JP2004007907A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力力率を改善しつつ絶縁された直流出力を提供する方式には、１コンバータ方式と２コンバータ方式がある。昇圧型１コンバータは出力短絡に対応できず、降圧型１コンバータは入力電流が歪み、２コンバータは平滑フィルタが２組必要である問題があった。
【解決手段】
全波整流回路１の出力にインダクタ２と昇圧スイッチ５の直列回路を設け、昇圧スイッチ５に並列に二組の絶縁コンバータを設ける。絶縁コンバータの一次側は電流切替スイッチ６とトランスの一次巻線、降圧スイッチ７、フライホイールダイオード３からなり、二次側は整流素子１２、コンデンサ１４からなる。
この方式は昇圧、降圧、昇降圧動作を可能とする１コンバータ方式であるため、前記課題を解決できる。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は力率改善を行うスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
入力の力率を改善しつつ、絶縁された直流出力を提供するスイッチング電源装置には、大きく分けて１コンバータ方式と２コンバータ方式がある。
２コンバータ方式とは、力率を改善するコンバータと絶縁された直流出力を提供するコンバータの二つを組み合わせる方式の事である。
これに対して１コンバータ方式とは、一つのコンバータが前記二つの機能を兼ね備える方式である。
【０００３】
２コンバータ方式の一例を図１４に示す。８０が力率を改善するコンバータ、８１が絶縁された直流出力を提供するコンバータである。
８０は一般によく使用される昇圧チョッパ型力率改善コンバータである。回路構成上、チョーク８３の電流が入力電流と等しくなるため、この電流が入力電圧波形と相似になるように制御することで、力率を改善する。
８１は一般によく使用されるフォワードコンバータである。スイッチ素子８７、８８で入力電圧を入り切りして作ったパルス電圧をトランス８９の一次巻線に加え、巻数比変換されて二次巻線に現れたパルス電圧を整流平滑回路９０に通す事で直流出力を得る。
【０００４】
２コンバータ方式には、それぞれ実績のあるコンバータを組み合わせるため信頼性が高いというメリットがある。しかしながら、コンバータが二つあることから、部品点数が多くなる事が避けられないデメリットも大きい。
【０００５】
１コンバータ方式はその名の通りコンバータが一つであることから、２コンバータ方式の様な部品点数の増大を避ける事が可能である。
図１５は１コンバータ方式の一例で、昇圧型の１コンバータである。その動作は以下のようになる。
【０００６】
動作モードが４つあるが、モード１ではスイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４が全てオンする。入力電圧がチョーク１００で短絡されるのでその電圧はＶｉとなって、電流が直線的に増加する。
モード２ではスイッチ素子１０１、１０４がオフする。１００→１０２→１０５→１０３のルートで電流が流れるが、電流の流れる向きはその時のＶｉの極性に依存する。どちらに流れたにせよ、ダイオード１０６、１０７、１０８、１０９のうち二つが導通してトランス１０５の二次巻線電圧はＶｏとなる。一次、二次の巻数比をｎ：１とすると、一次巻線の電圧はｎＶｏとなる。チョーク１００の電圧はｎＶｏ−Ｖｉとなって、その電流は直線的に減少する。
モード３はモード１と同様にスイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４が全てオンする。動作はモード１と同じである。
モード４ではスイッチ素子１０２、１０３がオフする。１００→１０１→１０５→１０４のルートで電流が流れ、先ほどと逆向きにトランス１０５に電流が流れ込む。チョーク１００の電圧はｎＶｏ−Ｖｉとなって、その電流は直線的に減少する。
【０００７】
しかしながら、この回路には負荷短絡ができないという問題点がある。
先ほど説明したように、チョーク１００はモード１、３ではＶｉｎで励磁され、モード２、４ではｎＶｏ−Ｖｉｎで励磁がリセットされる。ところが負荷短絡、即ちＶｏ＝０になるとＶｉｎで励磁され、−Ｖｉｎで励磁がリセットされる事になる。−Ｖｉｎでリセットとは、Ｖｉｎで励磁される事に等しいので、つまりチョーク１００は常にＶｉｎで励磁される事になる。したがっていずれチョーク１００は飽和し、入力短絡となって破損に至る事になる。
【０００８】
図１６は１コンバータ方式の他の例で、降圧型の１コンバータである。その動作は以下のようになる。
