JP2010087811A - 音声出力装置 - Google Patents

Abstract

【課題】音声出力装置においてボツ音を低減をシンプルな構成で実現する。
【解決手段】音声出力装置１０は、ハイサイドトランジスタ２２及びローサイドトランジスタ２４からなる増幅回路２０と並列に、ボツ音対策用のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４からなるスイッチング制御回路６０を設けた。そして、出力コンデンサ４０の容量Ｃ２０との時定数が、負荷であるスピーカＳＰの再生帯域低域限界周波数、あるいは可聴帯域の下限である概ね２０Ｈｚ以下となるノイズ低減抵抗７０を介して、増幅回路２０の出力に接続している。そして、増幅回路２０を動作状態にする前に徐々に入力電圧の平均値に出力コンデンサ４０を充電する。これにより、ボツ音の発生が回避される。
【選択図】図１

Description

本発明は、音声出力装置に係り、特にスイッチング手段を駆動して増幅する音声出力装置に関する。

近年、音声の増幅装置として、消費電力や発熱量が低い特性から、Ｄ級アンプが採用されるケースが増えている。図８は、そのようなＤ級アンプを備える音声出力装置２１０の構成例を示したブロック図である。

この音声出力装置２１０は、パルス変調ドライバ２１２と、増幅回路２２０と、ＬＰＦ（Low-pass filter）２３０と、レベルシフト用の出力コンデンサ２４０とを備え、スピーカＳＰに接続されている。具体的には、パルス変調ドライバ２１２は、アナログ信号やＰＣＭ信号などの入力信号Ｓ＿ｉｎをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）やＰＤＭ（Pulse Density Modulation）といったパルス信号に変換して増幅回路２２０に出力する。また、パルス変調ドライバ２１２には、ミュート信号Ｓ＿ｍが入力され、ミュート信号Ｓ＿ｍがオンのときには入力信号Ｓ＿ｉｎが出力されないようになっている。

増幅回路２２０は、パルス変調ドライバ２１２からのパルス信号をもとに、プッシュ駆動させるハイサイドトランジスタ２２２と、プル駆動させるローサイドトランジスタ２２４とを備え、電源電圧Ｖｃｃのおよそ半分を基準電圧（Ｖｃｃ／２）とし動作する。そして、ハイサイドトランジスタ２２２とローサイドトランジスタ２２４の接続点Ｅ０からの出力は、ＬＰＦ２３０を介して出力コンデンサ２４０に一方の端子に接続され、出力コンデンサ２４０の他方の端子はスピーカＳＰに接続される。

電源オン時に出力コンデンサ２４０の充電に起因する電流がスピーカに流れる。この電流は電源電圧の起動特性や負荷回路によって異なるが、電流が多い場合、スピーカの破損を招く場合がある。また、電流が少ない場合でもボツ音（または「ポップ音」ともいう）が発生する。このボツ音は、ユーザにとって不快に感じるときがあったり、故障と誤認されることがあり、ボツ音対策のための技術がいろいろと提案されている。

例えば、電源オン時の無音状態でのボツ音を防止するために、固定抵抗とミュート回路を設けて、電源オン時においてミュート回路を駆動させ、出力コンデンサの充放電の電流の全部または一部を固定抵抗に分岐させて、出力コンデンサの電圧変化を穏やかにする技術が提案されている（例えば特許文献１参照）。

また、ＰＷＭアンプと基準電圧のバッファアンプと切り替えて、バッファアンプから安定した立ち上がり信号を出力して、ボツ音を防止する技術が提案されている（例えば特許文献２参照）。
特開２０００１−２２３５３６号公報 特開２０００３−１１０４４１号公報

図９は、図８に示した音声出力装置２１０の出力コンデンサ２４０の前段側及び後段側の各端子位置Ａ０、Ｂ０における信号レベルを例示した図である。図示のように、ミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１において、ミュート信号Ｓ＿ｍがオンからオフになるときに、出力コンデンサ２４０の前段側位置Ａ０のレベルは、電源電圧Ｖｃｃの半分のレベル（Ｖｃｃ／２）を中心とした信号となる。一方で、出力コンデンサ２４０の後段側位置Ｂ０のレベルにオフセットが生じていた場合に、前段側位置Ａ０のレベルのシフトに伴い、後段側位置Ｂ０のレベルが本来のレベル以上に高くシフトしてしまい、これに伴いスピーカＳＰからボツ音が出力されてしまう。このような課題を解決するために、回路構成がシンプルで追加回路が少なくなる技術が求められていた。

