JP5326641B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に係わり、より詳細には、整流回路で発生するリップルによるモータへの印加電圧の変動を防止する構成に関する。

従来、正弦波駆動方式のモータ駆動装置は、図５のブロック図に示す構成であった。
図５において、整流回路７３は交流電源７１の交流電圧を入力し、倍電圧整流して直流に変換して出力する。この整流された電圧を平滑コンデンサからなる平滑回路７４で平滑するが、この平滑された直流電圧はリップル変動を含んでいる。
７８はＰＷＭパルスを発生するマイコンであり、制御回路７７によって設定される周波数指令に従ってＰＷＭ信号を生成し、インバータ７５を駆動する。そして、マイコン７８の周辺に電源周波数判定手段である周波数検出器８７、電圧検出手段である電圧検出回路９１が追加されている。以降、マイコン７８の内部構成について説明する。マイコン７８は正弦波生成回路８１、三角波生成回路８２、比較器８３、ベース信号生成回路８４、加算器８６、ＣＰＵ８８と、Ａ／Ｄ変換器８９と、電圧データＲＡＭ９０と、実行電圧データＲＡＭ９２ともしくはそれに相当する機能を有し、上記ＣＰＵ８８と、電圧データＲＡＭ９０と、実行電圧データＲＡＭ９２とで電圧リップル情報検出手段９４を構成している。

なお、ベース信号生成回路８４は、Ｕ相とＶ相とＷ相とに対応するインバータ７５内の各トランジスタをオン／オフ制御して切り換え、また、制御回路７７から指示された指令と対応してモータ７６のＵ相とＶ相とＷ相とに駆動電圧を印加する信号を発生する。

制御回路７７の周波数指令に従って正弦波発生回路８１から出力される正弦波信号は、加算器８６を通じて比較器８３の非反転端子に接続されている。また比較器８３の反転端子には、三角波発生回路８２が接続されている。比較器８３は三角波信号（キャリア）と正弦波信号（電圧指令値）とを比較してＰＷＭ信号を生成してベース信号生成回路８４に出力し、このＰＷＭ信号はインバータ７５を駆動する信号に変換される。このＰＷＭ信号がモータ７６の駆動電圧を規定する信号である。

電圧検出回路９１は、平滑回路７４の両端電圧値を検出し、検出された電圧値はＡ／Ｄ変換器８９に入力されてデジタル値に変換される。一方、周波数判定器８７は、交流電源７１の電源周波数を検出、そしてＣＰＵ８８は、電源周波数を判断し、さらにＡ／Ｄ変換値を電圧データＲＡＭへデータ格納する周期（サンプリング周期）を決定する。また、サンプリングした電圧データを、予め設定されているサンプリング数ごとに、繰り返し実行電圧データＲＡＭ９２に送る。この実行電圧データＲＡＭ９２のデータは加算器８６に順次出力され、加算器８６の出力は、正弦波信号と直流電源部の電圧リップル波形を合成した波形となる。

加算器８６から出力される信号は比較器８３で、三角波信号との比較が行われ、ＰＷＭ信号が生成される。結果、インバータから出力される電圧信号は、電圧振幅の小さい部分ではオンデューティー比が大きく、電圧振幅の大きい部分ではオンデューティー比が小さく補正され、平均出力電圧は正弦波に近似され、その結果、得られる電流波形も正弦波に近似するように構成されている（例えば、特許文献１参照）。

図６は従来回路の問題点を説明するタイムチャートである。図６（１）はインバータ７５へ入力される入力電圧（整流電圧）と、これを制御するＰＷＭ波形とを重ね合わせた図であり、図６（２）は指示された電圧指令、つまり、加算器８６の出力に従って入力電圧をＰＷＭ制御した結果得られるモータへの印加電圧を模式した図である。

図６（１）はインバータ７５の入力電圧がリップル変動によって、一旦低下してから復帰する場合を示している。図５のマイコン７８は入力電圧を監視してリップル変動も加味してＰＷＭのオン幅を決定し、電圧指令値に対応したモータ７６への印加電圧を出力するようにしている。

