとして定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　上述した（１４）式の座標変換行列Ｃγ２αと、（２９）式の右辺の座標変換行列Ｃα２ｖとを乗算することにより、γ－δ座標系をＶ相欠相座標系に変換する、以下に示す（３１）式の変換行列Ｃγ２ｖが生成される。この変換行列Ｃγ２ｖは、すでに説明した（９）式と同様の式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　上述した（１３）式の右辺の座標変換行列Ｃα２γと、（３０）式の座標変換行列Ｃｖ２αとを乗算することにより、γ－δ座標系をＶ相欠相座標系に変換する、以下に示す（３２）式の変換行列Ｃｖ２γが生成される。この変換行列Ｃｖ２γは、すでに説明した（１０）式と同様の式である。（３１）式と（３２）式とは互いに逆行列の関係となっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
＜第２の実施形態＞
　以下、図面を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。図９は、この発明の第２の実施形態による誘導電動機制御装置の構成例を示す概略ブロック図である。この第２の実施形態は、第１の実施形態と同様に、三相交流モータを２相の交流信号により制御する構成を示すものである。本実施形態においては、三相交流モータの２つの相の端子に供給する交流信号を、三相交流の制御を示すγ－δ座標系の指令値から、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の三相全ての制御値を生成し、この三相の制御値を、三相交流モータ１０の駆動を制御するα１２０－β１２０座標系の２相の交流信号に変換する構成を特徴としている。
　本実施形態においては、三相交流モータのＷ相を用いずに、Ｕ相及びＶ相の２相を制御することにより、三相交流モータ１０の駆動を制御する構成で説明している。しかしながら、使用しない相は、Ｗ相だけに限られるものではなく、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１個であれば良い。
　図９において、第２の実施形態の誘導電動機制御装置は、γ－δ座標系指令値生成部２１、電流制御部２２、第３変換部２３、第４変換部２４、制御信号生成部２５、速度制御部２６及び第５変換部２７を備えている。
　γ－δ座標系指令値生成部２１は、第１の実施形態におけるγ－δ座標系指令値生成部１１と同様の構成であり、外部装置（不図示）から、三相交流モータ１０の回転の指令値として、有効磁束φとトルク指令値Ｔとの各々が入力される。γ－δ座標系指令値生成部２１は、指令値である有効磁束φと、速度制御部２６から供給されるトルク指令値Ｔと、ロータの回転磁界方向θとにより、三相交流モータ１０の制御を行う指令値である、γ－δ座標系で示される電流値ｉγ及び電流値ｉδとを生成する。
　電流制御部２２は、第１の実施形態における電流制御部１２と同様の構成であり、γ－δ座標系指令値生成部２１から指令値である電流値ｉγ及び電流値ｉδと、三相交流モータ１０において実測されたγ－δ座標系における電流値ｉＳγ及び電流値ｉＳδとの各々、及びロータの回転磁界方向θが入力される。電流制御部２２は、電流値ｉγと電流値ｉＳγとの差、及び電流値ｉδと電流値ｉＳδとの差、及びロータの回転磁界方向θにより、γ－δ座標系で示される、三相交流モータ１０を制御する指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとを生成する。
　第３変換部２３は、以下に示す（３３）式により、γ－δ座標系における二相の指令値である電圧値ｖγと電圧値ｖδとから、固定座標系の三相の指令値である電圧値ｖｕ、電圧値ｖｖ及び電圧値ｖｗの各々に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　第４変換部２４は、以下に示す（３４）式により、電圧値ｖｕ、電圧値ｖｖ及び電圧値ｖｗの各々を、α１２０－β１２０（Ｗ相欠相）座標系に変換する。三相交流における指令値の電圧値ｖｕ、電圧値ｖｖ及び電圧値ｖｗの各々を、二相交流における指令値の交流電圧ｖα１２０及びｖβ１２０に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　（３４）式における三相交流におけるＵ相、Ｖ相及びＷの各々の交流電圧ｖｕ、交流電圧ｖｖ、交流電圧ｖｗそれぞれは、同期速度と出力トルクが一定のとき、以下の（３５）式で表される。