特許文献１に開示の技術では、追加回路は比較的少ないものの、入力信号にオフセットが加算されていた場合、動作開始時に出力基準電圧との差電圧によりボツ音が発生してしまった。また、特許文献２に開示の技術でも入力信号にオフセットが加算されていた場合、動作開始時に出力基準電圧との差電圧によりボツ音が発生した。さらに、ボツ音防止のための追加回路が多いという課題があった。

本発明は、以上のような状況に鑑みなされたものであって、その目的は、上述に示した課題を解決し、ボツ音の低減をシンプルな構成で実現する技術を提供することにある。

本発明に係る装置は、音声出力装置に関する。この装置は、入力信号をパルス変調する変調手段と、電源電圧に接続されてパルス変調された信号をもとにスイッチング動作により増幅処理を行う増幅回路と、前記変調手段と前記増幅回路の間に配され、前記パルス変調された信号をもとに前記増幅回路をスイッチング動作させる信号を前記増幅回路に出力するドライバと、前記増幅回路の出力をフィルタリングするローパスフィルタと出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、電源電圧に接続されて前記ドライバによりパルス変調された信号をスイッチング動作により増幅処理を行う増幅回路と、前記増幅回路の出力をフィルタリングするローパスフィルタと出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、前記電源電圧から前記増幅回路を経由し前記出力用のコンデンサの前段側までに形成される第１の経路に並列に形成され、かつ抵抗を備えた第２の経路と、前記第２の経路のオンオフを行うスイッチング手段と、前記出力用のコンデンサへの出力をオフ状態に制御するミュート信号がオンのときに、前記スイッチング手段を駆動するノイズ低減制御手段と、を備える。
また、前記抵抗と前記出力用のコンデンサによる時定数が、接続されるスピーカの再生帯域の低域限界周波数に設定されてもよい。
また、前記増幅回路は、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとを備えプッシュ・プル駆動により増幅処理を行い、前記ノイズ低減制御手段は、前記入力信号に基づいてパルス変調を行い、前記第２の経路のオンオフを行う前記スイッチング手段は、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとを備えプッシュ・プル駆動を行って、前記抵抗を介して前記電源電圧から前記出力用のコンデンサの前段側の端子を充電してもよい。
本発明に係る別の装置は、音声出力装置に関する。この装置は、入力信号をパルス変調する変調手段と、電源電圧に接続されてパルス変調された信号をもとにスイッチング動作により増幅処理を行う増幅回路と、前記変調手段と前記増幅回路の間に配され、前記パルス変調された信号をもとに前記増幅回路をスイッチング動作させる信号を前記増幅回路に出力するドライバと、前記増幅回路の出力をフィルタリングするローパスフィルタと出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、前記電源電圧から前記増幅回路を経由して前記出力用のコンデンサの前段側まで形成された第１の経路に並列に形成され、かつ抵抗を備えた第２の経路と、前記第２の経路のオンオフを行うスイッチング手段と、前記出力用のコンデンサへの出力をオフ状態に制御するミュート信号がオンのときに、前記入力信号が前記増幅回路における処理が反映された信号と、前記出力用のコンデンサの前段からの帰還信号との差が小さくなるように前記スイッチング手段を駆動する。
また、前記抵抗と前記出力用のコンデンサによる時定数が、接続されるスピーカの再生帯域の低域限界周波数に設定されてもよい。
本発明に係る別の装置は、音声出力装置に関する。この装置は、Ｄ級アンプと、前記Ｄ級アンプからの出力を負荷に出力する出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、ミュート期間に、前記Ｄ級アンプからの出力経路とは異なる経路で前記コンデンサの前段側の端子を充電する充電手段を備える。
また、前記充電手段は、抵抗を備えており、前記抵抗と前記出力用のコンデンサとの時定数が、前記負荷の駆動周波数の下限より小さく設定されてもよい。

