JP2004022966A

JP2004022966A - 電磁石装置の駆動装置

Info

Publication number: JP2004022966A
Application number: JP2002178519A
Authority: JP
Inventors: Koichi Ueki; 植木　浩一; Kimitada Ishikawa; 石川　公忠
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2002-06-19
Filing date: 2002-06-19
Publication date: 2004-01-22

Abstract

【課題】スイッチ１によるＡＣ電源の投入後、入力電圧検出器１４が電源電圧の正常を示し遅延出力する電圧検出信号Ｖ５をカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１がインバータ２４を通じ端子ＦＢに入力して主ＦＥＴ１７Ｍを介する電磁開閉器の励磁コイル４の通電を開始し主接点ａのオンが遅れるのを防ぐために、ＡＣ電源投入直後、ＩＣ端子ＦＢにＬの投入補助信号Ｖ４を与えて信号Ｖ５出力時点までのＩＣ１１を介する励磁コイル４の通電を上記通電に付加する投入補助信号発生回路２１を簡単に構成する。
【解決手段】
ＩＣ１１は自身の電源Ｖ２が正常動作可能な電圧に達したＡＣ電源の投入直後、急峻に基準電圧Ｖｒｅｆを立上げ、投入補助信号発生回路２１がコンデンサＣ２、抵抗Ｒ６からなる微分回路で基準電圧Ｖｒｅｆを微分し、コンデンサＣ２の充電電流をトランジスタＱ３で検出してＬの投入補助信号Ｖ４をＩＣ１１の端子ＦＢに与え、ＩＣ１１を介し主ＦＥＴ１７Ｍをオンする。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁開閉器などの電気器具に用いられる電磁石装置のコイルを駆動する電子式の駆動装置であって、始動時に可動鉄心を吸引するため比較的大きなコイル電流（投入電流）を流し、可動鉄心を吸引した後は僅かのコイル電流（保持電流）を流して省エネルギー化と小形化を図った電磁石装置の駆動装置、特に電源投入後、電源電圧の正常なことを検出してコイル電流の通流を開始させることによる可動鉄心の吸引（従って電磁開閉器主接点の投入）の遅れを防ぐための投入補助信号の発生回路を簡略に構成した電磁石装置の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に電気器具に用いられる電磁石装置はその始動時に可動鉄心を吸引するため比較的大きなコイル電流を要し、可動鉄心を吸引した後は僅かの保持電流でよいから、これを利用して省エネルギー化と小形化を図った電磁石装置のコイル駆動回路が知られている。
【０００３】
図７は本出願人の先願になる実公平４−３４５５公報において提案された電磁石装置のコイル駆動回路の要部の構成を示すブロック図である。
同図において操作コイル１はオア回路９の出力により制御され、図示しない可動鉄心を吸引すると接点ａを閉じるように接続されている。オア回路９の上側の入力端は投入補助信号発生器８を介して直流電源Ｐに接続され、オア回路９の下側の入力端はオア回路２の出力に接続されている。
【０００４】
また、オア回路２の上側の入力端は投入信号発生器３を介して電圧検出器４に接続されている。この電圧検出器４は直流電源Ｐに接続されて電源Ｐが印加されたとき電源電圧が正常であるか否か判断し、正常であれば電圧検出信号Ｓ１をＨレベルにする。また投入信号発生器３は電圧検出信号Ｓ１がＨになると瞬時に所定時間Ｔ３だけ投入信号Ｓ２をＨにする。
【０００５】
オア回路２の下側の入力端は保持信号発生器５を介してアンド回路６の出力端に接続され、このアンド回路６の上側の入力端はインバータ７を介して投入信号発生器３の出力端に接続され、アンド回路６の下側の入力端は電圧検出器４の出力端に接続されている。上記、保持信号発生器５はその入力端の信号がＨになると所定周期の断続信号としての保持信号Ｓ３を発生する。
【０００６】
図８はこのコイル駆動回路の動作を示すタイムチャート、また図９はオア回路９から投入補助信号発生器８が切り離されている場合、換言すればオア回路９の投入補助信号発生器８側の入力Ｓ４をＬレベルとした場合のこのコイル駆動回路の動作を示すタイムチャートである。
ここで、先ず投入補助信号発生器８を除いた部分の動作を図９を参照しながら説明する。
【０００７】
電源Ｐが投入されていない時刻ｔ０には電圧検出器４の出力信号Ｓ１はＬレベル、従って投入信号Ｓ２はＬであり、オア回路２の上側入力はＬである。またアンド回路６の下側入力がＬであるからアンド回路６の出力はＬで保持信号発生器５の出力信号Ｓ３、つまりオア回路２の下側入力もＬである。
従ってオア回路２の出力はＬ、同様にオア回路９の出力もＬとなり、操作コイル１の電圧Ｖｃは０でコイル１には通電されず、このコイル１は可動鉄心を吸引しない。従って接点ａは開いている。
【０００８】
時刻ｔ１に電源Ｐが投入され、この電圧が正常であると電圧検出器４は時間Ｔ１後の時刻ｔ２に信号Ｓ１をＨにする。この時刻ｔ２で同時に信号Ｓ２がＨとなり時間Ｔ３だけこのＨが保持される。よってオア回路２の上側入力はＨとなる。従ってオア回路２、オア回路９の出力は共にＨとなりコイル１に通電し、このコイル１は時間Ｔ２後の時刻ｔ３に可動鉄心を吸引し接点ａを閉じる。
【０００９】
信号Ｓ２がＨになつてから所定時間Ｔ３後の時刻ｔ４に信号Ｓ２がＬになるとインバータ７の出力がＨになり、アンド回路６の両入力、従ってその出力がＨになるから保持信号発生器５は出力信号Ｓ３を所定周期の断続信号とし、上側入力がＬであるオア回路２の下側の入力端に断続信号Ｓ３を印加するからコイル１にはオア回路２およびオア回路９を介して断続電流が流されて可動鉄心の吸引状態を保持する。
【００１０】
この断続電流による電力はその平均値が最大値の電流を連続通電した電力よりも小さく省エネルギーになり、また平均電力が小さいから発熱量が少なく、コイルを小型化することができる。