　（３４）式に（３５）式を代入することにより、以下の（３６）式に示す二相交流におけるＵ相及びＶ相の各々の交流電圧ｖα１２０及びｖβ１２０が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　制御信号成部２５は、第１の実施形態の制御信号１４と同様の構成であり、第４変換部２４から供給される電圧ｖα１２０と電圧値ｖβ１２０とに基づき、インバータ８におけるスイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１及びＳＷ２２の各々を制御するための制御信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２それぞれを生成する。
　速度制御部２６は、第１の実施形態における速度制御部１６と同様の構成であり、指令値である回転速度ωと、モータ１０の実測の回転速度ＦＢとが比較され、その差を０とするトルク指令値Ｔを出力する。ここで、回転速度ＦＢは、三相交流モータ１０に設けられた図示しない回転検出センサにより測定され、この回転検出センサから速度制御部２６に出力される。
　第５変換部２７は、第１の実施形態における第２変換部１５と同様の構成である。第５変換部２７は、α１２０－β１２０座標系における測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々を以下の変換式により、γ－δ座標系における電流値ｉαと電流値ｉβとにそれぞれ変換する。ここで、測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々は、三相交流モータ１０のＵ相の巻線、Ｖ相の巻線それぞれに流れる電流値を不図示の電流センサにより測定した電流値である。
　第５変換部２７は、測定値である電流値ｉαと電流値ｉβとの各々をすでに説明した（４）式によるα１２０－β１２０座標系からα－β座標系への座標変換と、（５）式によるα－β座標系からγ－δ座標系への座標変換を行う。第５変換部２７は、測定値である電流値ｉα１２０と電流値ｉβ１２０との各々を、α１２０－β１２０座標系からγ－δ座標系への変換を（６）式により行う。
　上述したように、本実施形態は、三相交流モータ１０におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち、Ｕ相及びＶ相の２相のみにより、この三相交流モータ１０を駆動することが可能である。これにより、従来であれば、三相交流モータ１０を駆動するために、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各々に２個ずつ、計６個のスイッチング素子が必要であったが、本実施形態によれば、駆動するのがＵ相及びＶ相の巻線のみであるため、４個のスイッチング素子で駆動でき、インバータ８の価格を低減することができる。
　本実施形態によれば、インバータ８におけるスイッチング素子の数が減少するため、インバータ８の故障率を低減させることができる。
　本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、以下のような動作が可能である。通常モードで三相交流モータを動作させる。通常の三相インバータのいずれかのスイッチング素子が壊れた場合、壊れたスイッチング素子に接続されている三相交流モータの巻線をオープンとする。ソフトウェアなどにより、オープンとした巻線以外の２相の巻線を用いて三相交流モータを駆動させる予め設定された故障モードに切り替える。これにより、突発的に機械を停止させる状態を防止することができる。例えば、通常の三相インバータにおいて、Ｗ相の巻線の端子に接続されるスイッチング素子が故障した場合、Ｗ相の巻線の端子をオープン状態とし、通常モードから故障モードに遷移する。故障モードでは、すでに説明したように、インバータ８のようにスイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２により、Ｕ相及びＶ相の各々を駆動し、三相交流モータを回転させる。
　図１及び図９の誘導電動機制御装置による三相交流の指令値を二相交流の指令値に変換する機能を実現するためのプログラムコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより三相交流の指令値を二相交流の指令値に変換する処理を行ってもよい。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
　「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
　「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　上述した誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置によれば、三相誘導電動機（例えば、三相交流モータ）を二相のみにより駆動させるため、駆動を行うインバータの価格を低下させ、かつ二相交流モータのインバータと同様な故障率まで低減できる誘導電動機制御方法及び誘導電動機制御装置を提供することができる。