本発明によれば、音声出力装置においてボツ音の低減をシンプルな構成で実現する技術を提供することができる。

次に、本発明を実施するための最良の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
以下の実施形態では、音声出力装置の電源がオンとなり入力信号が入力されると、ミュート信号により所定の期間（Ｔ０〜Ｔ１）だけ出力されないミュート期間となる。そして、ミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１でミュート信号がオフになり、音声出力装置の出力動作が開始する。その出力動作開始時に生じるボツ音を防止又は低減する。第１の実施形態では、ミュート期間において、出力コンデンサの前段側の端子の電位を、抵抗を介してオン時の基準電圧である電源電圧の半分の電位（Ｖｃｃ／２）になるように充電する。また、第２の実施形態では、その充電の期間（収束期間）を短縮するために、フィードバック回路を用いる。

＜第１の実施形態＞
図１は、本実施形態に係る音声出力装置１０の概略構成を示す機能ブロック図ででる。図示のように、音声出力装置１０は、パルス変調ドライバ１２と、増幅回路２０と、ＬＰＦ３０と、出力コンデンサ４０とを備える。ここで、パルス変調ドライバ１２及び増幅回路２０は、Ｄ級アンプとして機能する。出力コンデンサ４０から出力される信号で、負荷であるスピーカＳＰが駆動される。ここまで構成は、図８の従来技術の音声出力装置２１０と同様である。そして、本実施形態に特徴的な構成として、音声出力装置１０は、電源オン時のボツ音対策の為の機能として、ノイズ低減回路５０を備えている。詳細は後述するが、電源電圧Ｖｃｃから増幅回路２０、ＬＰＦ３０まで（又は出力コンデンサ４０の前段側の端子）に接続される第１の経路に対して並列に形成された第２の経路が形成される。そしてこの第２の経路には、ノイズ低減抵抗７０とこの第２の経路をオンオフするスイッチング制御回路６０とが備わりノイズ低減回路５０を構成している。

パルス変調ドライバ１２は、アナログ信号やＰＣＭ信号などの入力信号Ｓ＿ｉｎをＰＤＭやＰＷＭといったパルス信号に変換し増幅回路２０へ出力する。また、パルス変調ドライバ１２には入力信号Ｓ＿ｉｎの他に、ミュート信号Ｓ＿ｍが入力され、このミュート信号Ｓ＿ｍがオンの時には、増幅回路２０へのパルス信号の出力が停止する。

増幅回路２０は、パルス変調ドライバ１２からのパルス信号をもとに、プッシュ駆動させるハイサイドトランジスタ２２と、プル駆動させるローサイドトランジスタ２４とを備えている。具体的には、ハイサイドトランジスタ２２はｎチャネルトランジスタであり、ドレイン端子Ｄが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ソース端子Ｓは、ローサイドトランジスタ２４のドレイン端子Ｄに接続されて、ゲート端子Ｇにはパルス変調ドライバ１２からオンオフする制御信号であるパルス信号が入力される。ローサイドトランジスタ２４もｎチャネルトランジスタであり、ソース端子Ｓが接地電位Ｇｎに接続され、ゲート端子Ｇにはパルス変調ドライバ１２からオンオフする制御信号であるパルス信号が入力される。そして、ハイサイドトランジスタ２２のソース端子Ｓとローサイドトランジスタ２４のドレイン端子Ｄとの接続部分からＬＰＦ３０にパルス信号に対応した信号が出力される。なお、ハイサイドトランジスタ２２およびローサイドトランジスタ２４に共にｐチャネルトランジスタを用いても、あるいは共にｐチャネルトランジスタとｎチャネルトランジスタを組み合わせて用いても、ドライバ回路の工夫により同様の動作が可能であることはいうまでもない。なお、後述する、スイッチング制御回路６０のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４についても同様である。

ＬＰＦ３０は、インダクタンス３２とフィルタコンデンサ３４とを備え、例えば２０ｋＨｚ以下の周波数帯域の信号を透過し、信号成分のみを抽出する。具体的には、フィルタコンデンサ３４の一方の端子が増幅回路２０の出力に接続され、他方の端子が出力コンデンサ４０に出力される。そして、インダクタンス３２の後段の端子（出力コンデンサ４０側の端子）と接地電位の間にフィルタコンデンサ３４が接続されている。

出力コンデンサ４０の後段側の端子（Ｂ１）は、スピーカＳＰの一方の端子に接続されている。また、スピーカＳＰの他方の端子は、音声出力装置１０の接地電位Ｇｎに接続されている。