動作モードが４つあるが、モード１ではスイッチ素子１２０、１２３がオンする。１２０→１２４→１２３のルートで電流が流れるが、電流の流れる向きはその時のＶｉの極性に依存する。どちらに流れたにせよ、ダイオード１２５、１２６、１２７、１２８のうち二つが導通する。トランス１２４の二次巻線電圧はＶｉ／ｎとなるので、チョーク１２９の電圧はＶｉ／ｎ−Ｖｏとなり、その電流は直線的に増加する。
モード２では全てのスイッチ素子がオフする。１２９→１３０→１２８→１２７のルートで電流が流れ、チョーク電圧はＶｏとなってその電流は直線的に減少する。
モード３ではスイッチ素子１２１、１２２がオンする。１２１→１２４→１２２のルートで電流が流れ、先ほどと逆向きにトランス１２４に電流が流れ込む。チョーク１２９の電圧はモード１と同様にＶｉ／ｎ−Ｖｏとなり、その電流は直線的に増加する。
モード４はモード２と同様に全てのスイッチ素子がオフする。動作もモード２と同様である。
【０００９】
しかしながら、この回路には入力電流波形が歪む問題がある。これは入力電圧が低いときに入力電流が流れなくなるためである。
先ほど説明したように、モード１とモード３でチョークはＶｉ／ｎ−Ｖｏで励磁される。したがって、Ｖｉ／ｎがＶｏを下回ると、チョーク１２９の電流を増やすことができなくなって、その電流がゼロになってしまう。このため、入力電流が流れなくなる。
商用周波数で見た場合、図１７の様に、部分的に入力電流がゼロとなる波形となる。
【００１０】
以上のように、降圧型では入力電圧が低いときに入力電流が流れないため、入力電流波形が歪む問題があり、昇圧型では負荷短絡するとチョークの励磁が解けずに飽和して、破損に至る問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は前記の１コンバータにおける問題点を解決する手段を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
交流入力を全波整流する全波整流回路と、全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路と、第一のスイッチ素子に並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のトランスの一次巻線と第三のスイッチ素子の直列回路と、第一のスイッチ素子に並列に接続された第四のスイッチ素子と第二のトランスの一次巻線と第五のスイッチ素子の直列回路と、インダクタと第二のスイッチ素子と第一のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第一の整流素子と、インダクタと第四のスイッチ素子と第二のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第二の整流素子と、第一のトランスの二次巻線に並列に接続された第三の整流素子とコンデンサの直列回路と、第二のトランスの二次巻線とコンデンサの直列回路に並列に接続された第四の整流素子とを備えた回路により課題を解決する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の一実施例を示す。
図１は昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの３つの動作モードを持つ絶縁型のコンバータである。したがって、これらの動作モードを組み合わせる事により、先に説明した昇圧型１コンバータの問題点や降圧型１コンバータの問題点を回避することが可能となる。
【００１４】
図１に矢印で示したように入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏとする。
またトランス１０、１１の一次巻線と二次巻線の巻数比をｎ：１とする。
では、最初に各スイッチの役割について説明する。
【００１５】
スイッチ素子５は昇圧制御スイッチである。
昇圧モードでは、昇圧チョッパと同じ動作となるが、昇圧チョッパにおけるスイッチ素子と同じ役割を果たすのが、スイッチ素子５である。
【００１６】
スイッチ素子６、８は電流切替スイッチである。
図１の場合、スイッチ素子５がオフしたとき、チョーク２の電流はスイッチ素子６を通ってトランス１０に流れるか、スイッチ素子８を通ってトランス１１に流れるかのどちらかである。そのどちらかを選択するのが、スイッチ素子６、８の役割である。
スイッチ素子６、８の必要性は、トランスの励磁期間に制約がある事に起因する。チョークの場合、一周期の１００％近い期間励磁しても問題はない。これに対しトランスの場合、飽和の危険性があること、フライバック電圧が高くなってスイッチ素子に高電圧が印加されることを考慮すると、その励磁期間は実用上５０〜６０％に制約される。
しかしながら、入力電流を正弦波にしようとすると、チョークの励磁期間を０％から１００％まで変える必要がある為、最大励磁期間が５０〜６０％というのは大きな制約となる。
