JP2004146868A - ディジタルアンプ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】PCMコードが一定期間連続して零値であることを検出すると、H側トランジスタ29及びL側トランジスタ30の双方がオフになる期間が長くなるようにPWM信号のパルス幅を補正する。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタルの音響信号をアナログ信号に変換することなく、電力増幅してスピーカに出力するディジタルアンプに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来のディジタルアンプは、変換器がコンパクトディスク再生装置によりパルス符号変調されたディジタル音響信号を入力すると、そのディジタル音響信号をパルス幅変調して、そのパルス幅変調信号を出力し、電力増幅器が当該変換器からパルス幅変調信号を受けると、そのパルス幅変調信号を増幅してスピーカに出力する。
この際、スピーカの性能等を考慮して、電力増幅器におけるデッドタイムの期間(電力増幅器を構成するH側トランジスタ及びL側トランジスタの双方がオフになる期間)が一意に設定されるが、多くの貫通電流を電力増幅器に流すことにより、歪み率の特性を向上させるため、できる限り短いデッドタイムの期間が設定される。
【0003】
【特許文献1】
特開平7−15248号公報(図1)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
従来のディジタルアンプは以上のように構成されているので、パルス幅変調信号の歪み率の特性を高めることができる。しかし、パルス幅変調信号の歪み率の特性を高める必要性が低い無音時や、高い歪み率特性が要求されないシステムにおいてもデッドタイムの期間が変更されることがないので、多くの貫通電流が電力増幅器に流れて、多くの電力を消費してしまうなどの課題があった。
【0005】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、歪み率特性の高さを重視するモードと、無音時の貫通電流を抑制して、消費電力の低減を重視するモードとを適宜切り換えて使用することができるディジタルアンプを得ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るディジタルアンプは、ディジタルの音響信号が一定期間連続して零値であることを検出すると、増幅手段を構成するH側トランジスタ及びL側トランジスタの双方がオフになる期間が長くなるようにパルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号のパルス幅を補正するものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるディジタルアンプを示す構成図であり、図において、信号処理IC1は零値検出回路11、ΔΣ変調器12及びPWM生成器13から構成され、ディジタルの音響信号であるPCMコードをパルス幅変調して、PWM信号(パルス幅変調信号)を電力増幅器2に出力するパルス幅変調手段を構成している。
電力増幅器2は信号処理IC1から出力されたPWM信号を増幅してLPF3に出力する増幅手段を構成している。
LPF3はコイルとコンデンサから構成され、電力増幅器2の出力信号のうち、不要な帯域信号の通過を阻止して、所望の帯域信号のみをスピーカ4に出力する機能を備えている。
【0008】
零値検出回路11はPCMコードが零値であるか否かを判定し、PCMコードが一定期間連続して零値であることを検出すると、切換スイッチ31,32を制御する制御回路を内蔵している。
ΔΣ変調器12はPCMコードをΔΣ変調する機能を備え、PWM生成器13はΔΣ変調後のPCMコードをパルス幅変調して、その変調信号であるPWM信号を電力増幅器2に出力する機能を備えている。
【0009】
レベルシフト回路21は信号処理IC1から出力されたPWM信号の信号レベルを例えば5Vから12Vに引き上げる機能を備え、インバータ22はレベルシフト回路21から出力されたPWM信号の論理を反転し、インバータ23はインバータ22から出力されたPWM信号の論理を反転する。
DT生成回路24,25はPWM信号のパルス幅を補正して、H側トランジスタ29及びL側トランジスタ30の双方がオフになる期間(以下、デッドタイムの期間という)を設ける機能を備え、レベルシフト回路26はPWM信号の信号レベルを例えば12VからHBV(12V以上の電圧)に引き上げる機能を備えている。
【0010】
バッファ27はPWM信号の波形を整える機能を備え、そのPWM信号をパワーMOSFETなどのH側トランジスタ29のゲートに出力し、バッファ28はPWM信号の波形を整える機能を備え、そのPWM信号をパワーMOSFETなどのL側トランジスタ30のゲートに出力する。
切換スイッチ31は零値検出回路11の指示の下、抵抗値R1を有する抵抗33又は抵抗値R1より小さい抵抗値R2を有する抵抗34をDT生成回路24に接続し、切換スイッチ32は零値検出回路11の指示の下、抵抗値R1を有する抵抗35又は抵抗値R1より小さい抵抗値R2を有する抵抗36をDT生成回路25に接続する。
なお、零値検出回路11、DT生成回路24,25、切換スイッチ31,32及び抵抗33〜36から補正手段が構成されている。
【0011】