次に、本実施形態に特徴的な構成であるノイズ低減回路５０について説明する。ノイズ低減回路５０には、入力信号Ｓ＿ｉｎが入力され、パルス変調ドライバ１２と同様の構成及び動作を行うボツ音低減ドライバ５２と、増幅回路２０と同様にプッシュ・プル駆動回路であるスイッチング制御回路６０と、スイッチング制御回路６０の出力と増幅回路２０の出力の間に接続されるノイズ低減抵抗７０とを備えている。言い換えると、ボツ音低減ドライバ５２が、ノイズ低減制御手段としてスイッチング制御回路６０を駆動する。

具体的には、スイッチング制御回路６０は、ハイサイドトランジスタ６２とローサイドトランジスタ６４と、を備えている。そして、ハイサイドトランジスタ６２はｎチャネルトランジスタであり、ドレイン端子Ｄが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ソース端子Ｓは、ローサイドトランジスタ６４のドレイン端子Ｄに接続されて、ゲート端子Ｇにはボツ音低減ドライバ５２からオンオフする制御信号であるパルス信号が入力される。ローサイドトランジスタ６４もｎチャネルトランジスタであり、ソース端子Ｓが接地電位Ｇｎに接続され、ゲート端子Ｇにはボツ音低減ドライバ５２からオンオフする制御信号であるパルス信号が入力される。そして、ハイサイドトランジスタ６２のソース端子Ｓとローサイドトランジスタ６４のドレイン端子Ｄとの接続部分からＬＰＦ３０にパルス信号に対応した信号が出力される。

ノイズ低減抵抗７０の一方の端子は、スイッチング制御回路６０の出力、つまり、ハイサイドトランジスタ６２とローサイドトランジスタ６４の接続部分（ドレインＤ）からの出力に接続し、ノイズ低減抵抗７０の他方の端子は、ＬＰＦ３０と増幅回路２０の間の経路途中の位置Ｄ１に接続される。そして、ノイズ低減抵抗７０と、出力コンデンサ４０との時定数が所定の周波数より小さくないように設定される。より具体的には、その時定数が、スピーカＳＰの再生帯域の低域限界周波数になるように設定されている。または、入力信号Ｓ＿ｉｎに設定されている周波数帯域の低域限界周波数に設定されてもよい。例えば、低域限界周波数として、人の一般的な可聴域の下限周波数である２０Ｈｚより小さい周波数となるように抵抗値が設定されればよい。また、楽器音としての低音は、大型パイプオルガンの最下限１６Ｈｚが知られており、その値以下に時定数が設定されてもよい。シミュレーションでは、出力コンデンサ４０の容量Ｃ２０が１０００μＦで、フィルタコンデンサ３４の容量Ｃ１０が２μＦであるときに、ノイズ低減抵抗７０抵抗値Ｒを３．６ｋΩとしたときに、時定数が２０Ｈｚ以下となり、所望の特性の収束時間（１０秒以内）が実現できた。

次に、図２を参照して音声出力装置１０の動作について、特に電源オン時の動作に着目して説明する。図２は、音声出力装置１０に入力される入力信号Ｓ＿ｉｎ、ミュート信号Ｓ＿ｍ、および、３つの計測位置（Ａ１〜Ｃ１）における信号のレベルを示したチャート図である。３つの計測位置（Ａ１〜Ｃ１）は、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ１と、出力コンデンサ４０の後段位置Ｂ１とスイッチング制御回路６０とノイズ低減抵抗７０の間の位置Ｃ１である。なお、スイッチング制御回路６０とノイズ低減抵抗７０の間の位置Ｃ１の波形（レベル）は、ＬＰＦ３０と通過していないので本来は階段状であるが、ここでは、理解を容易にするために、ＬＰＦ３０を通過した状態の波形を示している。

まず、開始時刻Ｔ０において、音声出力装置１０の電源がオンされる。このとき入力信号Ｓ＿ｉｎとオンレベルのミュート信号Ｓ＿ｍが音声出力装置１０のパルス変調ドライバ１２に入力される。同時に、入力信号Ｓ＿ｉｎは、ボツ音低減ドライバ５２に入力される。