本発明では、トランスを複数用意し、これらトランスを切り替えて使用することで、この問題を解決している。図１の場合、各トランスの励磁期間が５０％でも、トータルで１００％の励磁期間を確保する事が可能である。したがってスイッチ素子６、８は一周期の中で交互にオンオフされる。
【００１７】
スイッチ素子７、９は降圧制御スイッチである。
降圧モードでは、降圧チョッパと同じ動作となるが、降圧チョッパにおけるスイッチ素子と同じ役割を果たすのが、スイッチ素子７、９である。
【００１８】
それでは各動作モードについて、それぞれ説明する。
最初に昇圧モードの説明をするが、その前に昇圧チョッパの動作について、説明する。図２は昇圧チョッパの回路図である。
スイッチ素子２２がオンすると、チョーク２１には入力電圧Ｖｉが印加され、チョーク２１は励磁されてその電流は直線的に増加する。スイッチ素子２２がオフすると、２０→２１→２３→２４→２０のルートで電流が流れる。チョーク２１の電圧は反転してＶｏ−Ｖｉｎとなり、その電流は直線的に減少する。
チョーク２１の電圧、電流波形を図３に示す。
図１の昇圧モード動作は、絶縁用のトランスが入っているだけで、基本的にこれと同じ動作となる。
【００１９】
図１の昇圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンについて説明する。
昇圧制御スイッチ５が昇圧チョッパにおけるスイッチの役割を果たし、これのオンオフで制御を行う。
電流切替スイッチ６、８は常にデューティ５０％で交互にオンオフする。
降圧制御スイッチ７、９は昇圧制御スイッチがオフの時に交互にオンされ、その位相は電流切替スイッチ６、８と同期する。
昇圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンを図４に示す。図４は２周期分を表示している。
【００２０】
昇圧制御スイッチ５がオンすると、入力はチョーク２で短絡される。
したがってこの時、ブリッジダイオード１の電圧降下を無視すれば、チョーク２には入力電圧Ｖｉが印加される。
【００２１】
昇圧制御スイッチ５がオフすると、チョーク２の電流は電流切替スイッチ６→トランス１０→降圧制御スイッチ７のルートか或いは電流切替スイッチ８→トランス１１→降圧制御スイッチ９のルートのいずれかを通って流れる。いずれの場合でも、トランスの一次巻線に電流が流れると、二次側の整流ダイオード１２、もしくは１３が導通する。
整流ダイオード１２、１３の電圧降下を無視すれば、このときトランス１０、もしくはトランス１１の二次巻線電圧はＶｏとなる。したがって、トランス１０、１１の一次巻線電圧はｎＶｏとなる。よってスイッチ素子６、７、８、９の電圧降下を無視すれば、チョーク２の電圧はｎＶｏ−Ｖｉとなる。
【００２２】
以上を図で示すと、図４に示されるチョーク２の電圧、電流波形となる。
これは出力電圧Ｖｏがトランスにより巻数比変換されてｎＶｏとなっただけであり、本質的に先に説明した昇圧チョッパと同じ動作である。
【００２３】
次に降圧モードの説明をするが、その前に降圧チョッパの動作について、説明する。図５は降圧チョッパの回路図である。
スイッチ素子３１がオンすると、チョーク３１にはＶｉ−Ｖｏが印加され、チョーク３３は励磁されてその電流は直線的に増加する。スイッチ素子３１がオフすると、３３→３４→３２→３３のルートで電流が流れる。チョーク３３の電圧は反転してＶｏとなり、その電流は直線的に減少する。
チョーク３３の電圧、電流波形を図６に示す。
図１の降圧モード動作は、絶縁用のトランスが入っているだけで、基本的にこれと同じ動作となる。
【００２４】
図１の降圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンについて説明する。
昇圧制御スイッチ５はこのモードでは使用しない。常にオフとなる。
電流切替スイッチ６、８は常にデューティ５０％で交互にオンオフする。
降圧制御スイッチ７、９が降圧チョッパにおけるスイッチの役割を果たし、これのオンオフで制御を行う。位相は電流切替スイッチ６、８と同期する。
降圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンを図７に示す。図７は２周期分を表示している。
【００２５】
まず、降圧制御スイッチ７、９がオンしたときの動作について説明する。
降圧制御スイッチがオンするときは、先に説明したように対応する電流切替スイッチがオンしている。したがって、チョーク２の電流は電流切替スイッチ６→トランス１０→降圧制御スイッチ７のルートか或いは電流切替スイッチ８→トランス１１→降圧制御スイッチ９のルートのいずれかを通って流れる。よって昇圧モードで説明したように、チョーク２の電圧はｎＶｏ−Ｖｉとなる。但し、降圧モードは入力電圧が出力電圧よりも高いときに使うので、Ｖｉ−ｎＶｏと書いた方が正しい。