しかしながら、電圧指令値がインバータ７５の入力電圧の上限に近い場合、リップル変動波形の谷付近でＰＷＭのオンパルス幅、つまり、オンデューティを最大にしても、電圧指令値に対してモータへの印加電圧が不足する場合がある。このため、この電圧を印加されたモータ７６は、振動や騒音が発生したり、回転が不安定となってしまう問題があった。これを避けるためには、予めマージンを持って電圧指令値の最大値を決定しておかなければならないため、入力電圧が有効に生かされず、モータ７６への印加電圧が制限されてしまうという問題があった。

特開平５−１２２９４３号公報（第３−４頁、図１）

本発明は以上述べた問題点を解決し、リップル変動電圧を伴った直流電圧がインバータに入力されても、このリップル変動を受けないでインバータが出力可能な電圧指令値の上限電圧値を越えないようにインバータを駆動し、入力された直流電圧を有効に利用することを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、交流を直流に変換する整流手段と、同整流手段で整流した直流電圧を入力してＰＷＭ制御によって交流に変換してモータに印加するインバータ手段と、前記モータに関する回転指令を入力し、同回転指令に対応して前記インバータ手段の出力電圧を指示する電圧指令値を出力する制御手段とを備えたモータ駆動装置において、
所定期間内での前記直流電圧の最小電圧値を検出する最少電圧検出手段と、同最少電圧検出手段で検出した最少電圧値から所定電圧値を減算した上限電圧値を算出する上限電圧算出手段とを備え、
前記制御手段は、前記上限電圧値を越えない範囲で前記電圧指令値を用いることを特徴とする。

以上の手段を用いることにより、本発明によるモータ駆動装置によれば、刻々変化する整流後の直流電圧、つまり、インバータに入力される直流電圧に対応してインバータ出力電圧値を制限するため、予め制限する電圧値を固定した従来の構成に比較して、入力電圧を有効に利用することができる。
また、最少電圧値からさらに所定電圧値だけ低下させた上限電圧値を越えないように電圧指令値を制限するため、整流後の直流電圧が低下傾向の場合でも、これに対応して電圧指令値を制限し、リップル変動電圧を伴った直流電圧がインバータに入力されても、このリップル変動によるインバータ出力電圧不足を防ぐことができる。

本発明によるモータ駆動装置を備えた空気調和機の室外機を示す要部ブロック図である。 電圧指令と印加電圧との関係を示すタイムチャートである。 最小電圧を説明するタイムチャートである。 図１の制御手段での処理を説明するフローチャートである。 従来のモータ駆動装置を示すブロック図である。 従来のモータ駆動装置での問題点を説明する説明図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１はモータを駆動するモータ駆動装置を備えた空気調和機の室外機の実施例を示す要部ブロック図である。
この室外機は、５０ヘルツの商用電源からなる交流電源１を入力して整流する整流回路２と、整流した直流電圧を検出する電圧検出回路８と、トーテムポール型に接続されたトランジスタを３組備え、入力された直流電圧を３相の交流電圧に変換するインバータ回路３と、同インバータ回路３を駆動する駆動回路７と、インバータ回路３の出力側に接続された図示しない圧縮機内に配置された３相のモータ４と、同モータ４の各相に接続され、各相の逆起電力波形によってモータ４内の回転子の位置を検出する位置検出回路５と、この位置検出回路５の位置信号を入力し、指示された回転数指令に従って駆動回路７へインバータ回路３の駆動信号を出力する制御手段６とを備えている。なお、ファン、熱交換器等は本発明の説明に不要なため、図示、及び説明を省略する。

なお、整流回路２が整流手段であり、インバータ回路３がインバータ手段である。また、モータ駆動装置は、インバータ回路３と、整流回路２と電圧検出回路８と位置検出回路５と、制御手段６とを備えている。

この室外機は、交流電源１を整流回路２で整流、平滑化し、直流電源を生成する。そして、制御手段（マイクロコンピュータ）６から出力されるタイミング信号を駆動回路７で増幅し、このタイミング信号に基づいてインバータ回路３に入力される平滑化された直流電圧をスイッチングして３相のモータ４の電機子巻線に印加する。

モータ４を１２０度通電方式により、回転子の位置検知センサを用いないセンサレス方式で駆動する場合、モータ４の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧（例えば１２０度位相の異なる電圧：誘起電圧を含む）を位置検出回路５に入力し、各端子電圧と基準電圧とを比較し、これら比較結果を位置検出信号として制御手段（マイクロコンピュータ）６に出力する。したがって、位置検出回路５は基準電圧を発生する回路および電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧と基準電圧とを比較する比較回路を備えている。