このとき、パルス変調ドライバ１２は、オンレベル（ハイ）のミュート信号Ｓ＿ｍに基づき、増幅回路２０へのパルス信号の出力を停止している。ノイズ低減回路５０が無い従来例の構成の場合、図９に示したように、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ１では電位はゼロである。しかし、本実施形態では、スイッチング制御回路６０のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４が入力信号Ｓ＿ｉｎに応じてスイッチング動作を行い、ノイズ低減抵抗７０を介して電源電圧Ｖｃｃから徐々に電源電圧Ｖｃｃの半分の電位（Ｖｃｃ／２）に出力コンデンサ４０に充電していく。ここでは、ミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１で電源電圧Ｖｃｃの半分の電位（Ｖｃｃ／２）に漸近していくように動作している。なお、出力コンデンサ４０の後段位置Ｂ１では、信号成分はＬＰＦ３０でフィルタリングされ、直流成分が僅かに出力されるが、実質的に出力はゼロとなる。

そして、ミュート信号Ｓ＿ｍがオフレベル（ロー）となるミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１になると、パルス変調ドライバ１２はスイッチング制御回路６０へ入力信号Ｓ＿ｉｎに応じたパルス信号の出力を開始する。このとき、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ１は、基準電位である電源電圧Ｖｃｃの半分の電位（Ｖｃｃ／２）に対してオフセット（電位差）がない。これによって、従来技術で示したようなボツ音の発生が防止される。なお、ミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１として、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ１の電位が電源電圧Ｖｃｃの半分の電位（Ｖｃｃ／２）になるタイミングが設定されていたが、電源電圧Ｖｃｃの半分の電位（Ｖｃｃ／２）に達していないタイミングに設定された場合でも、出力コンデンサ４０の両端の電位差が小さくなっているので、仮にボツ音が発生してもその音量は十分に小さいものにできる。

以上、本実施形態を簡単にまとめると以下の通りである。つまり、ハイサイドトランジスタ２２及びローサイドトランジスタ２４からなる増幅回路２０と並列に、ボツ音対策用のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４からなるスイッチング制御回路６０が設けられた。そして、出力フィルタコンデンサ４０の容量Ｃ２０との時定数が、負荷であるスピーカＳＰの再生帯域低域限界周波数、あるいは可聴帯域の下限である概ね２０Ｈｚ以下となるノイズ低減抵抗７０を介して、増幅回路２０の出力に接続した。そして、増幅回路２０を動作状態にする前に徐々に入力電圧の平均値に出力コンデンサ４０を充電しておくことにより、ボツ音の発生が回避される。増幅回路２０は、動作状態となる前にはオフとなっており、出力端子には影響がない。また、負荷となるスピーカＳＰの再生帯域低域限界周波数以下の信号が、スピーカＳＰに印加されても再生音圧はごくわずかである。また、入力信号Ｓ＿ｉｎがオーディオ信号である場合、２０Ｈｚ以下の信号が記録されていることは稀であり、時定数を２０Ｈｚ以下に設定すればＤＣレベルはほぼ期待値に漸近させることができる。また、ノイズ低減抵抗７０の影響により出力電流が制限されるため、出力端に現れる信号電圧はスピーカＳＰとの分圧によりごくわずかとなる。ボツ音対策用のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４では、出力電流が比較的大きな抵抗値に設定されるノイズ低減抵抗７０により制限されるので、電流容量が小さな素子で実現でき、電流容量が小さいことから駆動回路もごく簡単なもので実現できる。また、回路構成が簡単なので容易にＩＣ化できる。さらにまた、ハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４はノイズ低減抵抗７０経由で出力コンデンサ４０の端子に接続されており、ハイサイドトランジスタ２２及びローサイドトランジスタ２４の各オン抵抗と比較して大きい抵抗値をとるため、パルス変調ドライバ１２の動作時（時刻Ｔ１以降の期間）に接続されていても、その影響は無視できる。特に、本実施形態に示すような構成の場合、出力する信号は同一なので影響が及ぼされることがない。当然に、破線αで示すように、ミュート信号Ｓ＿ｍがボツ音低減ドライバ５２に供給される構成にして、パルス変調ドライバ１２が動作時にボツ音低減ドライバ５２が停止されるように制御されてもよい。

＜第２の実施形態＞
図３は、本実施形態に係る音声出力装置１１０の概略構成を示す機能ブロック図である。この音声出力装置１１０は、第１の実施形態と類似の構成を有しており、同一の構成及び機能については、同一名称及び同一符号を付し、説明を適宜省略する。この音声出力装置１１０と、第１の実施形態の音声出力装置１０と異なる構成は、ノイズ低減回路５０の代わりに、フィードバック回路１５０を設けたことにある。