しかし、図９で述べた動作では電圧検出器４に正常の電圧が印加されてからこれを検出し信号Ｓ１をＨにするまでに検出遅れの時間Ｔ１を要している。もともと操作コイル１に電圧Ｖｃが印加されてから電流が流れ可動鉄心を吸引するまでには鉄心吸引時間Ｔ２を要するから、電源Ｐが投入されてコイルが可動鉄心を吸引し、接点ａを閉じるまでには時間Ｔ１＋Ｔ２だけ遅れるという問題がある。
【００１１】
投入補助信号発生器８はこの遅れ時間Ｔ１＋Ｔ２を極力短縮するために、電源投入時点から前記電源電圧検出遅れ時間Ｔ１よりも長く、前記鉄心吸引時間Ｔ２よりも短い時間幅Ｔ４の直流パルスをオア回路９を介して操作コイル１に印加する役割を持つ。
次に、投入補助信号発生器８を含めた図７の動作を図８により説明すると、投入補助信号発生器８は、時刻ｔ１に直流電源Ｐが投入されると直ちにその出力である投入補肋信号Ｓ４、つまりＯＲ回路９の上側入力をＨにする。そして時刻ｔ１からの投入補助信号Ｓ４の継続時間Ｔ４を、電圧検出器４が電源Ｐの電圧を検出して信号Ｓ１をＨにする電源電圧検出遅れ時間Ｔ１（つまり時刻ｔ１からｔ２まで）より僅かに長い時間Ｔ４とし、以後信号Ｓ４をＬに低下する。
【００１２】
従って図８では、図９に比べ時刻ｔ１からｔ２までの期間においてもＯＲ回路９の出力がＨとなることにより、時刻ｔ１から操作コイル１に電圧Ｖｃが印加され、鉄心吸引までの時間Ｔ２は時刻ｔ１から開始されることになる。
なお図８では、時刻ｔ２以降は、この直後に投入補助信号発生器８の出力Ｓ４がＬとなる点と、接点ａが閉じる時刻ｔ３が電源電圧検出遅れ時間Ｔ１だけ早くなる点のほかは図９と同様である。
【００１３】
図７の回路は電源Ｐを遮断したときは当然時刻ｔ０の状態に戻る。また、もし電源Ｐが投入され、投入補助信号発生器８が信号Ｓ４をＨにしても電源が正常でない場合は、電圧検出器４は信号Ｓ１をＨにせず、信号Ｓ２もＨにならない。従って、時刻ｔ１からコイル１が可動鉄心を吸引し始めても鉄心吸引に要する時間Ｔ２が経過する時刻ｔ３に達する以前に信号Ｓ４がＬに低下するから可動鉄心の吸引は中止され、接点ａは閉じないので誤動作することはない。
【００１４】
以上では電源Ｐを単に直流電源として説明したが、電源Ｐは交流整流回路から得られてもよい。
図４は図７の回路とほぼ同様な機能を持ち、商用単相交流電源のもとで作動する従来の実際の回路例を示し、図５は図４の各部の動作を示すタイムチャートである。図４では図７の操作コイル１の電圧Ｖａに相当する電圧を商用単相交流電源を全波整流するダイオードブリッジ２の整流出力Ｖ１とし、図７の電源Ｐに相当する電圧を上記整流出力Ｖ１、あるいは整流出力Ｖ１を入力とする定電圧電源回路の電圧（制御回路用電圧）Ｖ２としている。
【００１５】
図４においては、ダイオードブリッジ２の直流出力端子に、図７の操作コイル１に相当する電磁石装置の励磁コイル（ＭＣとも略記する）４と、励磁コイル４の電流Ｉｍｃをオン・オフ制御する主スイッチング素子としての主ＭＯＳＦＥＴ（主ＦＥＴとも略記する）１７Ｍと、励磁コイル４の電流Ｉｍｃを検出するために主ＦＥＴ１７Ｍのソース側に挿入された電流検出抵抗１８Ｍとの直列回路が接続されている。
【００１６】
そして、励磁コイル４には並列にフライホィールダイオード５が接続され、電流検出抵抗１８Ｍには並列に、交流電源の投入直後、励磁コイル４に大きな投入電流を流すために電流検出抵抗１８Ｍの抵抗値を引き下げるための電流検出抵抗１８Ｓと、投入電流を流す期間のみ導通される補助ＭＯＳＦＥＴ（補助ＦＥＴとも略記する）１７Ｓとの直列回路が設けられている。
【００１７】
なお、ａは励磁コイル４に流れる投入電流により図外の可動鉄心が吸引されることによって閉じられる主接点である。
また、ダイオードブリッジ２の直流出力端子には、抵抗６、ツェナダイオード９の直列回路と、抵抗７、べ−スが抵抗６とツェナダイオード９との接続点に接続されたトランジスタ８、ダイオード２０、コンデンサ１０の直列回路とが接続され、これらの回路は制御回路用の定電圧電源回路を構成している。
【００１８】
この定電圧電源回路の電圧としてのコンデンサ１０の電圧Ｖ２は、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電源端子ＶＩＮに供給されるほか、抵抗２２を介してＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに、抵抗２３を介して補助ＦＥＴのゲートに、また投入補助信号発生回路２１にそれぞれ与えられている。
ダイオードブリッジ２の直流出力端子にはまた、分圧抵抗１２、１３の直列回路が接続され、分圧抵抗１３には並列にフィルタコンデンサＣ０が接続されている。そして分圧抵抗１２と１３との接続点の電圧Ｖ１Ａは、交流電源電圧が正常か否かを判別する入力電圧検出器１４に入力されている。
【００１９】
入力電圧検出器１４は、交流電源の投入時点ｔ０から所定の電源電圧検出遅れ時間Ｔ１が経過した時点ｔ２（図５参照）に、本例ではその入力電圧Ｖ１Ａが８０Ｖ以上（但し交流電源電圧を１００Ｖとする）であれば交流電源電圧が正常であると判別し、Ｈレベルの電圧検出信号Ｖ５を出力する。ここで抵抗１２と１３、フィルタコンデンサＣ０、および入力電圧検出器１４は図７の電圧検出器４に対応している。
【００２０】
Ｈの電圧検出信号Ｖ５は、出力端がＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに接続されたインバータ２４と保持開始信号発生器２５に入力される。この保持開始信号発生器２５の出力端は補助ＦＥＴ１７Ｓのゲートに接続されている。なお補助ＦＥＴ１７Ｓのゲート電圧をＶ６とする。
ここで保持開始信号発生器２５は、入力電圧検出器１４からＨの電圧検出信号Ｖ５を入力したのち、所定時間Ｔ３を経た時点ｔ４（図５参照）に補助ＦＥＴ１７Ｓをオフさせて励磁コイル４に流す電流を投入電流から保持電流に切り換える役割を持ち、図７の投入信号発生器３に対応している。
【００２１】
投入補助信号発生回路２１は、交流電源の投入時点ｔ０の直後の時点ｔ１（具体的には定電圧電源出力Ｖ２が立上がりつつある時点、図５参照）から、入力電圧検出器１４が交流電源電圧が正常である旨のＨの電圧検出信号Ｖ５を出力する時点ｔ２までの間にもＩＣ１１を作動させて主ＦＥＴ１７Ｍをオンさせ、励磁コイル４の投入電流の通流開始を早める役割を持ち、図７の投入補助信号発生器８に対応している。