　１１，２１　　γ－δ座標系指令値生成部
　１２，２２　　電流制御部
　１３　　第１変換部
　１４，２５　　制御信号生成部
　１５　　第２変換部
　１６，２６　　速度制御部
　２３　　第３変換部
　２４　　第４変換部
　２７　　第５変換部

Claims (8)

  1. 　三相誘導電動機を構成する三相の巻線のうち二相の巻線のみへ電流を供給し、前記三相誘導電動機を駆動する制御方法であって、
    　所定の座標変換行列式により、前記三相の巻線に供給する平衡三相交流信号を与える第１指令値を、三相の場合と同様の平衡回転磁界を生成させる前記二相の巻線に供給する二相交流信号を与える第２指令値に変換する変換過程と、
    　前記第２指令値から、前記二相の巻線に供給する前記二相交流信号を生成するインバータを駆動する制御信号を生成する過程と、
    　前記インバータが前記制御信号により生成する前記二相交流信号を前記三相誘導電動機における前記二相の巻線に供給し、前記三相誘導電動機を駆動させる駆動過程と
    　を有する誘導電動機制御方法。
  2. 　前記座標変換行列が、
    　γ－δ座標系における前記第１指令値を、前記二相の巻線の各々の位相角の軸に対応した二相座標系における前記第２指令値に変換する行列であり、γ－δ座標系をα－β座標系に変換する第１座標変換行列と、α－β座標系を前記二相座標系に変換する第２変換行列から生成されている
    　請求項１に記載の誘導電動機制御方法。
  3. 　前記三相誘電電動機における三相のうちＷ相を用いずに、Ｕ相及びＶ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、
    　以下に示す前記座標変換行列を用いる
    　請求項１または請求項２に記載の誘導電動機制御方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  4. 　前記三相誘電電動機における三相のうちＵ相を用いずに、Ｖ相及びＷ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、
    　以下に示す前記座標変換行列を用いる
    　請求項１または請求項２に記載の誘導電動機制御方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  5. 　前記三相誘電電動機における三相のうちＶ相を用いずに、Ｕ相及びＷ相のみで前記三相誘導電動機を制御する場合、
    　以下に示す前記座標変換行列を用いる
    　請求項１または請求項２に記載の誘導電動機制御方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  6. 　前記座標変換行列が、
    　γ－δ座標系における前記第１指令値を前記三相の巻線の各々に駆動電流を印加する第３指令値に変換する第３変換行列と、前記第３指令値を前記二相の巻線の各々の位相角の軸に対応した二相座標系における前記第２指令値に変換する第４変換行列から構成されている
    　請求項１に記載の誘導電動機制御方法。
  7. 　前記第３変換行列が以下の式であり、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
     　前記第４変換行列が以下の式であり、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
     　上記式において、ｖγ、ｖδが第１指令値の電圧値であり、ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが第３指令値の電圧値であり、ｖα１２０、ｖβ１２０が第２指令値の電圧値である
    　請求項６に記載の誘導電動機制御装方法。
  8. 　三相誘導電動機を構成する三相の巻線のうち二相の巻線のみへ電流を供給し、前記三相誘導電動機を駆動する誘導電動機制御装置であって、
    　所定の座標変換行列式により、前記三相の巻線に供給する平衡三相交流信号を与える第１指令値を、三相の場合と同様の平衡回転磁界を生成させる前記二相の巻線に供給する二相交流信号を与える第２指令値に変換する座標変換部と、
    　前記第２指令値から、前記二相の巻線に供給する前記二相交流信号を生成する制御信号を生成する制御信号生成部と、
    　前記制御信号により生成した前記二相交流信号を、前記三相誘導電動機における前記二相の巻線に供給し、前記三相誘導電動機を駆動させるインバータと
    　を有する誘導電動機制御装置。
     
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