フィードバック回路１５０は、比較器１５２と、スイッチング制御回路６０と、ノイズ低減抵抗７０とを備えている。スイッチング制御回路６０と、ノイズ低減抵抗７０とは第１の実施形態と同様である。また、フィードバック回路１５０の時定数は、前述の出力回路の持つ時定数よりも長く、回路が安定動作するために十分な位相余裕を持っているものとする。

比較器１５２は、帰還信号Ｓ＿ｂとして、増幅回路２０の出力（位置Ｄ２）の信号（レベル）から基準電位であるＶｃｃ／２だけ下げた信号を取得する。そして、比較器１５２は、入力信号Ｓ＿ｉｎとその帰還信号Ｓ＿ｂとの差信号がゼロになるように、スイッチング制御回路６０（ハイサイドトランジスタ６２、ローサイドトランジスタ６４）をフィードバック制御する。なお、帰還信号Ｓ＿ｂを増幅回路２０の出力（位置Ｄ２）の信号（レベル）として、入力信号Ｓ＿ｉｎをＶｃｃ／２だけ上げた信号が使用されてもよい。また、より簡易的に、入力信号Ｓ＿ｉｎとして基準電位（Ｖｃｃ／２）が用いられてもよい。また、入力信号Ｓ＿ｉｎに、増幅回路２０における振幅増幅が反映されてもよい。つまり、増幅回路２０における処理が、入力信号Ｓ＿ｉｎ又は帰還信号Ｓ＿ｂに反映され、適正に比較できる信号レベルで比較処理がなされればよい。

図４は、音声出力装置１１０に入力される入力信号Ｓ＿ｉｎ、ミュート信号Ｓ＿ｍ、および、３つの計測位置における信号のレベルを示したチャート図である。３つの計測位置は、第１の実施形態と同様に、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ２と、出力コンデンサ４０の後段位置Ｂ２とスイッチング制御回路６０とノイズ低減抵抗７０の間の位置Ｃ２である。

電源オンの開始時刻Ｔ０で、音声出力装置１０の電源がオンとなり入力信号Ｓ＿ｉｎがパルス変調ドライバ１２へ入力されると、同時に比較器１５２が入力信号Ｓ＿ｉｎを取得する。このとき、ミュート信号Ｓ＿ｍがオンとなっているミュート期間（Ｔ０〜Ｔ１）では、パルス変調ドライバ１２からの出力は停止している。一方、フィードバック回路１５０では、帰還信号Ｓ＿ｂがゼロであるので、ノイズ低減抵抗７０の前段位置Ｃ２のレベルは、図示のように、速やかに立ち上がり、電源電圧Ｖｃｃになる。そして、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ２の電位が電源電圧Ｖｃｃに近づくと、入力信号Ｓ＿ｉｎと帰還信号Ｓ＿ｂの差信号が小さくなり、ノイズ低減抵抗７０の前段位置（第３の計測位置Ｃ２）のレベルが徐々に電源電圧の半分のレベルに（Ｖｃｃ／２）に制御される。

そしてミュート終了時刻（動作開始時刻）Ｔ１の時には、第１の実施形態と同様に、出力コンデンサ４０の前段位置Ａ２及び後段位置Ｂ２では、同じレベルとなっており、ボツ音の発生が防止される。

シミュレーションでは、第１の実施形態と同様に、出力コンデンサ４０の容量Ｃ２０が１０００μＦで、フィルタコンデンサ３４の容量Ｃ１０が２μＦで、ノイズ低減抵抗７０抵抗値Ｒを３．６ｋΩとしたときに、収束時間が第１の実施形態の概ね半分に短縮することができた。

以上、本実施形態を簡単にまとめると以下の通りである。つまり、ボツ音対策用のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４への入力信号の平均値と出力端子の電位との電位差を小さくするような信号を発生することにより、第１の実施形態の音声出力装置１０と比べ、出力コンデンサ４０の充電時間を短くすることができる。入力信号Ｓ＿ｉｎの平均値と出力コンデンサ４０の端子（Ａ２，Ｂ２）の電位差を増幅し、その差を小さくするフィードバック回路１５０を形成することによって速やかに出力コンデンサ４０の充電を行う。なお、形成されるフィードバック回路１５０は高いＳ／Ｎなどアナログ的な高い性能を要求されないので、簡易的なスイッチ回路でも十分要件を満たす。なお、フィードバック回路１５０の出力電位の平均値は入力信号の平均値と出力コンデンサ４０の電位差を増幅している。そこで、電位差が小さくなると出力電位の平均値は入力信号の平均値に収束する。この電位の収束を検知してミュートを解除することも可能である。