【００２２】
この投入補助信号発生回路２１は、前記定電圧電源出力Ｖ２の立上がり時点ｔ１を検出してオン，オフするトランジスタＱ１，Ｑ２、この立上がり時点ｔ１からその終端が時点ｔ２（つまり電源電圧検出遅れ時間Ｔ１の終端）を僅かに越える所定期間Ｔ４（図５参照）中に、ダイオードＤ１を介してＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢをＬレベル（グランドレベル）に引き下げるトランジスタＱ３、およびこれらのトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３と回路を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ７、コンデンサＣ１，Ｃ２等からなる。なお、トランジスタＱ３のコレクタ電圧としての投入補助信号Ｖ４は図７の同信号Ｓ４に相当する。
【００２３】
カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のＯＵＴ端子から所定周期で出力されるＰＷＭ制御（つまりパルス幅変調）されたパルス（ＰＷＭパルスとも略記する）Ｖｏｕｔは主ＦＥＴ１７Ｍのゲートに入力され、また電流検出抵抗１８Ｍ（または抵抗１８Ｍと１８Ｓとの並列接続抵抗）の両端に発生する電流検出電圧ＶｃｓはＩＣ１１の電流検出端子ＣＳに入力されている。
【００２４】
なお、この電流検出端子電圧Ｖｃｓは、補助ＦＥＴ１７Ｓがオンとなる期間（励磁コイル４の投入電流の通流期間）では、Ｖｃｓ＝（電流検出抵抗１８Ｍおよび１８Ｓの並列抵抗値）×（励磁コイル４の電流Ｉｍｃ）となり、補助ＦＥＴ１７Ｓがオフとなる期間（励磁コイル４の保持電流の通流期間）ではＶｃｓ＝（電流検出抵抗１８Ｍの抵抗値）×（励磁コイル４の電流Ｉｍｃ）となる。
【００２５】
１５と１６はそれぞれ、ＩＣ１１のＰＷＭパルスの周期を決定するためのタイミング抵抗とタイミングコンデンサで、タイミング抵抗１５はＩＣ１１の基準電圧（本例では５Ｖ）の出力端子ＶｒｅｆとＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子ＲＴ／ＣＴとの間に接続され、タイミングコンデンサ１６はＩＣ１１の前記端子ＲＴ／ＣＴとダイオードブリッジ２の負側端子（グランド端子）との間に接続されている。なお、ＩＣ１１の接地端子ＧＮＤはダイオードブリッジ２の負側端子に接続されている。
【００２６】
カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１としては、この場合、スイッチング電源の電圧をその負荷電流を制御しつつ定電圧制御するスイッチング電源用カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣを流用しており、本例では特にこのＩＣが、スイッチング電源の重負荷時、具体的には後述するエラーアンプ出力電圧Ｖｃｏｍｐが所定値以上になった時、定電流制御（厳密には電流制限制御）を行う性質を利用している。
【００２７】
図６は図４中のカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の内部の原理的な構成を示す。次に図６によりＩＣ１１の定電流制御に関わる機能を説明する。
図６において、ＩＣ１１の電源端子ＶＩＮへ供給される電圧がＩＣ１１の正常動作可能な電圧（本例では１６Ｖ）に達すると、低電圧ロックアウト回路ＵＶＬ１のロックが解除され、５Ｖバンドギャップ基準電圧レギュレータＲＥＧがオンして電源端子ＶＩＮへ供給される電圧から５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、ＩＣ１１の端子Ｖｒｅｆへ出力するほか、ＩＣ１１内の必要な各部へ供給する。
【００２８】
この基準電圧Ｖｒｅｆによりもう一つの低電圧ロックアウト回路ＵＶＬ２のロックも解除されてＯＲ回路Ｇ２の出力、つまりＮＯＲ回路Ｇ１の入力の一つが“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路Ｇ１によって駆動されるトーテムポール出力回路ＴＴＰからのＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力を停止する条件の一つが解除される。
逆にこの解除が行われるまでは少なくともＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力は停止され、ＰＷＭパルスＶｏｕｔをゲート入力とする主ＦＥＴ１７Ｍはオフ状態に保たれる。
【００２９】
発振器ＯＳＣは、次のようにタイミング抵抗１５とタイミングコンデンサ１６によって定まる発振周期Ｔの三角波Ｗ１を生成し、この周期ＴがＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力周期となる。
即ち、発振器ＯＳＣを構成するコンパレータＣＰ１の出力が“Ｌ”のとき、同じく発振器ＯＳＣを構成する半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフし、コンパレータＣＰ１の（−）入力端子には三角波Ｗ１の上限電圧である２．８Ｖが入力される。そして、外部のタイミングコンデンサ１６はタイミング抵抗１５を介し基準電圧Ｖｒｅｆにより充電される。
【００３０】
タイミングコンデンサ１６の充電電圧はＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子ＲＴ／ＣＴを経てコンパレータＣＰ１の（＋）入力端子に入力されて監視される。
やがて、タイミングコンデンサ１６の充電電圧が２．８Ｖを上回ろうとするとコンパレータＣＰ１の出力は“Ｈ”に反転する。これにより、半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオンし、コンパレータＣＰ１の（−）入力端子の電圧は三角波Ｗ１の下限電圧である１．２Ｖに切り換わると共に、ＩＣ１１の端子ＲＴ／ＣＴに定電流源ＩＳ１が接続されてタイミングコンデンサ１６は放電を開始する。
