JP2003230277A - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置の制御方法を工夫することによ
り、従来必要とされる交流スナバ回路を省略可能とす
る。 【解決手段】 図の如き半導体双方向スイッチ９，１０
からなる単相降圧型交流チョッパで、負荷電流の極性が
正の場合は、スイッチ３のみオンとなる期間（図３
（ａ）参照）、スイッチ２と３がオンとなる期間（図３
（ｂ）参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図３
（ｃ）参照）を設け、また、負荷電流の極性が負の場合
は、スイッチ４のみオンとなる期間、スイッチ１と４が
オンとなる期間、スイッチ１のみオンとなる期間を設け
てスイッチをオン，オフし、負荷リアクトルに蓄積され
た誘導性エネルギの径路を常に確保しつつ、電源１３を
短絡させないように制御することで、掲記課題の解決を
図る。
り、従来必要とされる交流スナバ回路を省略可能とす
る。 【解決手段】 図の如き半導体双方向スイッチ９，１０
からなる単相降圧型交流チョッパで、負荷電流の極性が
正の場合は、スイッチ３のみオンとなる期間（図３
（ａ）参照）、スイッチ２と３がオンとなる期間（図３
（ｂ）参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図３
（ｃ）参照）を設け、また、負荷電流の極性が負の場合
は、スイッチ４のみオンとなる期間、スイッチ１と４が
オンとなる期間、スイッチ１のみオンとなる期間を設け
てスイッチをオン，オフし、負荷リアクトルに蓄積され
た誘導性エネルギの径路を常に確保しつつ、電源１３を
短絡させないように制御することで、掲記課題の解決を
図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、双方向の電流を
オン，オフすることができる半導体双方向スイッチを用
いた電力変換装置の制御方法に関する。
オン，オフすることができる半導体双方向スイッチを用
いた電力変換装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１６に、自己消弧形半導体素子とダイ
オードを逆並列に接続した半導体スイッチ２個（１と
２，３と４、１〜４を以下単にスイッチともいう）を逆
直列に接続して構成される半導体双方向スイッチ（以
下、単に双方向スイッチとも呼ぶ）９，１０を用いた単
相降圧形交流チョッパ回路の例を示す。図１６の単相降
圧形交流チョッパ回路では、双方向スイッチ9と１０を
交互にオン，オフすることで、負荷電圧（図１６の場
合、抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される
電圧）を電源電圧１３よりも低い電圧に調整でき、その
負荷電圧値は２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オ
フ比で決定される。
オードを逆並列に接続した半導体スイッチ２個（１と
２，３と４、１〜４を以下単にスイッチともいう）を逆
直列に接続して構成される半導体双方向スイッチ（以
下、単に双方向スイッチとも呼ぶ）９，１０を用いた単
相降圧形交流チョッパ回路の例を示す。図１６の単相降
圧形交流チョッパ回路では、双方向スイッチ9と１０を
交互にオン，オフすることで、負荷電圧（図１６の場
合、抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される
電圧）を電源電圧１３よりも低い電圧に調整でき、その
負荷電圧値は２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オ
フ比で決定される。
【０００３】図１８は、降圧形交流チョッパ回路の従来
の双方向スイッチ制御方法を説明する説明図で（図中Ｈ
がオン、Ｌはオフを示す）、スイッチ１とスイッチ２、
スイッチ３とスイッチ４を組にして同時にオン，オフす
ることにより、双方向スイッチ９，１０を交互にオン，
オフさせている。また、交流電源１３の短絡を防止する
ため、双方向スイッチ９，１０が同時にオフとなる期間
（図１８の符号Ａ参照）を設けるようにしている。
の双方向スイッチ制御方法を説明する説明図で（図中Ｈ
がオン、Ｌはオフを示す）、スイッチ１とスイッチ２、
スイッチ３とスイッチ４を組にして同時にオン，オフす
ることにより、双方向スイッチ９，１０を交互にオン，
オフさせている。また、交流電源１３の短絡を防止する
ため、双方向スイッチ９，１０が同時にオフとなる期間
（図１８の符号Ａ参照）を設けるようにしている。
【０００４】図１７に、昇圧形交流チョッパ回路の従来
例を示す。図示のように、交流電源１３に対し、双方向
スイッチ９，１０、抵抗１５、リアクトル１８、昇圧リ
アクトル２１およびコンデンサ２２等を接続して構成さ
れる。この回路では、２つの双方向スイッチ９，１０を
交互にオン，オフさせることで、負荷電圧（抵抗１５と
リアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源１
３の電圧より高い電圧に調整でき、その負荷電圧値は、
２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定さ
れる。その動作は、図１８に示す図１６の場合と殆ど同
様で、図１８の符号Ａで示される期間は、コンデンサ２
２の短絡を防止するために設けられる。
例を示す。図示のように、交流電源１３に対し、双方向
スイッチ９，１０、抵抗１５、リアクトル１８、昇圧リ
アクトル２１およびコンデンサ２２等を接続して構成さ
れる。この回路では、２つの双方向スイッチ９，１０を
交互にオン，オフさせることで、負荷電圧（抵抗１５と
リアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源１
３の電圧より高い電圧に調整でき、その負荷電圧値は、
２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定さ
れる。その動作は、図１８に示す図１６の場合と殆ど同
様で、図１８の符号Ａで示される期間は、コンデンサ２
２の短絡を防止するために設けられる。
【０００５】ここで、降圧形チョッパ回路の場合は、２
つの双方向スイッチが同時にオフすると、負荷リアクト
ル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路が断たれ、
また、昇圧形チョッパ回路の場合は、昇圧リアクトル２
１に蓄積されたエネルギーの径路が断たれることにな
り、双方向スイッチ９または１０にスパイク電圧が発生
し、双方向スイッチが破壊するおそれがある。
つの双方向スイッチが同時にオフすると、負荷リアクト
ル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路が断たれ、
また、昇圧形チョッパ回路の場合は、昇圧リアクトル２
１に蓄積されたエネルギーの径路が断たれることにな
り、双方向スイッチ９または１０にスパイク電圧が発生
し、双方向スイッチが破壊するおそれがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】そこで、従来は、双方
向スイッチに発生するスパイク電圧を抑制するために、
例えば図１９に示すようなダイオード２８〜３１および
コンデンサ２７からなる交流スナバ回路を双方向スイッ
チと並列に接続するとともに、交流スナバ回路のコンデ
ンサに蓄積されたエネルギーを処理するため、コンデン
サと並列に抵抗を接続したり、または、エネルギーを電
源に回生するため、半導体スイッチにより構成されるイ
ンバータ回路をコンデンサと並列に接続するなどしてお
り、その結果、装置が大形化し高価になると言う問題が
ある。したがって、この発明の課題は、双方向スイッチ
に発生するスパイク電圧を小型な装置で低コストに抑制
可能とすることにある。
向スイッチに発生するスパイク電圧を抑制するために、
例えば図１９に示すようなダイオード２８〜３１および
コンデンサ２７からなる交流スナバ回路を双方向スイッ
チと並列に接続するとともに、交流スナバ回路のコンデ
ンサに蓄積されたエネルギーを処理するため、コンデン
サと並列に抵抗を接続したり、または、エネルギーを電
源に回生するため、半導体スイッチにより構成されるイ
ンバータ回路をコンデンサと並列に接続するなどしてお
り、その結果、装置が大形化し高価になると言う問題が
ある。したがって、この発明の課題は、双方向スイッチ
に発生するスパイク電圧を小型な装置で低コストに抑制
可能とすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、第１，第２の半導体スイ
ッチの逆直列回路からなり、一方向に流れる電流と他方
向に流れる電流をそれぞれオン，オフすることが可能な
半導体双方向スイッチを複数備えた電力変換装置におい
て、負荷または電源の電流極性に応じ、電流の流れる径
路を確保しつつ電圧源を短絡させないように、前記各半
導体双方向スイッチの各半導体スイッチを個別にオン，
オフさせることを特徴とする。
るため、請求項１の発明では、第１，第２の半導体スイ
ッチの逆直列回路からなり、一方向に流れる電流と他方
向に流れる電流をそれぞれオン，オフすることが可能な
半導体双方向スイッチを複数備えた電力変換装置におい
て、負荷または電源の電流極性に応じ、電流の流れる径
路を確保しつつ電圧源を短絡させないように、前記各半
導体双方向スイッチの各半導体スイッチを個別にオン，
オフさせることを特徴とする。
【０００８】上記請求項１の発明においては、前記電力
変換装置を、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導
体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接
続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を
接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイ
ッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列
にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双
方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続し