なお、図５の破線αの接続により、増幅回路２０のハイサイドトランジスタ２２及びローサイドトランジスタ２４の動作中にフィードバック回路１５０の動作を停止させることで、不要な電力消費を減らすことができる。また、フィードバック回路１５０の時定数が大きくなるように設定されているので、帰還信号Ｓ＿ｂの経路は、破線βで示すようにインダクタンス３２の後段からの経路であっても時定数の差は無視でき、いずれの経路であってもよい。

また、ボツ音対策用のハイサイドトランジスタ６２及びローサイドトランジスタ６４はノイズ低減抵抗７０経由で出力コンデンサ４０の端子に接続されており、ハイサイドトランジスタ２２及びローサイドトランジスタ２４のオン抵抗と比較して大きい抵抗値であるので、動作時に接続されていても影響は無視できる。

また、電源オン時に出力コンデンサ４０へ充電することに着目した場合には、図５の変形例の音声出力装置１１０ａに示すように、フィードバック回路１５０ａにおけるスイッチング素子をハイサイドトランジスタ６２のみとしてもよい。

また、電源オフ時もボツ音対策用のローサイドトランジスタ６４を導通させることにより出力コンデンサ４０に残った電荷をノイズ低減抵抗７０経由で穏やかに接地電位Ｇｎに放電することができる。

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素及びその組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。その様な変形例を以下に簡単に説明する。

図６は、変形例に係る音声出力装置１０ａの概略構成を示す機能ブロック図であり、第１の実施形態の音声出力装置１０を変形した構成となっている。異なる構成は、第１の実施形態の音声出力装置１０は、ボツ音低減ドライバ５２に対してパルス変調ドライバ１２の前段で分離した入力信号Ｓ＿ｉｎがボツ音低減ドライバ５２に入力された。しかし、本変形例の音声出力装置１０ａは、パルス変調ドライバ１２の代わりに、パルス変調部１２ａと第１のドライバ１２ｂを備えパルス変調機能とドライバ機能とを分離させ、また、ボツ音低減ドライバ５２の代わりにパルス変調機能が省かれた第２のドライバ５２ａを備える。

そして、パルス変調部１２ａは、入力信号Ｓ＿ｉｎを取り込み、変調処理を施し第1のドライバ１２ｂに出力する。そして、ドライバ１２ｂが増幅回路２０のハイサイドトランジスタ２２とローサイドトランジスタ２４を駆動するための信号を生成し、ハイサイドトランジスタ２２とローサイドトランジスタ２４に出力する。また、パルス変調部１２ａで変調された信号は、第２のドライバ５２ａにも取り込まれる。そして、第２のドライバ５２ａは、スイッチング制御回路６０のハイサイドトランジスタ６２とローサイドトランジスタ６４とを駆動する信号を出力する。

図７は、別の変形例に係る音声出力装置１０ｃの概略構成を示す機能ブロック図であり、図６の音声出力装置１０ａをさらに変形した構成となっている。異なる構成は、第２の第ラバ５２ａの前段に第1のパルス変調部１２ａと同じ機能を有する第２のパルス変調部５２ｃを備えたことにある。なお、図６の音声出力装置１０ａのパルス変調部１２ａを図７では「第１のパルス変調部１２ａ」と称する。入力信号Ｓ＿ｉｎは、第１のパルス変調部１２ａと第２のパルス変調部５２ｃに入力される。

また、ミュート信号Ｓ＿ｍは、第１のパルス変調部１２ａと第１のドライバ１２ｂに入力される。また、破線αで示す経路でミュート信号Ｓ＿ｍを第２のドライバ１２ｃに出力することで、ミュート期間解除後において、第２のドライバ１２ｃが停止されても良い。

以上、図６や図７に示した変形例の音声出力装置１０ａ、１０ｃによれば、上述の実施形態と同様の効果が得られる。

第１の実施形態に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 第１の実施形態に係る、音声出力装置に入力される入力信号、ミュート信号、および、３つの計測位置における信号のレベルを示したチャート図である。 第２の実施形態に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 第２の実施形態に係る、音声出力装置に入力される入力信号、ミュート信号、および、３つの計測位置における信号のレベルを示したチャート図である。 第２の実施形態の変形例に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 実施形態の変形例に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 実施形態の変形例に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 従来技術に係る、音声出力装置の機能ブロック図である。 従来技術に係る、音声出力装置に入力される入力信号、ミュート信号、および、第１から第３の計測位置における信号のレベルを示したチャート図である。