【００３１】
次にタイミングコンデンサ１６の電圧が１．２Ｖを下回ろうとすると、再びコンパレータＣＰ１の出力は“Ｌ”に反転し、タイミングコンデンサ１６の電圧は上昇に転ずる、こうして連続する三角波Ｗ１が生成される。
このときコンパレータＣＰ１から出力される矩形波パルスからなる発振出力Ｗ２は、ラッチセットパルス生成回路ＬＳに入力され、パルス生成回路ＬＳは、発振出力Ｗ２の立上がりのタイミング毎にヒゲ状のラッチセットパルスＰ１を生成し、ＮＯＲ回路Ｇ１および、ＲＳフリップフロップからなる電流検出ラッチＦＦのセット入力端子Ｓに与える。
【００３２】
このラッチセットパルスＰ１の入力によって、電流検出ラッチＦＦの反転出力ＱＢ（このＱＢのＢは「バー」を意味するものとする）は“Ｌ”となり、このときＮＯＲ回路Ｇ１の全入力が“Ｌ”となることから、トーテムポール出力回路ＴＴＰの出力、つまりＩＣ１１のＯＵＴ端子から出力されるＰＷＭパルスＶｏｕｔはＨレベルとなり、外部の主ＦＥＴ１７Ｍをオンする。
【００３３】
つまり、三角波Ｗ１の発振周期ＴによってＰＷＭパルスＶｏｕｔのＨレベルへの立上がり、つまり主ＦＥＴ１７Ｍのオンのタイミングが与えられる。
このＰＷＭパルスＶｏｕｔのＨレベルの状態、つまり主ＦＥＴ１７Ｍのオンの状態は、以後、電流検出ラッチＦＦがリセットされ、その反転出力ＱＢが“Ｈ”となるまで継続する。つまり、主ＦＥＴ１７Ｍのオフのタイミングは電流検出ラッチＦＦがリセットされるタイミング、換言すればＣＳコンパレータＣＰ２が電流検出ラッチＦＦの入力端子Ｒへリセット信号を発するタイミングである。
【００３４】
このリセット信号としてのコンパレータＣＰ２の出力は、本例では主ＦＥＴ１７Ｍがオンして励磁コイル４に整流電圧Ｖ１が印加され、励磁コイル電流Ｉｍｃが増大することで、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓ、つまりＣＳコンパレータＣＰ２の（＋）入力端子の電圧が上昇し、ＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子の電圧Ｖｃｓｎを上回る時点に発生する。
【００３５】
ところで、図３においてはＩＣ１１が正常動作可能となった後にＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに与えられる電圧、つまりエラーアンプＥＡの（−）入力端子の電圧は、トランジスタＱ３またはインバータ２４によりグランド側へ引下げられＬレベル（本例ではほぼ０Ｖ）となる以前は、電圧Ｖ２の定電圧電源から抵抗２２を介して伝えられるＨレベルの電圧で、この電圧は本例では少なくともエラーアンプＥＡの（＋）入力端子の電圧（２．５Ｖ）より高い。
【００３６】
従って、端子ＦＢ電圧のＨレベル時においてはエラーアンプＥＡの出力電圧（エラー電圧ともいう）Ｖｃｏｍｐは少なくとも１．４Ｖ以下、従ってＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎはほぼ０Ｖとなり、端子ＦＢ電圧のＬレベル時にはエラー電圧Ｖｃｏｍｐは少なくとも４．４Ｖ以上、従ってＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎはその上限値であるツェナー電圧の１Ｖに固定される。
【００３７】
このため、以下に述べるように端子ＦＢ電圧のＨレベル時においてはＩＣ１１はＰＷＭパルスＶｏｕｔを出力せず、端子ＦＢ電圧のＬレベル時にはＰＷＭパルスＶｏｕｔを出力して定電流制御を行う。
即ち、端子ＦＢ電圧のＬレベル時には、主ＦＥＴ１７Ｍがオンしたのち、励磁コイル電流Ｉｍｃが増加して、電流検出抵抗１８Ｍ（または１８Ｍ，１８Ｓの並列抵抗）の電圧、従ってＩＣ１１の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓが増大して、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに達したとき、ＣＳコンパレータＣＰ２が電流検出ラッチＦＦをリセットしてＰＷＭパルスＶｏｕｔをＬレベルとし、主ＦＥＴ１７Ｍがオフされる。
【００３８】
この主ＦＥＴ１７Ｍのオフ時には励磁コイル電流Ｉｍｃはフライホィールダイオード５に転流して環流しつつ減衰する。そしてこの動作が通常は前記発振周期Ｔごとに繰り返される。
このとき、電流検出ラッチＦＦがセットされたのちリセットされるまでの時間、つまりＰＷＭパルスＶｏｕｔのパルス幅（Ｈレベルの期間）、換言すれば主ＦＥＴ１７Ｍのオン期間は、当該オン期間の開始時点の励磁コイル４の電流Ｉｍｃが小さいときは長くなり、同じく励磁コイル電流Ｉｍｃが増加して設定値（つまり、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに対応する値）に近づくほど短くなる。このようにして励磁コイル４の電流ＩｍｃのＰＷＭ制御による定電流制御が行われる。
【００３９】
ただし、ＰＷＭパルスＶｏｕｔがＨレベルに立上がったのち、ＰＷＭパルスの当該周期Ｔ内で電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓが上記の電圧Ｖｃｓｎの１Ｖ（説明の便宜上、以下この電圧を電流設定電圧という）に達しないときは、ＰＷＭパルスＶｏｕｔは次のＰＷＭパルス周期まで実質的にＨレベルを維持し、同時に主ＦＥＴ１７Ｍは実質的にオン状態のままになる。
【００４０】
他方、端子ＦＢ電圧のＨレベル時においては、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎが０Ｖであることから、ＰＷＭパルスＶｏｕｔのパルス幅、つまり主ＦＥＴ１７Ｍのオン期間は図６の動作からは０ということになるが、実際は不感帯に入ることによってＰＷＭパルスＶｏｕｔは出力されず、主ＦＥＴ１７Ｍはオフのままとなる。
【００４１】
次に図５により図４の全体の動作を説明する。
時点ｔ０に交流電源を開閉するスイッチ１が投入されると、ダイオードブリッジ２の出力側に整流電圧Ｖ１が現れ、定電圧電源回路の出力電圧（コンデンサ１０の電圧）Ｖ２は比較的急速に立上がり、一定値となる。