【００２６】
降圧制御スイッチ７、９がオフすると、チョーク２の電流は電流切替スイッチ６→トランス１０→ダイオード３のルートか或いは電流切替スイッチ８→トランス１１→ダイオード４のルートのいずれかを通って流れる。このとき、二次側の整流ダイオードが導通するので、昇圧モードで説明したようにトランスの一次巻線電圧はｎＶｏとなる。したがって、ダイオード３、４の電圧降下を無視すれば、チョーク２の電圧はｎＶｏとなる。
【００２７】
以上を図で示すと、図７に示されるチョーク２の電圧、電流波形となる。
これは出力電圧Ｖｏがトランスにより巻数比変換されてｎＶｏとなっただけであり、本質的に先に説明した降圧チョッパと同じ動作である。
【００２８】
次に昇降圧モードの説明をするが、その前に昇降圧チョッパの動作について、説明する。図８は昇降圧チョッパの回路図である。
スイッチ素子４１がオンすると、チョーク４２にはＶｉが印加され、チョーク４２は励磁されてその電流は直線的に増加する。スイッチ素子４１がオフすると、４２→４４→４３→４２のルートで電流が流れる。チョーク４２の電圧は反転してＶｏとなり、その電流は直線的に減少する。
チョーク４２の電圧、電流波形を図９に示す。
図１の昇降圧モード動作は、絶縁用のトランスが入っているだけで、基本的にこれと同じ動作となる。
【００２９】
図１の昇降圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンについて説明する。昇圧制御スイッチ５が昇降圧チョッパにおけるスイッチの役割を果たし、これのオンオフで制御を行う。
電流切替スイッチ６、８は常にデューティ５０％で交互にオンオフする。
降圧制御スイッチ７、９はこのモードでは使用しない。常にオフとなる。
昇降圧モードにおける各スイッチのオンオフパターンを図１０に示す。図１０は２周期分を表示している。
【００３０】
昇圧制御スイッチ５がオンすると、入力はチョーク２で短絡される。
したがってこの時、ブリッジダイオード１の電圧降下を無視すれば、チョーク２には入力電圧Ｖｉが印加される。
【００３１】
昇圧制御スイッチ７、９がオフすると、チョーク２の電流は電流切替スイッチ６→トランス１０→ダイオード３のルートか或いは電流切替スイッチ８→トランス１１→ダイオード４のルートのいずれかを通って流れる。このとき、二次側の整流ダイオードが導通するので、トランスの一次巻線電圧はｎＶｏとなる。したがって、ダイオード３、４の電圧降下を無視すれば、チョーク２の電圧はｎＶｏとなる。
【００３２】
以上を図で示すと、図１０に示されるチョーク２の電圧、電流波形となる。
これは出力電圧Ｖｏがトランスにより巻数比変換されてｎＶｏとなっただけであり、本質的に先に説明した昇降圧チョッパと同じ動作である。
【００３３】
以上説明したように、図１のコンバータは、昇圧モードでは昇圧チョッパと同じ動作をし、降圧モードでは降圧チョッパと同じ動作をし、昇降圧モードでは昇降圧チョッパと同じ動作をする。各スイッチ素子のオンオフパターンを変えるだけで、昇圧、降圧、昇降圧の動作を自由に選択することが可能である。
したがって負荷を短絡できないという昇圧型の問題を回避することは簡単である。負荷を短絡されたときは、降圧モードに移行させればチョークは飽和しない。更に、入力電流波形が歪むという降圧型の問題も回避可能である。入力電圧が低いときは、昇圧モードで動作させることにより、入力電流を流すことができる。したがって波形は歪まない。
本発明により、１コンバータの問題は克服された。
【００３４】
図１１に本発明の他の実施例を示す。
図１との違いは、電流切替スイッチ５６、５８の位置だけであり、その機能に違いはない。したがって、これまでに説明した様に交互にオンオフさせれば、全く同様の動作となる。
電流切替スイッチ５６、５８とダイオード５３、５４は直列に接続されているので、５６、５８が双方向に電流を遮断する能力を持つスイッチである場合、ダイオード５３、５４を短絡し削除することが可能である。ダイオード５３、５４を削除した場合の回路図を１２に示す。
【００３５】
図１３に本発明の他の実施例を示す。
図１ではトランスの励磁期間が長くなりすぎることを防ぐため、２個のトランスを使用しているが、トランスの個数は２個に限定されるものではない。任意の数のトランスを使用できるように拡張したのが、図１３である。
７４、７５に示す回路ブロックを追加していくことにより、トランスをいくらでも増やしていくことができる。トランスを増やすと、出力リップルが減少するメリットがある。なぜなら、トランスの数が２個の場合、一周期でチョーク７２の電圧は２回プラスマイナスが反転するが、例えばトランスの数を３個にすれば、３回反転するようになる。その分、チョーク７２のリップル電流が減るので、そのリップル電流が出力コンデンサ７６に流れ込んだときに発生するリップル電圧が減るのである。