て構成したものとすることができる（請求項２の発
明）。
変換装置を、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導
体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接
続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を
接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイ
ッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列
にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双
方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続し
て構成したものとすることができる（請求項２の発
明）。
【０００９】上記請求項２の発明においては、前記負荷
または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１
の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフ
し、前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体ス
イッチをオンする第１の期間、第１の半導体双方向スイ
ッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双
方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第２の
期間、前記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体
スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流
が流れないようにオフする第３の期間を設け、負荷また
は電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体
双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、前記第
２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオ
ンする第４の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１
の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッ
チの第２の半導体スイッチをオンする第５の期間、第１
の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオン
し、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないよう
にオフする第６の期間を設けることができる（請求項３
の発明）。
または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１
の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフ
し、前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体ス
イッチをオンする第１の期間、第１の半導体双方向スイ
ッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双
方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第２の
期間、前記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体
スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流
が流れないようにオフする第３の期間を設け、負荷また
は電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体
双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、前記第
２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオ
ンする第４の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１
の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッ
チの第２の半導体スイッチをオンする第５の期間、第１
の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオン
し、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないよう
にオフする第６の期間を設けることができる（請求項３
の発明）。
【００１０】また、上記請求項２の発明においては、前
記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前
記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチ
と前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイ
ッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向
スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導
体スイッチが同時にオンする期間を設け、負荷または電
源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方
向スイッチの第１の半導体スイッチと第２の半導体双方
向スイッチの第２の半導体スイッチを交互にオン，オフ
し、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが
切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオン
する期間を設けることができる（請求項４の発明）。
記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前
記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチ
と前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイ
ッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向
スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導
体スイッチが同時にオンする期間を設け、負荷または電
源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方
向スイッチの第１の半導体スイッチと第２の半導体双方
向スイッチの第２の半導体スイッチを交互にオン，オフ
し、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが
切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオン
する期間を設けることができる（請求項４の発明）。
【００１１】上記請求項１ないし４のいずれかの発明に
おいては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送
波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、
電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と負荷
または電源電流極性との関係から、各半導体スイッチの
転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信号に
加算してオン，オフさせることができ（請求項５の発
明）、または、前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ス
テップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧
極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場
合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量と
して、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさ
せることができる（請求項６の発明）。
おいては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送
波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、
電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と負荷
または電源電流極性との関係から、各半導体スイッチの
転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信号に
加算してオン，オフさせることができ（請求項５の発
明）、または、前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ス
テップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧
極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場
合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量と
して、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさ
せることができる（請求項６の発明）。
【００１２】さらに、上記請求項１ないし４のいずれか
の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信
号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせる
ときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転
流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源
電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の
場合にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算し
てオン，オフさせることができ（請求項７の発明）、ま
たは、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信
号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源
電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時
間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負
荷または電源電流極性との関係が異極性の場合にのみ正
の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフ
させることができる（請求項８の発明）。
の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信
号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせる
ときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転
流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源
電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の
場合にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算し
てオン，オフさせることができ（請求項７の発明）、ま
たは、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信
号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源
電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時
間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負
荷または電源電流極性との関係が異極性の場合にのみ正
の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフ
させることができる（請求項８の発明）。
【００１３】加えて、上記請求項１ないし８のいずれか
の発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別
を、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期
間中に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持するこ
とができる（請求項９の発明）。この請求項９の発明に
おいては、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保
持するのは、転流開始から一定期間とすることができ
（請求項１０の発明）、または、前記負荷または電源電
流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から完了ま
での期間とすることができる（請求項１１の発明）。
の発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別
を、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期
間中に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持するこ
とができる（請求項９の発明）。この請求項９の発明に
おいては、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保
持するのは、転流開始から一定期間とすることができ
（請求項１０の発明）、または、前記負荷または電源電
流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から完了ま
での期間とすることができる（請求項１１の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】［実施形態１］図１はこの発明の
第１の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に
示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッ
チの制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、
Ｌはオフを示す）。図１からも明らかなように、双方向
スイッチ９と双方向スイッチ１０を交互にオン，オフさ
せる点は従来と同じであるが、負荷または電源に流れる
電流の極性に応じて、双方向スイッチ９と双方向スイッ
チ１０のオン，オフが切り替わる瞬間に、双方向スイッ
チを構成するスイッチ１〜４を個別にオン，オフさせる
点で従来と異なっている。
第１の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に
示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッ
チの制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、
Ｌはオフを示す）。図１からも明らかなように、双方向
スイッチ９と双方向スイッチ１０を交互にオン，オフさ
せる点は従来と同じであるが、負荷または電源に流れる
電流の極性に応じて、双方向スイッチ９と双方向スイッ
チ１０のオン，オフが切り替わる瞬間に、双方向スイッ
チを構成するスイッチ１〜４を個別にオン，オフさせる
点で従来と異なっている。
【００１５】具体的には、負荷電流の極性が正の場合
（図１６の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に
示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）
の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオン
となる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッ
チ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参
照）を設ける。一方、負荷電流の極性が負の場合には、
図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間
（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイ
ッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参
照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢
印Ｆの期間参照）を設ける。
（図１６の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に
示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）
の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオン
となる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッ
チ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参
照）を設ける。一方、負荷電流の極性が負の場合には、
図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間
（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイ
ッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参
照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢
印Ｆの期間参照）を設ける。
【００１６】図３は単相降圧形交流チョッパ回路におい
て、負荷電流の極性が正の場合における電流径路を説明
するもので、図３（ａ）は図１の期間Ａ（還流期間）
に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）
は図１の期間Ｃ（入力電源に負荷がつながっている期
間）にそれぞれ対応する。つまり、この発明による制御
方法を適用することで、負荷リアクトル１８に蓄積され
た誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、電源１３
の極性が正負いずれの場合においても、電源短絡が生じ
ないように双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り
替えることが可能となる。なお、電流極性が負の場合の
電流径路も上記と同様なので、説明は省略する。
て、負荷電流の極性が正の場合における電流径路を説明
するもので、図３（ａ）は図１の期間Ａ（還流期間）
に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）
は図１の期間Ｃ（入力電源に負荷がつながっている期