この出力電圧Ｖ２が立上がる途中の時点ｔ１までの間は、投入補助信号発生回路２１のトランジスタＱ１はベース電圧が高まらずオフ状態となり、これによりベース・エミッタ間にトランジスタＱ１が接続されたトランジスタＱ２はオン状態となる。
【００４２】
時点ｔ１においてトランジスタＱ１がオンすることでトランジスタＱ２がオフし、トランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ３が急峻に立上がり、コンデンサＣ２は電圧Ｖ２の定電圧電源回路側から、抵抗Ｒ５，Ｒ６、およびトランジスタＱ３のベース・エミッタ路とベース抵抗Ｒ７との並列路を介して（但し、これら充電路の抵抗分の内、支配的なものは抵抗Ｒ６である）充電開始される。
【００４３】
トランジスタＱ３は、この充電電流によって時点ｔ１から、この充電電流が減衰しながらトランジスタＱ３の導通を維持できる所定期間Ｔ４、オン状態となる。このため期間Ｔ４においてトランジスタＱ３のコレクタ電圧（投入補助信号）Ｖ４はＬレベルとなり、同時にダイオードＤ１を介しＩＣ１１の端子ＦＢもＬレベルに引下げられる。
【００４４】
なお、時点ｔ１にはＩＣ１１の電源端子ＶＩＮに与えられる電圧Ｖ２は、少なくともＩＣ１１の正常動作が可能な電圧（本例では１６Ｖ）以上になっているものとする。
また、時点ｔ０から電源電圧検出遅れ時間Ｔ１が経過した時点ｔ２（なお、この時点ｔ２は上記の期間Ｔ４の終端以前となるように設定されている）において入力電圧検出器１４は投入された交流電圧が正常なことを検出し、以後、少なくとも電源スイッチ１が投入されている期間はその出力の電圧検出信号Ｖ５をＨレベルとする。
【００４５】
これにより時点ｔ２以後、少なくとも電源スイッチ１が投入されている期間、インバータ２４はＩＣ１１の端子ＦＢをＬレベルに引下げる。
結果として、時点ｔ１から電源スイッチ１が投入されている期間はＩＣ１１の端子ＦＢはＬレベルとなり、ＩＣ１１は主ＦＥＴ１７ＭにＰＷＭパルスＶｏｕｔを送出し、定電流制御を行おうとする。
【００４６】
一方、補助ＦＥＴ１７Ｓのゲート電圧Ｖ６は、抵抗２３を介し時点ｔ０から定電圧電源の電圧Ｖ２とほぼ同波形で高まるため、時点ｔ１には補助ＦＥＴ１７Ｓはオン状態となり、電流検出抵抗１８Ｍと１８Ｓは並列接続状態となる。
しかし、保持開始信号発生器２５はその入力電圧（電圧検出信号）Ｖ５がＨレベルとなった時点ｔ２から所定期間Ｔ３が経過した時点ｔ４にその出力部の電圧Ｖ６をＬレベルに引下げて補助ＦＥＴ１７Ｓをオフするので、上記した電流検出抵抗１８Ｍと１８Ｓの並列接続状態は、補助ＦＥＴ１７Ｓのオンの期間である時点ｔ１から時点ｔ４までとなる。
【００４７】
このようにして、励磁コイル４への通電が開始されるが、電流検出抵抗１８Ｍと１８Ｓの並列抵抗値は充分低く設定されており、励磁コイル４の電流値Ｉｍｃが大きな投入電流値になっても、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓが電流設定電圧の１Ｖに達しない。
このため、主ＦＥＴ１７Ｍは時点ｔ１から時点ｔ４までの期間は、ＰＷＭパルスＶｏｕｔの各周期とも連続してオン状態を継続し、励磁コイル４には充分な投入電流が流れて図外の可動鉄心が吸引され、時点ｔ１から所定の鉄心吸引時間Ｔ２が経過した時点ｔ３には可動鉄心の吸引が完了し、主接点ａの投入が行われる。
【００４８】
なお、期間Ｔ３の終端時点ｔ４（つまり保持開始信号発生器２５が出力部の電圧Ｖ６をＬレベルとする時点）は鉄心吸引時間Ｔ２の終端時点ｔ３以後となるように設定され、Ｌの投入補助信号Ｖ４の終端時点は電源電圧検出遅れ時間Ｔ１の終端時点ｔ２以後でかつ鉄心吸引時間Ｔ２の終端時点ｔ３以前となるように設定されている。
【００４９】
時点ｔ４以後は電流検出抵抗は１８Ｍのみとなるので、励磁コイル電流値Ｉｍｃが投入電流レベルから保持電流レベルに減衰するまでの過渡的状態では、主ＦＥＴ１７Ｍがオンとなったときに、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓが１Ｖ以上であるため主ＦＥＴ１７Ｍは瞬時にオフし、ＰＷＭパルスＶｏｕｔの各周期とも主ＦＥＴ１７Ｍは実質的にオフ状態を維持する。
【００５０】
しかしその後の定常状態では主ＦＥＴ１７ＭがオンとなったＰＷＭパルスＶｏｕｔの各周期ごとに電流検出端子電圧Ｖｃｓが電流設定電圧の１Ｖに達した時点で主ＦＥＴ１７Ｍがオフし、励磁コイル電流Ｉｍｃは一定の保持電流値に制御される。
なお図４においても、スイッチ１の投入後、Ｌの投入補助信号Ｖ４が発せられ、主ＦＥＴ１７Ｍがオンしたのち、入力電圧検出器１４が交流電源電圧が正常でないとしてＨの電圧検出信号Ｖ５を出力しない場合でも、Ｌの投入補助信号Ｖ４の出力期間Ｔ４の終端時点は、鉄心吸引時間Ｔ２の終端時点ｔ３以前に設定されているので、可動鉄心の吸引は完了せず、主接点ａの誤動作は生じない。
【００５１】
なお、図５において電源スイッチ１の投入時点ｔ０からＬの投入補助信号Ｖ４が出力される時点ｔ１までの期間、電源電圧検出遅れ時間Ｔ１（時点ｔ０からｔ２まで）、鉄心吸引時間Ｔ２（時点ｔ１からｔ３まで）等は、スイッチ１の投入時点における交流電源電圧の位相や交流電源電圧の変化によって変動はするが、この変動範囲は所定の範囲に含まれるので、所定値として取り扱うことができる。
【００５２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図４に示した従来の電磁石装置の駆動回路は、投入補助信号発生回路２１が、交流電源投入直後の時点ｔ１から所定期間Ｔ４の間、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢをＬレベルに引下げるために微分回路のコンデンサＣ２の電圧Ｖ３を急峻に立上げる目的や、交流電源遮断後の短いサイクルでの電源再投入に備えてコンデンサＣ２をリセットする目的等のために、複雑な構成となって部品点数が多くコスト高であるという問題がある。
【００５３】
本発明はこの問題を解消し、投入補助信号発生回路２１をより簡単に構成できる電磁石装置の駆動装置を提供することを課題とする。