図2はDT生成回路24の内部構成を示す構成図である。ただし、DT生成回路25の内部構成はDT生成回路24の内部構成と同一である。
図において、コンデンサ41は容量値Cを有し、抵抗33又は抵抗34と共にインバータ23から出力されたPWM信号を遅延する遅延回路を構成している。電流制御回路42は抵抗33,34及びコンデンサ41の時定数を調整して、その遅延回路による充放電電流を制御する機能を備えている。AND回路43は遅延回路により遅延されたPWM信号とインバータ23から出力されたPWM信号の論理積を求め、その論理信号をレベルシフト回路26に出力する機能を備えている。
【0012】
次に動作について説明する。
まず、信号処理IC1の零値検出回路11は、例えば、コンパクトディスク再生装置からPCMコードを受けると、そのPCMコードが零値であるか否かを判定する。
零値検出回路11の制御回路は、そのPCMコードが一定期間連続して零値となる場合、その期間中は音声が無い無声期間であって、PWM信号の歪み率の特性を高める必要性が低いので、切換スイッチ31,32の接続先を抵抗33,35に設定してデッドタイムの期間を長くさせる。
一方、そのPCMコードが一定期間連続して零値とならない場合、その期間中は音声が有る有声期間であって、PWM信号の歪み率の特性を高める必要性が高いので、切換スイッチ31,32の接続先を抵抗34,36に設定してデッドタイムの期間を短くさせる。
【0013】
ここで、図3はデッドタイムの期間と歪み率等との関係を示すグラフ図であり、図からも明らかなように、デッドタイムDTの期間が長くなる程、H側トランジスタ29及びL側トランジスタ30に流れる貫通電流Idが少なくなるとともに、ノイズレベルVnoが小さくなる。ただし、デッドタイムDTの期間が長くなる程、PWM信号の歪み率THDは劣化する。
図3において、Aは有声期間時のデッドタイムDT、Bは無声期間時のデッドタイムDTである。
【0014】
信号処理IC1のΔΣ変調器12は、零値検出回路11により受信されたPCMコードを受けると、そのPCMコードをΔΣ変調し、ΔΣ変調後のPCMコードをPWM生成器13に出力する。
信号処理IC1のPWM生成器13は、ΔΣ変調器12からΔΣ変調後のPCMコードを受けると、そのPCMコードをパルス幅変調して、その変調信号であるPWM信号を電力増幅器2に出力する。
【0015】
電力増幅器2のレベルシフト回路21は、信号処理IC1から出力されたPWM信号を受けると、そのPWM信号の信号レベルを例えば5Vから12Vに引き上げてインバータ22に出力する。
電力増幅器2のインバータ22は、レベルシフト回路21から出力されたPWM信号の論理を反転し、論理反転後のPWM信号をインバータ23及びDT生成回路25に出力する。
電力増幅器2のインバータ23は、インバータ22から出力されたPWM信号の論理を反転し、論理反転後のPWM信号をDT生成回路24に出力する。
【0016】
電力増幅器2のDT生成回路24,25は、図4に示すように、インバータ23,22から出力されたPWM信号のパルス幅を補正して、デッドタイムの期間を設定するが、上述したように、無声期間では、零値検出回路11の制御回路によって、切換スイッチ31,32の接続先が大きな抵抗値R1を有する抵抗33,35に設定されるので、抵抗33(または抵抗35)及びコンデンサ41から構成される遅延回路の遅延時間が長くなる(図5を参照)。
【0017】
ここで、DT生成回路24,25の出力信号は、AND回路43の論理信号に相当し、AND回路43は、遅延回路により遅延されたPWM信号とインバータ23,22から出力されたPWM信号の論理積を求めるものであるため、その遅延回路の遅延時間がデッドタイムの期間に相当する。したがって、遅延回路を構成する抵抗の抵抗値が大きくなって遅延時間が長くなれば、デッドタイムの期間が長くなる。
一方、有声期間では、零値検出回路11の制御回路によって、切換スイッチ31,32の接続先が小さな抵抗値R2を有する抵抗34,36に設定されるので、抵抗34(または抵抗36)及びコンデンサ41から構成される遅延回路の遅延時間が短くなり、デッドタイムの期間が短くなる(図5を参照)。
【0018】
電力増幅器2のレベルシフト回路26は、DT生成回路24からPWM信号を受けると、そのPWM信号の信号レベルを例えば12VからHBV(12V以上の電圧)に引き上げてバッファ27に出力する。
電力増幅器2のバッファ27は、レベルシフト回路26から出力されたPWM信号の波形を整えたのち、そのPWM信号をH側トランジスタ29のゲートに出力して、そのH側トランジスタ29を駆動する。
電力増幅器2のバッファ28は、DT生成回路25から出力されたPWM信号の波形を整えたのち、そのPWM信号をL側トランジスタ30のゲートに出力して、そのL側トランジスタ30を駆動する。
LPF3は、スピーカ4からできる限り雑音が出力されるのを防止するため、電力増幅器2の出力信号のうち、不要な帯域信号の通過を阻止して、所望の帯域信号のみをスピーカ4に出力する。
【0019】
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、PCMコードが一定期間連続して零値であることを検出すると、H側トランジスタ29及びL側トランジスタ30の双方がオフになる期間が長くなるようにPWM信号のパルス幅を補正する構成にしたので、無音時の貫通電流Idを抑制して、低消費電力化を図ることができる効果を奏する。
【0020】
実施の形態2.