これはいわゆるマルチフェイズコンバータと同じ動作、特徴である。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、従来の１コンバータ方式の問題を解消したコンバータを実現することが可能である。
まず従来の降圧型１コンバータと比較すれば、入力電流波形が歪まない為、特性が改善される効果がある。従来の降圧型１コンバータでは、波形の歪みが大きい為に適用できなかった大容量コンバータでも、本発明の技術であれば対応可能である。
従来の昇圧型１コンバータと比較すれば、負荷短絡に対する特別な対策回路が不要であるメリットがある。
また、２コンバータ方式と比較すると、大型部品である平滑フィルタが削減できるメリットがある。２コンバータ方式では、各コンバータで１組、合計２組の平滑フィルタが必要であった。本発明ではそれが１組で済む。このため、製品の小型化、軽量化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】昇圧チョッパの回路図である。
【図３】昇圧チョッパの動作波形のグラフである。
【図４】図１の昇圧モードにおける動作波形のグラフである。
【図５】降圧チョッパの回路図である。
【図６】降圧チョッパの動作波形のグラフである。
【図７】図１の降圧モードにおける動作波形のグラフである。
【図８】昇降圧チョッパの回路図である。
【図９】昇降圧チョッパの動作波形のグラフである。
【図１０】図１の昇降圧モードにおける動作波形のグラフである。
【図１１】本発明の他の実施例の回路図である。
【図１２】本発明の他の実施例の回路図である。
【図１３】本発明の他の実施例の回路図である。
【図１４】２コンバータの従来例の回路図である。
【図１５】１コンバータの従来例（昇圧型）の回路図である。
【図１６】１コンバータの従来例（降圧型）の回路図である。
【図１７】図１６の入力電圧、入力電流波形のグラフである。
【符号の説明】
１　　全波整流回路
２　　インダクタ
３、４　　整流素子
５〜９　　スイッチ素子
１０、１１　　トランス
１２、１３　　整流素子
１４　　コンデンサ
２０、３０、４０　　コンデンサ
２１、３３、４２　　インダクタ
２２、３１、４１　　スイッチ素子
２３、３２、４３　　整流素子
２４、３４、４４　　コンデンサ
５１　　全波整流回路
５２　　インダクタ
５３、５４　　整流素子
５５〜５９　　スイッチ素子
６０、６１　　トランス
６２、６３　　整流素子
６４　　コンデンサ
７１　　全波整流回路
７２　　インダクタ
７３　　スイッチ素子
７４、７５　　回路ブロック
７６　　コンデンサ
８０　　昇圧チョッパ型力率改善回路
８１　　フォワードコンバータ
８２　　全波整流回路
８３、９３　　インダクタ
８４、８７、８８　　スイッチ素子
８５、９１、９２　　整流素子
８６、９４　　コンデンサ
８９　　トランス
９０　　整流平滑回路
１００　　インダクタ
１０１〜１０４　　スイッチ素子
１０５　　トランス
１０６〜１０９　　整流素子
１１０　　コンデンサ
１２０〜１２３　　スイッチ素子
１２４　　トランス
１２５〜１２８　　整流素子
１２９　　インダクタ
１３０　　コンデンサ

Claims (6)

1. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のトランスの一次巻線と第三のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第四のスイッチ素子と第二のトランスの一次巻線と第五のスイッチ素子の直列回路と、
   前記インダクタと前記第二のスイッチ素子と前記第一のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第一の整流素子と、
   前記インダクタと前記第四のスイッチ素子と前記第二のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第二の整流素子と、
   前記第一のトランスの二次巻線に並列に接続された第三の整流素子とコンデンサの直列回路と、
   前記第二のトランスの二次巻線と前記コンデンサの直列回路に並列に接続された第四の整流素子とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路とを備え、