【００５４】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために請求項１の電磁石装置の駆動装置は、
電磁石装置の可動鉄心を吸引させる励磁コイル（４）と直列に接続されたスイッチング手段（主ＦＥＴ１７Ｍ）と、
該スイッチング手段に該スイッチング手段のオン・オフに対応して断続するパルス信号（Ｖｏｕｔ）を与えて前記励磁コイルへの通電をオン・オフ駆動するスイッチング制御手段（カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１、保持開始信号発生器２５、補助ＦＥＴ１７Ｓ、インバータ２４など）と、
電源投入時点（ｔ０）から所定の電源電圧検出遅れ時間（Ｔ１）の経過後、電源電圧がその正常であることを示す第１の所定値（例えば８０Ｖ）を超えていることを検出して電圧検出信号（Ｖ５）を出力する電圧検出手段（入力電圧検出器１４、分圧抵抗１２，１３、コンデンサＣ０など）とを持ち、
前記スイッチング制御手段が、電源投入後、電源電圧が前記第１の所定値より小さく当該スイッチング制御手段の正常動作が可能な第２の所定値（例えば１６Ｖ）を上回った時点（ｔ１）に、当該スイッチング制御手段の動作に必要な基準電圧（Ｖｒｅｆ、例えば５Ｖ）を（５Ｖバンドギャップ基準電圧レギュレータＲＥＧなどを介して）生成出力すると共に、
前記電圧検出信号の出力時点（ｔ２）から第１の一定期間（Ｔ３）、前記スイッチング手段を実質的に連続してオンさせるパルス信号を出力して前記励磁コイルへ前記可動鉄心を吸引させる電流（投入電流）を流したのち、前記スイッチング手段を断続するパルス信号を出力して前記励磁コイルへの通電電流を前記可動鉄心の吸引を保持する電流（保持電流）に抑制するようにした電磁石装置の駆動装置であって、
前記基準電圧を（入力電圧Ｖ３として）入力して微分し、該基準電圧の立上がり時点からその終端が前記電圧検出信号の出力時点以後で、且つ前記可動鉄心が吸引を完了するに要する所定の鉄心吸引時間（Ｔ２）より短い第２の一定期間（Ｔ４）、前記スイッチング制御手段に（Ｌの投入補助信号Ｖ４を与えて）前記スイッチング手段を実質的に連続してオンさせるパルス信号を出力させる投入補助手段（投入補助信号発生回路２１）を備え、
前記第１の一定期間の終端（ｔ４）が前記鉄心吸引時間の終端（ｔ３）以後となるようにする。
【００５５】
また請求項２の電磁石装置の駆動装置は、請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記投入補助手段が、前記基準電圧を入力とする微分回路としてのコンデンサ（Ｃ２）と抵抗（Ｒ６など）との直列回路を持ち、この直列回路を流れる電流の存続時間から（トランジスタＱ３などを介して）前記第２の一定期間を得るようにする。
【００５６】
また請求項３の電磁石装置の駆動装置は、請求項１または２に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記スイッチング制御手段が、前記第１および第２の一定期間には、前記励磁コイルの電流（Ｉｍｃ）を（電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓとして）検出しつつ、前記励磁コイルの電流が前記可動鉄心を吸引させる所定の電流となるように前記パルス信号のパルス幅を可変制御するようにする。
【００５７】
また請求項４の電磁石装置の駆動装置は、請求項３に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記スイッチング制御手段が、前記励磁コイルの電流を検出するための電流検出抵抗の値を、前記第１および第２の一定期間と該第１の一定期間以後とで（それぞれ抵抗１８Ｍおよび１８Ｓの並列抵抗値と抵抗１８Ｍ単独の抵抗値とに）切り換えるようにする。
【００５８】
本発明の主な作用は、電磁石装置の励磁コイル４を主ＦＥＴ１７Ｍを介してオンオフ駆動するカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１が、スイッチ１による交流電源の投入直後に自身の端子ＶＩＮに入力される電源電圧Ｖ２が正常動作可能な起動電圧に達したことを検出し、内蔵する５Ｖバンドギャップ基準電圧レギュレータＲＥＧを介して内部基準電圧Ｖｒｅｆを急峻に立上げ外部に出力することを利用し、この基準電圧Ｖｒｅｆを投入補助信号発生回路２１の微分回路（コンデンサＣ２、抵抗Ｒ６など）に入力してＬの投入補助信号Ｖ４を発生させることで、投入補助信号発生回路２１を簡単に構成する。
【００５９】
そして、このＬの投入補助信号Ｖ４を前記ＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに与えてＩＣ１１から主ＦＥＴ１７ＭへのＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力を開始させ、励磁コイル４の励磁開始を早めて主接点ａの投入遅れ時間を短縮するものである。
【００６０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の１実施例としての要部の構成を示す回路図で、図４に対応しており、図４と同一の符号は同一または相当部分を示す。
図１においては、投入補助信号発生回路２１が微分回路を構成するコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６、この微分回路を流れる電流（コンデンサＣ２の充電電流）をベースに流してオンするトランジスタＱ３、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間に接続されたベース抵抗Ｒ７、およびカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢとトランジスタＱ３のコレクタとを結ぶダイオードＤ１によって構成されている。
【００６１】
そして、微分回路のコンデンサＣ２にはＩＣ１１の基準電圧出力端子Ｖｒｅｆから出力される基準電圧Ｖｒｅｆ（本例では５Ｖ）が微分回路の入力電圧Ｖ３として与えられている。