図6はこの発明の実施の形態2によるディジタルアンプを示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。補正手段を構成するレベル検出回路51はPCMコードのゲインレベルを監視し、PCMコードのゲインレベルが基準レベルを下回ったことを検出すると、切換スイッチ31,32を制御する制御回路を内蔵している。
【0021】
上記実施の形態1では、PCMコードが一定期間連続して零値であるか否かを判定し、その判定結果に応じて切換スイッチ31,32を制御するものについて示したが、レベル検出回路51がPCMコードのゲインレベルを監視して、PCMコードのゲインレベルと基準レベルを比較し、その比較結果に応じて切換スイッチ31,32を制御するようにしてもよい。
具体的には、PCMコードのゲインレベルが基準レベルを下回ると、図7に示すように、切換スイッチ31,32の接続先を抵抗33,35に設定してデッドタイムの期間を長くさせる。一方、PCMコードのゲインレベルが基準レベルを上回ると、切換スイッチ31,32の接続先を抵抗34,36に設定してデッドタイムの期間を短くさせる。
これにより、PWM信号の歪み率の特性を高める必要性が低い場合には、貫通電流Idを抑制して、低消費電力化を図ることができる効果を奏する。
【0022】
実施の形態3.
上記実施の形態1,2では、零値検出回路11又はレベル検出回路51の制御回路が切換スイッチ31,32を制御して、遅延回路を構成する抵抗の抵抗値を切り換えるものについて示したが、当該制御に伴ってデッドタイムの期間が急激に変化して(図10を参照)、貫通電流Idが急激に増減し、スピーカ4から異音が漏れることが起り得る。
【0023】
そこで、この実施の形態3では、図8及び図9に示すように、抵抗33,34及び抵抗35,36の代わりに可変抵抗52,53を用意し、零値検出回路11又はレベル検出回路51の制御回路が遅延回路の遅延時間を制御する際、図示せぬ基準クロックに同期して、可変抵抗52,53の抵抗値を段階的に切り換えるようにしてもよい(図11を参照)。
これにより、デッドタイムの期間の変化が緩やかになるため貫通電流の変動が小さくなり、スピーカ4から漏れる異音を抑制することができる効果を奏する。
【0024】
実施の形態4.