制御手段６は、位置検出回路５からの位置検出信号をもとにして電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの通電を切り替える。また、ＰＷＭ制御（ＰＷＭチョッピング駆動）方式にあっては、制御手段６はインバータ回路３のスイッチング素子（トランジスタ）Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚをオン、オフ駆動する信号に所定デューティのＰＷＭチョッピング信号を重畳した駆動信号を駆動回路７に出力する。

なお、モータ４の起動時においては予め決めた駆動信号（所定デューティを含む）を出力し、しかる後に位置検出運転を行う。この位置検出運転を具体的に説明すると、位置検出信号をもとにして回転子の位置を検出し、この位置検出から３０度後に通電相を切り替える。なお、３０度後とは例えば位置検出の間隔時間×３０／３６０で算出して予測した時間である。

また、各トランジスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，ＺをＰＷＭチョッピング駆動するためのデューティにおいてオン時間の幅を可変すれば、モータ４への印加電圧が変わる。したがって、制御手段６は他の制御装置、例えば空気調和機における室内機からの目標とする回転数指令を受け取ると、位置検出間隔によりモータ４の回転数を検出し、この検出回転数が目標回転数となるように、前述した各電機子巻線を切り換えて駆動したり、ＰＷＭチョッピングのデューティを可変し、モータ４を目標とする回転数に制御することができる。なお、本願では、デューティとはこのトランジスタ制御でのオン時間とオフ時間との関係を意味しており、デューティ比とはオン時間とオフ時間との比率を意味している。

次に制御手段６の内部構成について説明する。
制御手段６は、前述した回転数指令を入力し、この指示と位置検出回路５からの位置検出信号とを入力して、回転数指令と対応する電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗへの印加電圧を指示する電圧指令と、回転数指令と対応するモータ４の回転速度を指示する速度指令とを出力する回転制御手段６ｂと、電圧検出回路８での検知電圧を所定期間サンプリングして、サンプリング電圧の中で最小の電圧である最小電圧を記憶する最小電圧検出手段６ｃと、この最小電圧から所定の電圧値を減算して上限電圧として記憶する上限電圧算出手段６ｄと、この上限電圧と電圧指令とを入力し、電圧指令が上限電圧を越えないように制限する出力電圧制限手段６ｅと、この出力電圧制限手段６ｅで制限された電圧指令と回転制御手段６ｂから出力される速度指令と位置検出回路５からの回転位置と電圧検出回路８での検知電圧とを入力し、通電相の切換と通電相への印加電圧であるＰＷＭチョッピングのデューティ比を決定して駆動回路７へ駆動信号を出力する通電相切換・電圧印加手段６ａとを備えている。

図２は本発明の特徴を説明するタイムチャートである。
図２の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。ただし、電圧指令の波形はアナログに模式したものである。実際にはデジタル値として制御手段内に記憶されている。
図２（１）はインバータ回路３の入力電圧、つまり、整流回路２で整流された直流電圧波形である。図２（２）は回転制御手段６ｂから出力される電圧指令である。図２（３）は電圧指令に基づいて電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗへ印加される電圧を模式したものであり、従来の場合を示している。図２（４）は電圧指令に基づいて電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗへ印加される電圧を模式したものであり、本発明の場合を示している。

図２（１）のようにリップルを含んだ入力電圧がインバータ回路３に供給されている。なお、入力電圧において、最小電圧検出期間、ここでは１００ミリセカンドの期間内で最も低かった入力電圧：最小電圧が最小電圧検出手段６ｃで検出される。図２（１）では最小電圧検出期間ではリップルの周期毎に同一の最小電圧となっている。

ここで、図２（２）に示すように電圧指令が段階的に上昇し、最小電圧を越えた指示が出された場合、従来の方式では図２（３）に示すように、リップルの最小電圧付近で印加電圧が指示された電圧指令に対して不足し、印加電圧波形が乱れてしまう。このため、この電圧を印加されたモータ４は、振動や騒音が発生したり、回転が不安定となってしまう。