このようにして、図１では投入補助信号発生回路２１の構成が図４に比べ大幅に簡単化されている。なお、投入補助信号発生回路２１以外の部分の構成は図４と同じである。
【００６２】
（実施例１）
図２は図１の回路の第１の実施例としての各部の動作を示すタイムチャートで図５に対応している。図２では図５に対し電圧Ｖ３のみが異なる。
図２により図１の要部の動作を述べると、時点ｔ０にスイッチ１により交流電源が投入されると、ダイオードブリッジ２の整流出力電圧Ｖ１によって定電圧電源の電圧Ｖ２が比較的急勾配で上昇し、時点ｔ１においてＩＣ１１の正常な動作が可能な電圧（本例では１６Ｖ）になる。
【００６３】
すると、ＩＣ１１内では前述のように５Ｖバンドギャップ基準電圧レギュレータＲＥＧが５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを急峻に立上げ、ＩＣ１１の端子Ｖｒｅｆへ出力する。
この基準電圧Ｖｒｅｆ（Ｖ３）は投入補助信号発生回路２１内の微分回路を構成するコンデンサＣ２に与えられ、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ６、トランジスタＱ３のベース・エミッタ路とベース抵抗Ｒ７との並列路を介して（但し、これら充電路の抵抗分の内、支配的なものは抵抗Ｒ６である）充電開始される。
【００６４】
トランジスタＱ３は、この充電電流によって時点ｔ１から、この充電電流が減衰しながらトランジスタＱ３の導通を維持する限界時点までの所定期間Ｔ４、オン状態となる。このため期間Ｔ４においてはトランジスタＱ３のコレクタ電圧としての投入補助信号Ｖ４はＬレベルとなり、同時にダイオードＤ１を介しＩＣ１１の端子ＦＢの電位を引下げる。
【００６５】
なお、上記所定期間Ｔ４の終端は、図４の場合と同様、入力電圧検出器１４がＨの電圧検出信号Ｖ５を出力する時点ｔ２以後で、且つ鉄心吸引時間Ｔ２の終端時点ｔ３以前となるように設定されている。
これにより、少なくとも交流電源投入直後の時点ｔ１から電圧検出信号Ｖ５の出力時点ｔ２までの間は、Ｌの投入補助信号Ｖ４によってＩＣ１１の端子ＦＢがＬレベルに引下げられることで、ＩＣ１１から主ＦＥＴ１７ＭへＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力が行われ、励磁コイル４への投入電流の通電が行われる。
【００６６】
なお上記微分回路のコンデンサＣ２の電荷のリセットについては、交流電源の遮断時に、ＩＣ１１が端子ＶＩＮから制御用電源電圧としての定電圧電源電圧Ｖ２の低下を内部で検知し、基準電圧Ｖｒｅｆ（Ｖ３）の出力を停止し、基準電圧出力端子Ｖｒｅｆの電位をグランドレベルに落とすので、コンデンサＣ２の電荷は自動的にリセットされる。
【００６７】
このほかの動作は図４の場合と同様であり、説明を省略する。
（実施例２）
図３は図１の回路の第２の実施例としての各部の動作を示すタイムチャートで図２に対応している。図３では図２に対し、ダイオードブリッジ２の整流出力Ｖ１と励磁コイル４の電流Ｉｍｃの波形のみが異なる。
【００６８】
図３においては、交流電源電圧が例えばその上限値まで上昇したものとし、これに伴って整流出力Ｖ１も上昇している。
この実施例２では、電流検出抵抗１８Ｍ，１８Ｓの値を適切に選び、時点ｔ１から時点ｔ４までの投入電流の流通期間（即ち、補助ＦＥＴ１７Ｍがオンされ、主ＦＥＴ１７ＭにＰＷＭパルスＶｏｕｔが与えられる期間）に、励磁コイル４に流れる電流（投入電流）Ｉｍｃの最大値を電流制御を行わない場合（つまり、主ＦＥＴ１７Ｍが図２のようにオンのままになっている場合）に流れる電流の最大値よりも小さい適正な所定の投入電流値（ＩｍｃＮとする）に制御するものである。
【００６９】
このために、オンしている主ＦＥＴ１７Ｍをオフさせるタイミングでの励磁コイル電流値Ｉｍｃが前記の適正な投入電流値ＩｍｃＮとなるように、この時点にＩＣ１１の電流検出端子ＣＳに入力される電流検出電圧Ｖｃｓ＝（電流検出抵抗１８Ｍと１８Ｓの並列抵抗値）×ＩｍｃＮが前述の電流設定電圧（つまり、ＩＣ１１内蔵のＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖ）となるようにする。
【００７０】
このように設定することにより、図３に示すように投入電流が流通を開始した時点ｔ１から投入電流が適正電流値ＩｍｃＮにまで立上がる間は主ＦＥＴ１７Ｍはオンのままになるが、以後は投入電流の流通期間の終端時点ｔ４まで、主ＦＥＴ１７ＭはＰＷＭパルスＶｏｕｔの各出力周期Ｔごとにオン・オフしてＰＷＭ制御を行い、励磁コイル電流値Ｉｍｃを適正電流値ＩｍｃＮに維持する。
【００７１】
このようにすることで、励磁コイル４の発熱をより少なくして励磁コイル４をより小型に構成することができ、また鉄心吸引時間Ｔ２（時点ｔ１からｔ３まで）を電源電圧の変動に左右されることなく一定として、電源スイッチ１の投入時点ｔ０から主接点ａが投入される時点ｔ３までの時間をほぼ一定にすることができる。
【００７２】
【発明の効果】
請求項１および２に関わる発明によれば、スイッチ１による交流電源の投入後、入力電圧検出器１４が電源電圧の正常を示す電圧検出信号Ｖ５を出力するまでの遅延時間Ｔ１だけ経過して電磁石装置に電源が印加され、電磁石装置の可動鉄心の吸引開始が遅れることを防ぐために、
スイッチ１による交流電源の投入直後にカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢにＬの投入補助信号Ｖ４を与えてＩＣ１１のＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力を開始させ、主ＦＥＴ１７Ｍを介して電磁石装置の励磁コイル４への投入電流の通流を開始させる投入補助信号発生回路２１の微分回路（コンデンサＣ２、抵抗Ｒ６）への入力電圧Ｖ３として、
ＩＣ１１が、その端子ＶＩＮに入力される自身の電源電圧Ｖ２を監視し、正常動作可能な起動電圧に達したとき急峻に立上げて基準電圧出力端子Ｖｒｅｆから外部に出力する基準電圧Ｖｒｅｆを利用するようにしたので、
投入補助信号発生回路２１の構成を簡単にし、電磁石装置の駆動装置のコストを低減することができる。
【００７３】