上記実施の形態1〜3では、零値検出回路11又はレベル検出回路51の制御回路が遅延回路の遅延時間を制御する際、遅延回路を構成する抵抗の抵抗値を切り換えるものについて示したが、遅延回路を構成するコンデンサ41の容量値を切り換えるようにしてもよい。
【0025】
具体的には、遅延回路を構成するコンデンサ41を図12のように構成し、零値検出回路11又はレベル検出回路51の制御回路がスイッチ61〜72をオン・オフすることにより、コンデンサ41の容量値を切り換えるようにする。
例えば、デッドタイムの期間を長くする場合は、スイッチ61〜72のすべてをオンし、デッドタイムの期間を短くする場合は、スイッチ61,62のみをオンして、スイッチ63〜72をオフするようにする。
なお、デッドタイムの期間を変更する際、スイッチ61〜72を順番にオン(容量値を段階的に増加)又はオフ(容量値を段階的に減少)するようにすれば、上記実施の形態3と同様に、貫通電流Idの変動が小さくなり、スピーカ4から漏れる異音を抑制することができる効果を奏する。
【0026】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、ディジタルの音響信号が一定期間連続して零値であることを検出すると、増幅手段を構成するH側トランジスタ及びL側トランジスタの双方がオフになる期間が長くなるようにパルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号のパルス幅を補正する構成にしたので、無音時の貫通電流を抑制して、低消費電力化を図ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1によるディジタルアンプを示す構成図である。
【図2】DT生成回路の内部構成を示す構成図である。
【図3】デッドタイムの期間と歪み率等との関係を示すグラフ図である。
【図4】PWM信号の波形を示す説明図である。
【図5】各種の状態を示す説明図である。
【図6】この発明の実施の形態2によるディジタルアンプを示す構成図である。
【図7】各種の状態を示す説明図である。
【図8】この発明の実施の形態3によるディジタルアンプを示す構成図である。
【図9】この発明の実施の形態3によるディジタルアンプを示す構成図である。
【図10】デッドタイムの期間を示す説明図である。
【図11】デッドタイムの期間を示す説明図である。
【図12】遅延回路を構成するコンデンサの内部構成を示す構成図である。
【符号の説明】
1 信号処理IC(パルス幅変調手段)、2 電力増幅器(増幅手段)、3 LPF、4 スピーカ、11 零値検出回路(補正手段)、12 ΔΣ変調器、13 PWM生成器、21 レベルシフト回路、22,23 インバータ、24,25 DT生成回路(補正手段)、26 レベルシフト回路、27,28 バッファ、29 H側トランジスタ、30 L側トランジスタ、31,32 切換スイッチ(補正手段)、33〜36 抵抗(補正手段)、41 コンデンサ(補正手段)、42 電流制御回路、43 AND回路、51 レベル検出回路(補正手段)、52,53 可変抵抗(補正手段)、61〜72 スイッチ(補正手段)。
Claims (7)
- ディジタルの音響信号をパルス幅変調して、そのパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調手段と、上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号を増幅してスピーカに出力する増幅手段とを備えたディジタルアンプにおいて、その音響信号が一定期間連続して零値であることを検出すると、上記増幅手段を構成するH側トランジスタ及びL側トランジスタの双方がオフになる期間が長くなるように上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号のパルス幅を補正する補正手段を設けたことを特徴とするディジタルアンプ。
- パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号を遅延する遅延回路と、上記遅延回路により遅延されたパルス幅変調信号と上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号の論理積を求め、その論理信号を増幅手段に出力する論理回路と、音響信号が一定期間連続して零値であることを検出する零値検出回路と、上記零値検出回路により音響信号が一定期間連続して零値であることが検出されると、上記遅延回路の遅延時間を長くする制御回路とから補正手段を構成したことを特徴とする請求項1記載のディジタルアンプ。
- ディジタルの音響信号をパルス幅変調して、そのパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調手段と、上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号を増幅してスピーカに出力する増幅手段とを備えたディジタルアンプにおいて、その音響信号のゲインレベルが基準レベルを下回ると、上記増幅手段を構成するH側トランジスタ及びL側トランジスタの双方がオフになる期間が長くなるように上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号のパルス幅を補正する補正手段を設けたことを特徴とするディジタルアンプ。
- パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号を遅延する遅延回路と、上記遅延回路により遅延されたパルス幅変調信号と上記パルス幅変調手段から出力されたパルス幅変調信号の論理積を求め、その論理信号を増幅手段に出力する論理回路と、音響信号のゲインレベルが基準レベルを下回ったことを検出するレベル検出回路と、上記レベル検出回路によりゲインレベルが基準レベルを下回ったことが検出されると、上記遅延回路の遅延時間を長くする制御回路とから補正手段を構成したことを特徴とする請求項3記載のディジタルアンプ。
- 制御回路は、遅延回路が抵抗とコンデンサから構成される場合、上記抵抗の抵抗値又は上記コンデンサの容量値を切り換えることを特徴とする請求項2または請求項4記載のディジタルアンプ。
- 制御回路は、遅延回路の遅延時間を変更する際、抵抗の抵抗値を段階的に切り換えることを特徴とする請求項5記載のディジタルアンプ。
- 制御回路は、遅延回路の遅延時間を変更する際、コンデンサの容量値を段階的に切り換えることを特徴とする請求項5記載のディジタルアンプ。
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