間）にそれぞれ対応する。つまり、この発明による制御
方法を適用することで、負荷リアクトル１８に蓄積され
た誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、電源１３
の極性が正負いずれの場合においても、電源短絡が生じ
ないように双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り
替えることが可能となる。なお、電流極性が負の場合の
電流径路も上記と同様なので、説明は省略する。
【００１７】また、この発明は、図１７に示す単相昇圧
形交流チョッパ回路の制御にも適用することができる。
すなわち、電源電流の極性が正の場合（図１７の矢印の
向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッ
チ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参
照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１
（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとな
る期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。一
方、電源電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示す
ようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢
印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとな
る期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１
のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）
を設ける。
形交流チョッパ回路の制御にも適用することができる。
すなわち、電源電流の極性が正の場合（図１７の矢印の
向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッ
チ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参
照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１
（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとな
る期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。一
方、電源電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示す
ようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢
印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとな
る期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１
のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）
を設ける。
【００１８】図４は単相昇圧形交流チョッパ回路におい
て、電源電流の極性が正の場合における電流径路を示す
もので、図４（ａ）は図１の期間Ａ（入力電源に負荷が
つながっている期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転
流期間）に、同（ｃ）は期間Ｃ（還流期間）にそれぞれ
対応する。この発明を適用することにより、昇圧リアク
トル２１に蓄積される誘導性エネルギーの径路を常に確
保しつつ、コンデンサ２２の極性が正負いずれの場合に
おいても、コンデンサ２２の短絡が生じないように、双
方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが
可能となる。なお、負荷電流の極性が負の場合の電流径
路についても、上記と同様なので説明は省略する。図１
の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ
回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対し
ても、上記と同様にして適用することができる。
て、電源電流の極性が正の場合における電流径路を示す
もので、図４（ａ）は図１の期間Ａ（入力電源に負荷が
つながっている期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転
流期間）に、同（ｃ）は期間Ｃ（還流期間）にそれぞれ
対応する。この発明を適用することにより、昇圧リアク
トル２１に蓄積される誘導性エネルギーの径路を常に確
保しつつ、コンデンサ２２の極性が正負いずれの場合に
おいても、コンデンサ２２の短絡が生じないように、双
方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが
可能となる。なお、負荷電流の極性が負の場合の電流径
路についても、上記と同様なので説明は省略する。図１
の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ
回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対し
ても、上記と同様にして適用することができる。
【００１９】［実施形態２］図２はこの発明の第２の実
施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相
降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの、別
の制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌ
はオフを示す）。すなわち、負荷電流の極性が正の場合
においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイ
ッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参
照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とス
イッチ４はオフ状態を保持させる。また、負荷電流の極
性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１
とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間
Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ
２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動
作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相
降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの、別
の制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌ
はオフを示す）。すなわち、負荷電流の極性が正の場合
においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイ
ッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参
照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とス
イッチ４はオフ状態を保持させる。また、負荷電流の極
性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１
とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間
Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ
２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動
作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
【００２０】この発明は、図１７に示す単相昇圧形交流
チョッパ回路に対しても適用することができる。電源電
流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すよう
に、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図
２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフ
させ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させ
る。また、電源電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に
示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン
期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオ
ン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保
持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるの
で、説明は省略する。なお、図２の如き制御方法は、図
５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三
相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にし
て適用することができる。
チョッパ回路に対しても適用することができる。電源電
流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すよう