本発明の場合は図２（４）に示すように、出力電圧制限手段６ｅによって、電圧指令で指定された電圧を、最小電圧検出期間内で検出した最小電圧、つまり上限電圧を越えないように制御することで印加電圧が乱れることを防止している。最小電圧は１００ミリセカンド毎に見直しているため、入力電圧が変動してもこれに対応して上限電圧が更新されるため、どのような時でも印加電圧が乱れることがない。従ってモータ４の振動や騒音の発生を防ぎ、回転を安定に保つことができ、また、脱調を防止することもできる。このため、空気調和機に適用した場合、低騒音で運転でき、整流された直流電圧を有効に活用できるため、省電力化を図ることができる。

図３は入力電圧と最小電圧と上限電圧との関係を示すタイムチャートであり、横軸は時間を、縦軸は電圧を示している。図３（１）はリップルを含んだ入力電圧が一旦低下してから復帰する様子を、図３（２）は最小電圧の変化を、それぞれ示している。なお、最小電圧と上限電圧との波形はアナログに模式したものである。実際にはデジタル値として制御手段６内に記憶されている。

図３（１）に示すように、本実施例では、１００ミリセカンドを最小電圧検出期間とし、２５０マイクロセカンド毎にサンプリングした入力電圧の中から最小の電圧を最小電圧検出手段６ｃで検出する。そして最小電圧検出期間の最後に、次の最小電圧検出期間で使用する上限電圧を上限電圧算出手段６ｄで算出する。上限電圧は最小電圧から所定の値を減算して求める。これは、現在の最小電圧が過去１００ミリセカンドにおける結果であり、次の１００ミリセカンドではさらに低下する可能性があるからである。なお、所定の値は、交流電源１や整流回路２、インバータ回路３、モータ４（負荷）などの条件で決まる１００ミリセカンドの期間での低下予想電圧値であり、予め実験的に求めておいてもよい。

このようにすると、図３（２）に示すように、次の最小電圧検出期間で入力電圧が低下しても、前回の最小電圧検出期間で検出した最小電圧から所定の電圧値だけ減算して上限電圧を決定することで、入力電圧が減少方向でも対応することができる。なお、入力電圧が上昇した場合、一旦、次の最小電圧検出期間では上限電圧が減少するが、その次の最小電圧検出期間では上限電圧が増加するので問題はない。

なお、１００ミリセカンドを最小電圧検出期間としているが、これは電源周波数が５０ヘルツと６０ヘルツでの最小公倍数であるからである。従って、６０ヘルツの場合は６サイクル、５０ヘルツの場合は５サイクルの期間内で最小電圧を検出することになる。

次に図４で示すフローチャートを用いて、制御手段６での処理の流れを説明する。また、このフローチャートにおいて、ＳＴはステップを表し、これに続く数字はステップ番号を、また、ＹはＹｅｓを、ＮはＮｏをそれぞれ表している。

制御手段６は、まず最初に入力電圧のサンプリング時期（２５０マイクロセカンド経過）か確認する（ＳＴ１）。入力電圧のサンプリング時期の場合（ＳＴ１−Ｙ）、入力電圧（整流電圧）を電圧検出回路８を介して入力する（ＳＴ１０）。次に、検出した入力電圧値が、制御手段６内で記憶している最小電圧値より小さければ、この値を最小電圧値として記憶する（ＳＴ１１）。これは、現在の最小電圧検出期間内で検出された最小電圧値を検出している。

次に、最小電圧検出期間の終了（１００ミリセカンドの経過）か確認する（ＳＴ１２）。最小電圧検出期間の終了でない場合（ＳＴ１２−Ｎ）、ＳＴ１へジャンプする。最小電圧検出期間の終了の場合（ＳＴ１２−Ｙ）、記憶している最小電圧値から所定の電圧値を減算し、これを上限電圧値として記憶する（ＳＴ１３）。そしてＳＴ１へジャンプする。

一方、入力電圧のサンプリング時期でない場合（ＳＴ１−Ｎ）、回転数指令を入力する（ＳＴ２）。これは例えば室内機から指示される指令である。次に、位置検出回路５からの回転子位置信号を入力してカウントし、単位時間当たりのカウント数から現在の回転数を算出する（ＳＴ３）。そして、回転数指令と現在の回転数（回転速度）とから目標とすべき電圧指令と速度指令とを算出する（ＳＴ４）。

次に、電圧指令値が上限電圧値よりも大きいか確認する（ＳＴ５）。電圧指令値が上限電圧値よりも大きい場合（ＳＴ５−Ｙ）、上限電圧値を電圧指令値として記憶する（ＳＴ６）。一方、電圧指令値が上限電圧値よりも小さいか等しい場合（ＳＴ５−Ｎ）、ＳＴ６をスキップする。