さらに、請求項３および４に関わる発明によれば、電磁石装置の励磁コイル４の電流を保持電流に切換える前の投入電流をも適正値に制御するようにしたので、励磁コイルの発熱をより少なくして、電磁石装置の駆動装置をより小形化でき、また電磁石装置の作動時間、従って、例えば電磁開閉器の接点の投入時間の変動を無くすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例としての要部の構成を示す回路図
【図２】図１の第１の実施例としての各部の動作を示すタイムチャート
【図３】図１の第２の実施例としての各部の動作を示すタイムチャート
【図４】図１に対応する従来の回路図
【図５】図４の各部の動作を示すタイムチャート
【図６】図１，図４内のカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の内部の原理的な構成を示す回路図
【図７】図１に対応する従来の別の回路図
【図８】図７の各部の動作を示すタイムチャート
【図９】図７の投入補助信号発生器が切り離されている場合の各部の動作を示すタイムチャート
【符号の説明】
１　　　　　　　　スイッチ
２　　　　　　　　ダイオードブリッジ
４　　　　　　　　電磁石装置の励磁コイル（ＭＣ）
５　　　　　　　　フライホィールダイオード
６，７　　　　　　抵抗
８　　　　　　　　トランジスタ
９　　　　　　　　ツエナーダイオード
１０　　　　　　　コンデンサ
１１　　　　　　　カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ
１２，１３　　　　分圧抵抗
１４　　　　　　　入力電圧検出器
１５　　　　　　　タイミング抵抗
１６　　　　　　　タイミングコンデンサ
１７Ｍ　　　　　　主ＭＯＳＦＥＴ（主ＦＥＴ）
１７Ｓ　　　　　　補助ＭＯＳＦＥＴ（補助ＦＥＴ）
１８Ｍ，１８Ｓ　　電流検出抵抗
２０　　　　　　　ダイオード
２１　　　　　　　投入補助信号発生回路
２２，２３　　　　抵抗
２４　　　　　　　インバータ
２５　　　　　　　保持開始信号発生器
ａ　　　　　　　　主接点
ＶＩＮ　　　　　　ＩＣ１１の電源端子
ＯＵＴ　　　　　　ＩＣ１１のＰＷＭパルス出力端子
ＣＳ　　　　　　　ＩＣ１１の電流検出端子
ＦＢ　　　　　　　ＩＣ１１のフィードバック入力端子
Ｖｒｅｆ　　　　　ＩＣ１１の基準電圧出力端子および基準電圧
ＲＴ／ＣＴ　　　　ＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子
Ｃ０　　　　　　　フィルタコンデンサ
Ｃ２　　　　　　　投入補助信号発生回路２１の微分回路のコンデンサ
Ｒ６　　　　　　　投入補助信号発生回路２１の微分回路の抵抗
Ｑ３　　　　　　　投入補助信号発生回路２１のトランジスタ
Ｉｍｃ　　　　　　励磁コイル４の電流
Ｖｃｓ　　　　　　電流検出端子ＣＳの入力電圧、電流検出電圧
Ｖｏｕｔ　　　　　ＰＷＭパルス
Ｖ１　　　　　　　ダイオードブリッジ２の整流出力電圧
Ｖ１Ａ　　　　　　入力電圧検出器１４の入力電圧
Ｖ２　　　　　　　定電圧電源回路の出力電圧
Ｖ３　　　　　　　投入補助信号発生回路２１の微分回路の入力電圧
Ｖ４　　　　　　　投入補助信号発生回路２１の出力電圧、投入補助信号
Ｖ５　　　　　　　入力電圧検出器１４の出力電圧、電圧検出信号
Ｖ６　　　　　　　補助ＦＥＴ１７Ｓのゲート電圧

Claims

電磁石装置の可動鉄心を吸引させる励磁コイルと直列に接続されたスイッチング手段と、
該スイッチング手段に該スイッチング手段のオン・オフに対応して断続するパルス信号を与えて前記励磁コイルへの通電をオン・オフ駆動するスイッチング制御手段と、
電源投入時点から所定の電源電圧検出遅れ時間の経過後、電源電圧がその正常であることを示す第１の所定値を超えていることを検出して電圧検出信号を出力する電圧検出手段とを持ち、
前記スイッチング制御手段が、電源投入後、電源電圧が前記第１の所定値より小さく当該スイッチング制御手段の正常動作が可能な第２の所定値を上回った時点に、当該スイッチング制御手段の動作に必要な基準電圧を生成出力すると共に、
前記電圧検出信号の出力時点から第１の一定期間、前記スイッチング手段を実質的に連続してオンさせるパルス信号を出力して前記励磁コイルへ前記可動鉄心を吸引させる電流を流したのち、前記スイッチング手段を断続するパルス信号を出力して前記励磁コイルへの通電電流を前記可動鉄心の吸引を保持する電流に抑制するようにした電磁石装置の駆動装置であって、
前記基準電圧を入力して微分し、該基準電圧の立上がり時点からその終端が前記電圧検出信号の出力時点以後で、且つ前記可動鉄心が吸引を完了するに要する所定の鉄心吸引時間より短い第２の一定期間、前記スイッチング制御手段に前記スイッチング手段を実質的に連続してオンさせるパルス信号を出力させる投入補助手段を備え、
前記第１の一定期間の終端が前記鉄心吸引時間の終端以後となるようにしたことを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記投入補助手段が、前記基準電圧を入力とする微分回路としてのコンデンサと抵抗との直列回路を持ち、この直列回路を流れる電流の存続時間から前記第２の一定期間を得ることを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
請求項１または２に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記スイッチング制御手段が、前記第１および第２の一定期間には、前記励磁コイルの電流を検出しつつ、前記励磁コイルの電流が前記可動鉄心を吸引させる所定の電流となるように前記パルス信号のパルス幅を可変制御するようにしたことを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
請求項３に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記スイッチング制御手段が、前記励磁コイルの電流を検出するための電流検出抵抗の値を、前記第１および第２の一定期間と該第１の一定期間以後とで切り換えるものであることを特徴とする電磁石装置の駆動装置。