に、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図
２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフ
させ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させ
る。また、電源電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に
示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン
期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオ
ン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保
持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるの
で、説明は省略する。なお、図２の如き制御方法は、図
５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三
相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にし
て適用することができる。
【００２１】以上のようにして、双方向スイッチに発生
するスパイク電圧を、スナバ回路を用いることなく抑制
することができる。ところで、以上のようなパルスパタ
ーンでスイッチをオン，オフさせるための制御部の一般
的な例を図２０に示す。すなわち、ＰＷＭ（パルス幅変
調）回路３５で変調率指令信号λ＊と搬送波信号ＣＡと
を比較して、例えば双方向スイッチ９の信号を作り、こ
れを原信号として負荷または電源電流極性毎のスイッチ
１〜４の点弧信号パターンを生成し、極性判別回路３９
からの信号に応じて正極性または負極性の信号を発生さ
せるものである。なお、符号３６は正極性パルス生成回
路、３７は負極性パルス生成回路、３８は切替回路であ
る。
するスパイク電圧を、スナバ回路を用いることなく抑制
することができる。ところで、以上のようなパルスパタ
ーンでスイッチをオン，オフさせるための制御部の一般
的な例を図２０に示す。すなわち、ＰＷＭ（パルス幅変
調）回路３５で変調率指令信号λ＊と搬送波信号ＣＡと
を比較して、例えば双方向スイッチ９の信号を作り、こ
れを原信号として負荷または電源電流極性毎のスイッチ
１〜４の点弧信号パターンを生成し、極性判別回路３９
からの信号に応じて正極性または負極性の信号を発生さ
せるものである。なお、符号３６は正極性パルス生成回
路、３７は負極性パルス生成回路、３８は切替回路であ
る。
【００２２】このようなパルスパターンで降圧チョッパ
により負荷側に電圧を発生させようとする場合、変調率
指令信号をλ＊、切替ステップ時間（図１のＡ〜Ｆの各
期間時間：転流ステップ時間とも言う）をτ、搬送波信
号（キャリア）の周期をＴとすると、変調率指令信号λ
＊に対する実際の変調率λは、下記のようになる。 負荷または電源電流極性と電源電圧極性が同極性の場合 λ＝λ＊＋（τ／Ｔ） 負荷または電源電流極性と電源電圧極性が異極性の場合 λ＝λ＊−（τ／Ｔ）
により負荷側に電圧を発生させようとする場合、変調率
指令信号をλ＊、切替ステップ時間（図１のＡ〜Ｆの各
期間時間：転流ステップ時間とも言う）をτ、搬送波信
号（キャリア）の周期をＴとすると、変調率指令信号λ
＊に対する実際の変調率λは、下記のようになる。 負荷または電源電流極性と電源電圧極性が同極性の場合 λ＝λ＊＋（τ／Ｔ） 負荷または電源電流極性と電源電圧極性が異極性の場合 λ＝λ＊−（τ／Ｔ）
【００２３】その結果、電源電圧と負荷または電源電流
の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発
生する。一例として、図８に単相交流チョッパに遅れ力
率負荷を接続した場合の負荷端電圧（平均電圧波形）Ｖ
Lを示すが、例えば変調率０．５の指令電圧に対して、
電源電圧と負荷または電源電流の極性が異極性の場合に
は負荷電圧が低くなり、同極性の場合には負荷電圧が高
くなる。図９に図１の如きパルスパターンに対する転流
タイミングを示す。同図から、電流極性が同じであれば
転流パルスパターンは同じであるが、実際に転流するタ
イミングは電源電圧極性により変化する。具体的には、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が同極性の
場合には、λ＊（原信号）に対して、＋τ（転流ステッ
プ時間）が加算され、負荷または電源電流の極性と電源
電圧の極性が異極性の場合には、−τが加算される。な
お、図９のＳＷ１〜ＳＷ４はスイッチ１〜４を示す。
の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発
生する。一例として、図８に単相交流チョッパに遅れ力
率負荷を接続した場合の負荷端電圧（平均電圧波形）Ｖ
Lを示すが、例えば変調率０．５の指令電圧に対して、
電源電圧と負荷または電源電流の極性が異極性の場合に
は負荷電圧が低くなり、同極性の場合には負荷電圧が高
くなる。図９に図１の如きパルスパターンに対する転流
タイミングを示す。同図から、電流極性が同じであれば
転流パルスパターンは同じであるが、実際に転流するタ
イミングは電源電圧極性により変化する。具体的には、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が同極性の
場合には、λ＊（原信号）に対して、＋τ（転流ステッ
プ時間）が加算され、負荷または電源電流の極性と電源
電圧の極性が異極性の場合には、−τが加算される。な
お、図９のＳＷ１〜ＳＷ４はスイッチ１〜４を示す。
【００２４】［実施形態３］以上のように、図１，２で
説明したようなパルスパターンによりスイッチをオン，
オフさせると、電源電圧と負荷または電源電流の極性が
変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生するの
で、この発明ではさらにこれを無くすようにする。図７
にその制御ブロック例を示す。これは、図２０に対し電
源電圧極性判別回路４１、判別回路４１の出力である電
源電圧極性判別信号と負荷または電源電流の極性との極
性比較回路４２、その出力に基づいて変調率指令λ＊に
補正をかける補正回路（切替回路４３および加算回路４
０等参照）等を付加して構成される。
説明したようなパルスパターンによりスイッチをオン，
オフさせると、電源電圧と負荷または電源電流の極性が
変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生するの
で、この発明ではさらにこれを無くすようにする。図７
にその制御ブロック例を示す。これは、図２０に対し電
源電圧極性判別回路４１、判別回路４１の出力である電
源電圧極性判別信号と負荷または電源電流の極性との極
性比較回路４２、その出力に基づいて変調率指令λ＊に
補正をかける補正回路（切替回路４３および加算回路４
０等参照）等を付加して構成される。
【００２５】極性比較回路４２には極性判別回路３９，
４１の各出力が与えられ、ここで電源電圧極性と負荷ま
たは電源電流の極性が同極性か異極性かが判別される。
補正回路は、極性比較回路４２からの判別信号に基づい
て変調率指令λ＊に補正信号を加算する。すなわち、判
別の結果が同極性であれば加算回路４０には負の補正量
−Δλを、異極性であれば正の補正量＋Δλをそれぞれ
印加する。印加する補正量Δλは、転流ステップ時間を
τ、搬送波の周期をＴとすると、Δλ＝τ／Ｔである。
この場合の補正信号波形例を図８（ａ）に示す。こうす
ることで、転流タイミングのずれに起因する負荷端への
電源電圧印加時間が補正され、変調率指令λ＊どおりの
負荷端電圧が発生し、電圧波形歪みを無くすことができ
る。
４１の各出力が与えられ、ここで電源電圧極性と負荷ま
たは電源電流の極性が同極性か異極性かが判別される。
補正回路は、極性比較回路４２からの判別信号に基づい
て変調率指令λ＊に補正信号を加算する。すなわち、判
別の結果が同極性であれば加算回路４０には負の補正量
−Δλを、異極性であれば正の補正量＋Δλをそれぞれ
印加する。印加する補正量Δλは、転流ステップ時間を
τ、搬送波の周期をＴとすると、Δλ＝τ／Ｔである。
この場合の補正信号波形例を図８（ａ）に示す。こうす
ることで、転流タイミングのずれに起因する負荷端への
電源電圧印加時間が補正され、変調率指令λ＊どおりの
負荷端電圧が発生し、電圧波形歪みを無くすことができ
る。
【００２６】上記では、電源電圧極性と負荷または電源
電流の極性が同極性，異極性の各場合に応じて補正した
が、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が異極性
の場合にのみ、正の補正をかけることができる。この場
合の補正量＋Δλは２τ／Ｔで、負の補正量は零とす
る。こうすることで、負荷端電圧は同極性時の電圧波形
側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されるこ
とになる。図８（ｂ）にこのときの補正信号波形例を示
す。また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が
同極性の場合にのみ、負の補正をかけることもできる。
この場合の補正量＋Δλは零とし、負の補正量−Δλを
−２τ／Ｔとする。こうすることで、負荷端電圧は異極
性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪み
が補正されることになる。図８（ｃ）にこのときの補正
信号波形例を示す。
電流の極性が同極性，異極性の各場合に応じて補正した
が、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が異極性
の場合にのみ、正の補正をかけることができる。この場
合の補正量＋Δλは２τ／Ｔで、負の補正量は零とす
る。こうすることで、負荷端電圧は同極性時の電圧波形
側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されるこ
とになる。図８（ｂ）にこのときの補正信号波形例を示
す。また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が
同極性の場合にのみ、負の補正をかけることもできる。