次に、電圧指令値と対応するオンデューティのパルス幅としたＰＷＭ信号を駆動回路７へ出力する（ＳＴ７）。次に回転子の位置は通電切換位置か確認する（ＳＴ８）。回転子の回転位置が通電切換位置でない場合（ＳＴ８−Ｎ）、ＳＴ１へジャンプする。

回転子の回転位置が通電切換位置の場合（ＳＴ８−Ｙ）、駆動電圧を印加する通電相を切り換える（ＳＴ９）。そして、ＳＴ１へジャンプする。

なお、制御手段６はプログラムを内蔵したマイコンで構成されており、このマイコンで実行されるプログラム、つまり、図４の各ステップと対応するプログラムが実行されることで次に説明する手段が実現される。ここではプログラムと対応するステップで手段を示す。
図４のＳＴ３とＳＴ４とで回転制御手段６ｂを構成し、ＳＴ５とＳＴ６とで出力電圧制限手段６ｅを構成し、ＳＴ７とＳＴ８とＳＴ９とで通電相切換・電圧印加手段６ａを構成し、ＳＴ１とＳＴ１１とＳＴ１２とＳＴ１３とで最小電圧検出手段６ｃを構成している。

以上説明したように、刻々変化する整流後の直流電圧、つまり、インバータ回路３に入力される直流電圧に対応してインバータ回路３の出力電圧値を制限するため、予め制限する電圧値を固定した従来の構成に比較して、入力電圧を有効に利用することができる。
また、インバータ回路３に入力される直流電圧における最小電圧値を最小電圧検出期間毎に監視し、この最小電圧を越えないように電圧指令値を制限するため、リップル変動電圧を伴った直流電圧がインバータ回路３に入力されても、このリップル変動によるインバータ回路３の出力電圧（モータ４への印加電圧）不足を防ぐことができる。

また、上限電圧算出手段６ｄにおいて、最小電圧値からさらに所定の電圧値だけ低下させた上限電圧算出し、これを出力電圧制限手段６ｅが用いるため、図３に示すように、整流後の直流電圧が低下傾向の場合でも、これに対応して上限電圧を低下させて電圧指令値を制限するため、リップル変動電圧を伴った直流電圧がインバータ回路３に入力されても、このリップル変動によるインバータ回路３出力電圧不足を防ぐことができる。

なお、本実施例では３相のモータを用いて説明しているが、これに限るものではなく、他の多相モータに適用してもよい。また、本実施例では単相の電源を整流して直流電源を作成しているが、これに限るものでなく、三相の電源や倍電圧整流回路を用いたものでもよい。

また、本実施例ではモータ４の回転子の位置を検出する位置検出回路５を備えているが、これに限るものでなく、位置検出回路５に代替して、モータ４に印加される電圧や電機子巻線に流れる電流の位相から回転子の位置を推測する手段を用いるものであってもよい。また、実施例で説明した１２０度通電方式に限るものではなく、他の通電方式、例えば１８０度通電方式であってもよい。さらに、回転子の位置センサの有無に関わらず適用できる。

１ 交流電源
２ 整流回路（整流手段）
３ インバータ回路（インバータ手段）
４ モータ
５ 位置検出回路
６ 制御手段
６ａ 通電相切換・電圧印加手段
６ｂ 回転制御手段
６ｃ 最小電圧検出手段
６ｄ 上限電圧算出手段
６ｅ 出力電圧制限手段
７ 駆動回路
８ 電圧検出回路

Claims (1)

1. 交流を直流に変換する整流手段と、同整流手段で整流した直流電圧を入力してＰＷＭ制御によって交流に変換してモータに印加するインバータ手段と、前記モータに関する回転指令を入力し、同回転指令に対応して前記インバータ手段の出力電圧を指示する電圧指令値を出力する制御手段とを備えたモータ駆動装置において、
   所定期間内での前記直流電圧の最小電圧値を検出する最少電圧検出手段と、同最少電圧検出手段で検出した最少電圧値から所定電圧値を減算した上限電圧値を算出する上限電圧算出手段とを備え、
   前記制御手段は、前記上限電圧値を越えない範囲で前記電圧指令値を用いることを特徴とするモータ駆動装置。
   

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