   第二のスイッチ素子とトランスの一次巻線と第三のスイッチ素子の直列回路、トランスの二次巻線と第一の整流素子の直列回路、及び一端が前記一次巻線と前記第三のスイッチ素子の接続点に接続された第二の整流素子からなり、前記第二のスイッチ素子と前記トランスの一次巻線と前記第三のスイッチ素子の直列回路の両端を第一の入力端子対、前記第二の整流素子の他端を第二の入力端子、前記トランスの二次巻線と前記第一の整流素子の直列回路の両端を出力端子対とする回路ブロックを２以上の任意の数だけ設け、
   前記各回路ブロックは、前記出力端子対をコンデンサの両端に接続し、前記第一の入力端子対を前記第一のスイッチ素子の両端に接続し、前記第二の入力端子を前記全波整流回路と前記インダクタとの接続点に接続することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第一のトランスの一次巻線と第二のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第二のトランスの一次巻線と第三のスイッチ素子の直列回路と、
   前記インダクタと前記第一のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第一の整流素子と第四のスイッチ素子の直列回路と、
   前記インダクタと前記第二のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第二の整流素子と第五のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のトランスの二次巻線に並列に接続された第三の整流素子とコンデンサの直列回路と、
   前記第二のトランスの二次巻線と前記コンデンサの直列回路に並列に接続された第四の整流素子とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路とを備え、
   トランスの一次巻線と第二のスイッチ素子の直列回路、前記トランスの二次巻線と第一の整流素子の直列回路、及び一端が前記トランスの一次巻線と前記第二のスイッチ素子の接続点に接続された第二の整流素子と第三のスイッチ素子の直列回路からなり、前記トランスの一次巻線と前記第二スイッチ素子の直列回路の両端を第一の入力端子対、前記第二の整流素子と前記第三のスイッチ素子の直列回路の他端を第二の入力端子、前記トランスの二次巻線と前記第一の整流素子の直列回路の両端を出力端子対とする回路ブロックを２以上の任意の数だけ設け、
   前記各回路ブロックは、前記出力端子対をコンデンサの両端に接続し、前記第一の入力端子対を前記第一のスイッチ素子の両端に接続し、前記第二の入力端子を前記インダクタと前記全波整流回路の接続点に接続することを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第一のトランスの一次巻線と第二のスイッチ素子の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子に並列に接続された第二のトランスの一次巻線と第三のスイッチ素子の直列回路と、
   前記インダクタと前記第一のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第四のスイッチ素子と、
   前記インダクタと前記第二のトランスの一次巻線の直列回路に並列に接続された第五のスイッチ素子と、
   前記第一のトランスの二次巻線に並列に接続された第三の整流素子とコンデンサの直列回路と、
   前記第二のトランスの二次巻線と前記コンデンサの直列回路に並列に接続された第四の整流素子とを備え、
   前記第四のスイッチ素子及び前記第五のスイッチ素子を双方向の電流遮断能力を持つスイッチ素子としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 交流入力を全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力に接続されたインダクタと第一のスイッチ素子の直列回路とを備え、
   トランスの一次巻線と第二のスイッチ素子の直列回路、前記トランスの二次巻線と第一の整流素子の直列回路、及び一端が前記トランスの一次巻線と前記第二のスイッチ素子の接続点に接続された第三のスイッチ素子からなり、前記トランスの一次巻線と前記第二スイッチ素子の直列回路の両端を第一の入力端子対、前記第三のスイッチ素子の他端を第二の入力端子、前記トランスの二次巻線と前記第一の整流素子の直列回路の両端を出力端子対とする回路ブロックを２以上の任意の数だけ設け、
   前記各回路ブロックは、前記出力端子対をコンデンサの両端に接続し、前記第一の入力端子対を前記第一のスイッチ素子の両端に接続し、前記第二の入力端子を前記インダクタと前記全波整流回路の接続点に接続し、
   前記第三のスイッチ素子が双方向の電流遮断能力を持つスイッチ素子としたことを特徴とするスイッチング電源装置。

Images