この場合の補正量＋Δλは零とし、負の補正量−Δλを
−２τ／Ｔとする。こうすることで、負荷端電圧は異極
性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪み
が補正されることになる。図８（ｃ）にこのときの補正
信号波形例を示す。
【００２７】ところで、各スイッチをオン，オフさせる
パルスパターンを切り替えるため、図２０のような回路
で負荷電流極性を判別する場合、図１に示すＡ，Ｂまた
はＤ〜Ｆの期間（転流期間）で電流極性が切り替わる
と、各スイッチが同持に（または短いデッドタイムＴｄ
で）切り替わるため、電源短絡が発生すると言う不都合
がある。図２１に、転流期間中に電流極性信号が切り替
わったときの各点弧信号を示す。通常、各点弧信号は設
定した切替（転流）ステップ時間τ（デッドタイムＴｄ
に相当）をもって切り替わるが、転流期間中に上記極性
信号が切り替わると、下記のようにデッドタイムＴｄが
減少してしまう。
パルスパターンを切り替えるため、図２０のような回路
で負荷電流極性を判別する場合、図１に示すＡ，Ｂまた
はＤ〜Ｆの期間（転流期間）で電流極性が切り替わる
と、各スイッチが同持に（または短いデッドタイムＴｄ
で）切り替わるため、電源短絡が発生すると言う不都合
がある。図２１に、転流期間中に電流極性信号が切り替
わったときの各点弧信号を示す。通常、各点弧信号は設
定した切替（転流）ステップ時間τ（デッドタイムＴｄ
に相当）をもって切り替わるが、転流期間中に上記極性
信号が切り替わると、下記のようにデッドタイムＴｄが
減少してしまう。
【００２８】１）図２１（ａ），（ｃ）に示すように、
期間Ｘ，Ｚでは切替（転流）ステップ時間がτ以下とな
る。 ２）図２１（ｂ）に示すように、期間Ｙでは切替（転
流）ステップ時間がゼロとなる。 この結果、各スイッチのターンオンやターンオフの期間
に電源が短絡状態になり、過大な電流が発生することに
なる。この発明はこれまでのものに、さらに上記のよう
な原因によって発生する電源短絡状態を防止する制御方
法についても、以下のように提案するものである。
期間Ｘ，Ｚでは切替（転流）ステップ時間がτ以下とな
る。 ２）図２１（ｂ）に示すように、期間Ｙでは切替（転
流）ステップ時間がゼロとなる。 この結果、各スイッチのターンオンやターンオフの期間
に電源が短絡状態になり、過大な電流が発生することに
なる。この発明はこれまでのものに、さらに上記のよう
な原因によって発生する電源短絡状態を防止する制御方
法についても、以下のように提案するものである。
【００２９】〔実施形態４〕図１０〜１３に上記のよう
な観点にもとづく実施形態を示し、図１４，１５にその
動作波形を示す。なお、図１０〜１３は図２０に示すも
のに対し、それぞれ点線で示す回路を付加して構成され
る。すなわち、図１０では図２０に対し極性判別回路３
９、信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路４３、モ
ノステーブル回路（単に、モノステとも言う）４４Ａ，
４４Ｂ、ノットゲート４７およびオアゲート４８等が付
加されている。モノステ４４Ａは、図７のＰＷＭ回路３
５の出力である原信号（図１４参照）の立ち上がりか
ら一定時間Ｔのパルス信号（図１４参照）を、また、
モノステ４４Ｂは原信号の反転信号の立ち上がり（換言
すれば原信号の立ち下がり）から一定時間Ｔのパルス信
号（図１４参照）をそれぞれ出力する。この一定時間
Ｔは、ここでは転流ステップ完了までの時間（３τ：図
１４参照）より長いが、最小でも３τ以下とはならない
ようにする。
な観点にもとづく実施形態を示し、図１４，１５にその
動作波形を示す。なお、図１０〜１３は図２０に示すも
のに対し、それぞれ点線で示す回路を付加して構成され
る。すなわち、図１０では図２０に対し極性判別回路３
９、信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路４３、モ
ノステーブル回路（単に、モノステとも言う）４４Ａ，
４４Ｂ、ノットゲート４７およびオアゲート４８等が付
加されている。モノステ４４Ａは、図７のＰＷＭ回路３
５の出力である原信号（図１４参照）の立ち上がりか
ら一定時間Ｔのパルス信号（図１４参照）を、また、
モノステ４４Ｂは原信号の反転信号の立ち上がり（換言
すれば原信号の立ち下がり）から一定時間Ｔのパルス信
号（図１４参照）をそれぞれ出力する。この一定時間
Ｔは、ここでは転流ステップ完了までの時間（３τ：図
１４参照）より長いが、最小でも３τ以下とはならない
ようにする。
【００３０】モノステ４４Ａ，４４Ｂの出力はオアゲー
ト４８でその論理和がとられ、信号保持用ＳＨ回路４５
に保持指令として与えられる（図１４参照）。これに
より、負荷電流の極性判別結果が図１４のように保持
されることになる。なお、図１４は負荷電流波形を示
し、図１４は切替回路３８の信号を示す。図１１に図
１０の変形例を示す。図１０では負荷電流の極性を回路
３９で判別して、その結果をＳＨ回路４５で保持した
が、ここでは、負荷電流信号をＳＨ回路４５で保持した
後に、回路３９で極性判別を行なう点が異なるだけで、
極性信号を一定時間保持する点では基本的に同じと言え
る。
ト４８でその論理和がとられ、信号保持用ＳＨ回路４５
に保持指令として与えられる（図１４参照）。これに
より、負荷電流の極性判別結果が図１４のように保持
されることになる。なお、図１４は負荷電流波形を示
し、図１４は切替回路３８の信号を示す。図１１に図
１０の変形例を示す。図１０では負荷電流の極性を回路
３９で判別して、その結果をＳＨ回路４５で保持した
が、ここでは、負荷電流信号をＳＨ回路４５で保持した
後に、回路３９で極性判別を行なう点が異なるだけで、
極性信号を一定時間保持する点では基本的に同じと言え
る。
【００３１】図１０，図１１ではモノステ４４Ａ，４４
Ｂで保持期間を決めているが、図１２，図１３では排他
的ＯＲゲート（ＥＸ−ＯＲゲート）４９，排他的ＮＯＲ
ゲート（ＥＸ−ＮＯＲゲート）５０およびオアゲート４
８からなる保持指令発生回路４６により保持期間を決め
るようにしている。すなわち、図１５に示すように、Ｅ
Ｘ−ＯＲゲート４９では原信号とスイッチ１の信号との
ＥＸ−ＯＲを取ったのような信号、ＥＸ−ＮＯＲゲー
ト５０では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＮＯＲ
を取ったのような信号がそれぞれ得られ、結果として
に示すような保持指令が得られる。図１２，図１３の
場合も極性信号を一定時間保持する点では実質的に同じ
であり、その期間が図１０，図１１の場合と若干異なっ
ている程度と言える。なお、図１５では図示を省略して
いるが、負荷電流検出信号や負荷電流極性信号の波形は
図１４と同様である。
Ｂで保持期間を決めているが、図１２，図１３では排他
的ＯＲゲート（ＥＸ−ＯＲゲート）４９，排他的ＮＯＲ
ゲート（ＥＸ−ＮＯＲゲート）５０およびオアゲート４
８からなる保持指令発生回路４６により保持期間を決め
るようにしている。すなわち、図１５に示すように、Ｅ
Ｘ−ＯＲゲート４９では原信号とスイッチ１の信号との
ＥＸ−ＯＲを取ったのような信号、ＥＸ−ＮＯＲゲー
ト５０では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＮＯＲ
を取ったのような信号がそれぞれ得られ、結果として
に示すような保持指令が得られる。図１２，図１３の
場合も極性信号を一定時間保持する点では実質的に同じ
であり、その期間が図１０，図１１の場合と若干異なっ
ている程度と言える。なお、図１５では図示を省略して
いるが、負荷電流検出信号や負荷電流極性信号の波形は
図１４と同様である。
【００３２】以上のことから、図１０〜図１３の例は、
入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中
に、負荷または電源電流の極性判別を行ない、それ以外
の期間はその判別結果を保持する方式と言うことができ
る。なお、図７、図１０〜図１３では、専ら降圧チョッ
パを制御するために負荷電流に着目しているが、昇圧チ
ョッパの場合は電源電流にもとづき制御することになる
のは言うまでも無い。
入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中
に、負荷または電源電流の極性判別を行ない、それ以外
の期間はその判別結果を保持する方式と言うことができ
る。なお、図７、図１０〜図１３では、専ら降圧チョッ
パを制御するために負荷電流に着目しているが、昇圧チ
ョッパの場合は電源電流にもとづき制御することになる
のは言うまでも無い。
【００３３】
【発明の効果】この発明によれば、交流変換回路を構成
する双方向スイッチを、電流の径路を確保しつつ電圧源
短絡が生じないように制御するようにしたので、従来必
要不可欠であったスナバ回路を省略できることから、小
型，低コスト化が可能となる利点が得られる。また、電
源電圧極性と負荷または電源電流の極性に応じて変調率
指令を補正するようにしたので、実際の電圧波形（平均
電圧波形）の極性切り替わり時の歪みを補正することが
可能となる。さらに、負荷電流または電源電流の極性を
保持するようにしたので、転流期間中に極性に応じて切
り替わる切替スイッチが切り替わることもなく、降圧チ
ョッパ動作における電源の短絡状態や、昇圧チョッパ動
作における電圧源の短絡状態を防止することが可能とな
る。
する双方向スイッチを、電流の径路を確保しつつ電圧源
短絡が生じないように制御するようにしたので、従来必
要不可欠であったスナバ回路を省略できることから、小
型，低コスト化が可能となる利点が得られる。また、電
源電圧極性と負荷または電源電流の極性に応じて変調率
指令を補正するようにしたので、実際の電圧波形（平均
電圧波形）の極性切り替わり時の歪みを補正することが
可能となる。さらに、負荷電流または電源電流の極性を
保持するようにしたので、転流期間中に極性に応じて切
り替わる切替スイッチが切り替わることもなく、降圧チ
ョッパ動作における電源の短絡状態や、昇圧チョッパ動
作における電圧源の短絡状態を防止することが可能とな
る。
【図１】この発明の第１の実施の形態説明図である。
【図２】この発明の別の実施の形態説明図である。
【図３】単相降圧形交流チョッパで負荷電流の極性が正
の場合の電流径路説明図である。
の場合の電流径路説明図である。
【図４】単相昇圧形交流チョッパで電源電流の極性が正
の場合の電流径路説明図である。
の場合の電流径路説明図である。