符号の説明

１０、１０ａ、１０ｃ、１１０、１１０ａ 音声出力装置
１２ パルス変調ドライバ
１２ａ パルス変調部
１２ｂ ドライバ
２０ 増幅回路
２２ ハイサイドトランジスタ
２４ ローサイドトランジスタ
３０ ＬＰＦ
３２ インダクタンス
３４ フィルタコンデンサ
４０ 出力コンデンサ
５０ ノイズ低減回路
５２ ボツ音低減ドライバ
５２ａ ドライバ
５２ｃ パルス変調部
６０ スイッチング制御回路
６２ ハイサイドトランジスタ
６４ ローサイドトランジスタ
７０ ノイズ低減抵抗
１５０、１５０ａ フィードバック回路
１５２ 比較器

Claims (7)

1. 入力信号をパルス変調する変調手段と、電源電圧に接続されてパルス変調された信号をもとにスイッチング動作により増幅処理を行う増幅回路と、前記変調手段と前記増幅回路の間に配され、前記パルス変調された信号をもとに前記増幅回路をスイッチング動作させる信号を前記増幅回路に出力するドライバと、前記増幅回路の出力をフィルタリングするローパスフィルタと出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、
   前記電源電圧から前記増幅回路を経由し前記出力用のコンデンサの前段側までに形成される第１の経路に並列に形成され、かつ抵抗を備えた第２の経路と、
   前記第２の経路のオンオフを行うスイッチング手段と、
   前記出力用のコンデンサへの出力をオフ状態に制御するミュート信号がオンのときに、前記スイッチング手段を駆動するノイズ低減制御手段と、
   を備えることを特徴とする音声出力装置。
2. 前記抵抗と前記出力用のコンデンサによる時定数が、接続されるスピーカの再生帯域の低域限界周波数に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の音声出力装置。
3. 前記増幅回路は、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとを備えプッシュ・プル駆動により増幅処理を行い、
   前記ノイズ低減制御手段は、前記入力信号に基づいてパルス変調を行い、
   前記第２の経路のオンオフを行う前記スイッチング手段は、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとを備えプッシュ・プル駆動を行って、前記抵抗を介して前記電源電圧から前記出力用のコンデンサの前段側の端子を充電することを特徴とする請求項１または２に記載の音声出力装置。
4. 入力信号をパルス変調する変調手段と、電源電圧に接続されてパルス変調された信号をもとにスイッチング動作により増幅処理を行う増幅回路と、前記変調手段と前記増幅回路の間に配され、前記パルス変調された信号をもとに前記増幅回路をスイッチング動作させる信号を前記増幅回路に出力するドライバと、前記増幅回路の出力をフィルタリングするローパスフィルタと出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、
   前記電源電圧から前記増幅回路を経由して前記出力用のコンデンサの前段側まで形成された第１の経路に並列に形成され、かつ抵抗を備えた第２の経路と、
   前記第２の経路のオンオフを行うスイッチング手段と、
   前記出力用のコンデンサへの出力をオフ状態に制御するミュート信号がオンのときに、前記入力信号が前記増幅回路における処理が反映された信号と、前記出力用のコンデンサの前段からの帰還信号との差が小さくなるように前記スイッチング手段を駆動するフィードバック回路と
   を備えることを特徴とする音声出力装置。
5. 前記抵抗と前記出力用のコンデンサによる時定数が、接続されるスピーカの再生帯域の低域限界周波数に設定されていることを特徴とする請求項４に記載の音声出力装置。
6. Ｄ級アンプと、前記Ｄ級アンプからの出力を負荷に出力する出力用のコンデンサとを備えた音声出力装置であって、
   ミュート期間に、前記Ｄ級アンプからの出力経路とは異なる経路で前記コンデンサの前段側の端子を充電する充電手段を備えることを特徴とする音声出力装置。
7. 前記充電手段は、抵抗を備えており、
   前記抵抗と前記出力用のコンデンサとの時定数が、前記負荷の駆動周波数の下限より小さく設定されることを特徴とする請求項６に記載の音声出力装置。

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