【図５】三相降圧形交流チョッパの例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】三相昇圧形交流チョッパの例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】この発明によるスイッチ制御部の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】図７および従来のスイッチ制御部の動作説明図
である。
である。
【図９】図１のスイッチオン，オフパターンに対する転
流タイミング説明図である。
流タイミング説明図である。
【図１０】この発明の他の実施形態を示す構成図であ
る。
る。
【図１１】図１０の第１変形例を示す構成図である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態を示す構成図
である。
である。
【図１３】図１２の変形例を示す構成図である。
【図１４】図１０，図１１の動作説明図である。
【図１５】図１２，図１３の動作説明図である。
【図１６】単相降圧形交流チョッパの従来例を示す回路
図である。
図である。
【図１７】単相昇圧形交流チョッパの従来例を示す回路
図である。
図である。
【図１８】図１６，図１８の制御方法を説明する波形図
である。
である。
【図１９】交流スナバ回路例を示す回路図である。
【図２０】スイッチ制御部の一般的な構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２１】転流期間中に電流極性判別信号が切り替わっ
た場合の各点弧信号を示す波形図である。
た場合の各点弧信号を示す波形図である。
１〜８…半導体スイッチ（スイッチ）、９〜１２…半導
体双方向スイッチ（双方向スイッチ）、１３…単相交流
電源、１４…三相交流電源、１５〜１７…負荷抵抗、１
８〜２０…負荷リアクトル、２１〜２３…昇圧リアクト
ル、２４〜２７…コンデンサ、２８〜３１…ダイオー
ド、３５…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路、３６…正極性
パルス生成回路、３７…負極性パルス生成回路、３８，
４３…切替回路、３９，４１…極性判別回路、４０…加
算回路、４２…極性比較回路、４４Ａ，４４Ｂ…モノス
テーブル回路（モノステ）、４５…信号保持用サンプル
ホールド（ＳＨ）回路、４６…保持指令発生回路、４７
…ノットゲート、４８…オアゲート、４９…ＥＸ−ＯＲ
ゲート、５０…ＥＸ−ＮＯＲゲート、ＣＡ…搬送波、Ｖ
S…電源電圧、ＶL…負荷端電圧、ＩL…負荷電流。
体双方向スイッチ（双方向スイッチ）、１３…単相交流
電源、１４…三相交流電源、１５〜１７…負荷抵抗、１
８〜２０…負荷リアクトル、２１〜２３…昇圧リアクト
ル、２４〜２７…コンデンサ、２８〜３１…ダイオー
ド、３５…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路、３６…正極性
パルス生成回路、３７…負極性パルス生成回路、３８，
４３…切替回路、３９，４１…極性判別回路、４０…加
算回路、４２…極性比較回路、４４Ａ，４４Ｂ…モノス
テーブル回路（モノステ）、４５…信号保持用サンプル
ホールド（ＳＨ）回路、４６…保持指令発生回路、４７
…ノットゲート、４８…オアゲート、４９…ＥＸ−ＯＲ
ゲート、５０…ＥＸ−ＮＯＲゲート、ＣＡ…搬送波、Ｖ
S…電源電圧、ＶL…負荷端電圧、ＩL…負荷電流。
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Ｆターム(参考） 5H420 CC04 EA10 EA20 EA42 EA43
EB04 EB38 LL05
5H750 BA01 CC02 CC06 DD26 GG04
Claims (11)
- 【請求項１】 第１，第２の半導体スイッチの逆直列回
路からなり、一方向に流れる電流と他方向に流れる電流
をそれぞれオン，オフすることが可能な半導体双方向ス
イッチを複数備えた電力変換装置において、 負荷または電源の電流極性に応じ、電流の流れる径路を
確保しつつ電圧源を短絡させないように、前記各半導体
双方向スイッチの各半導体スイッチを個別にオン，オフ
させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項２】 前記電力変換装置を、第１の半導体双方
向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路
と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイ
ッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、
第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイ
ッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を
接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介
して交流電圧源に接続して構成したものとすることを特
徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項３】 前記負荷または電源の電流極性が第１の
極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチを電流
が流れないようにオフし、前記第２の半導体双方向スイ
ッチの第１の半導体スイッチをオンする第１の期間、第
１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオ
ンし、第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイ
ッチをオンする第２の期間、前記第１の半導体双方向ス
イッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体
双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第３の
期間を設け、 負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１
の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフ
し、前記第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体ス
イッチをオンする第４の期間、第１の半導体双方向スイ
ッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双
方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第５の
期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイ
ッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流
れないようにオフする第６の期間を設けることを特徴と
する請求項２に記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項４】 前記負荷または電源の電流極性が第１の
極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチの第２
の半導体スイッチと前記第２の半導体双方向スイッチの
第１の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２
つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わると
きに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設
け、 負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１
の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチと第２
の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチを交互
にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチの
オン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチ
が同時にオンする期間を設けることを特徴とする請求項
２に記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項５】 前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と
負荷または電源電流極性との関係から、各半導体スイッ
チの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信
号に加算してオン，オフさせることを特徴とする請求項
１ないし４のいずれかに記載の電力変換装置の制御方
法。 - 【請求項６】 前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ス
テップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧
極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場
合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量と
して、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさ
せることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記
載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項７】 前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ス
テップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧
極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の場合
にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算してオ
ン，オフさせることを特徴とする請求項１ないし４のい
ずれかに記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項８】 前記各半導体スイッチを、変調率信号と
搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるとき
は、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ス
テップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧
極性と負荷または電源電流極性との関係が異極性の場合
にのみ正の補正量として、前記変調率信号に加算してオ
ン，オフさせることを特徴とする請求項１ないし４のい
ずれかに記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項９】 前記負荷または電源電流の極性判別を、
入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中
に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持することを
特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の電力変
換装置の制御方法。 - 【請求項１０】 前記負荷または電源電流の極性判別結
果を保持するのは、転流開始から一定期間とすることを
特徴とする請求項９に記載の電力変換装置の制御方法。 - 【請求項１１】 前記負荷または電源電流の極性判別結
果を保持するのは、転流開始から完了までの期間とする
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置の制御
方法。
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Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100713691B1 (ko) | 2003-11-28 | 2007-05-04 | 한빛이디에스(주) | 전압 강하 전용 전압제어장치 |
| JP2009278769A (ja) * | 2008-05-14 | 2009-11-26 | Nagoya Institute Of Technology | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
| JP2009544274A (ja) * | 2006-07-19 | 2009-12-10 | サインウェイブ エナジー テクノロジーズ，エルエルシー | 転流の能動スイッチングと反フリッカ修正を有する正弦波ランプ・コントローラ |
| CN102291005A (zh) * | 2010-06-18 | 2011-12-21 | 上海威曼电气科技发展有限公司 | 一种交流斩波器 |
| US8193785B2 (en) | 2005-12-30 | 2012-06-05 | Microgen Engine Corporation Holding B.V. | Power supply |
| JP2013534398A (ja) * | 2010-07-27 | 2013-09-02 | イヴァン ジャマエブ，ジャック | 同位相の正弦波によって照明の調光をおこなうための方式および装置 |
| WO2013171800A1 (ja) | 2012-05-18 | 2013-11-21 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN103718447A (zh) * | 2012-04-10 | 2014-04-09 | 富士电机株式会社 | 功率转换设备 |
| CN103746568A (zh) * | 2013-12-17 | 2014-04-23 | 中国船舶重工集团公司第七一九研究所 | 一种紧凑型正弦恒流调光装置 |
| EP2889996A4 (en) * | 2012-08-21 | 2016-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | POWER CONVERTER |
| EP2892145A4 (en) * | 2012-10-02 | 2016-05-18 | Fuji Electric Co Ltd | POWER CONVERTER AND INVERTER DEVICE COMPRISING SAME |
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| JP2017504304A (ja) * | 2013-12-10 | 2017-02-02 | エッジ・エレクトロンズ・リミテッドＥｄｇｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ | 高周波直列ａｃ電圧レギュレータ |
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|---|---|---|---|---|
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| US9298204B2 (en) * | 2012-12-27 | 2016-03-29 | Eaton Corporation | AC to AC converter and method of operation thereof for soft starting motors and other applications |
| GB201317749D0 (en) * | 2013-10-08 | 2013-11-20 | Dyson Technology Ltd | AC/DC boost converter |
| CN105322806B (zh) * | 2014-07-15 | 2017-12-15 | 龚秋声 | 倒相斩控交流调压电路 |
-
2002
- 2002-03-04 JP JP2002057878A patent/JP3902030B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100713691B1 (ko) | 2003-11-28 | 2007-05-04 | 한빛이디에스(주) | 전압 강하 전용 전압제어장치 |
| US8193785B2 (en) | 2005-12-30 | 2012-06-05 | Microgen Engine Corporation Holding B.V. | Power supply |
| JP2009544274A (ja) * | 2006-07-19 | 2009-12-10 | サインウェイブ エナジー テクノロジーズ，エルエルシー | 転流の能動スイッチングと反フリッカ修正を有する正弦波ランプ・コントローラ |
| JP2009278769A (ja) * | 2008-05-14 | 2009-11-26 | Nagoya Institute Of Technology | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
| CN102291005A (zh) * | 2010-06-18 | 2011-12-21 | 上海威曼电气科技发展有限公司 | 一种交流斩波器 |
| JP2013534398A (ja) * | 2010-07-27 | 2013-09-02 | イヴァン ジャマエブ，ジャック | 同位相の正弦波によって照明の調光をおこなうための方式および装置 |
| CN103718447A (zh) * | 2012-04-10 | 2014-04-09 | 富士电机株式会社 | 功率转换设备 |
| WO2013171800A1 (ja) | 2012-05-18 | 2013-11-21 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN104205597B (zh) * | 2012-05-18 | 2017-10-20 | 富士电机株式会社 | 功率转换装置 |
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| EP2889996A4 (en) * | 2012-08-21 | 2016-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | POWER CONVERTER |
| US9735705B2 (en) | 2012-08-21 | 2017-08-15 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9397582B2 (en) | 2012-10-02 | 2016-07-19 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power converter, and inverter device including the power converter |
| EP2892145A4 (en) * | 2012-10-02 | 2016-05-18 | Fuji Electric Co Ltd | POWER CONVERTER AND INVERTER DEVICE COMPRISING SAME |
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| JP2017504304A (ja) * | 2013-12-10 | 2017-02-02 | エッジ・エレクトロンズ・リミテッドＥｄｇｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ | 高周波直列ａｃ電圧レギュレータ |
| CN103746568A (zh) * | 2013-12-17 | 2014-04-23 | 中国船舶重工集团公司第七一九研究所 | 一种紧凑型正弦恒流调光装置 |
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